JPH10242717A - 平面誘電体集積回路 - Google Patents
平面誘電体集積回路Info
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Abstract
変換損が少なく、また両者間のインピーダンス整合を容
易にとれるようにした平面誘電体集積回路を提供する。 【解決手段】 誘電体板を挟んで2つのスロットを対向
させることによって平面誘電体線路を設けるとともに、
その平面誘電体線路の端部にスロット線路および線路変
換導電体パターン10,11を設け、スロット線路を跨
いでFET50を配置する。
Description
クロ波帯で用いられる平面誘電体集積回路に関する。
導波管や同軸線路、またはマイクロストリップ線路、コ
プレーナ線路、スロット線路等の誘電体基板上に所定の
導電体を形成して構成された伝送線路が多く用いられて
きた。特に誘電体基板上に伝送線路を形成したもので
は、IC等の電子部品との接続が容易であるために、誘
電体基板上に電子部品を実装して集積回路を構成する試
みも多くなされている。
クロストリップ線路、コプレーナ線路、スロット線路等
では、比較的伝送損失が大きいため、特に低伝送損失が
要求される回路には適さない。そこで、本願出願人は特
願平07−069867号にてこれらの課題を解決した
平面誘電体線路および集積回路に関する発明を出願して
いる。
部と平面誘電体線路とは一般に電磁界分布が異なるた
め、平面誘電体線路に電子部品を単に実装するだけでは
変換損が極めて大きくなる。また、誘電体板の一方の面
に電子部品を実装しただけでは、その裏面の電磁界と電
子部品との結合がなされず、その点でも変換損失の増大
につながる。誘電体板の両面に電子部品を実装すれば後
者の問題は解消できるが、電子部品の特性ばらつきによ
る特性再現性(歩留り)の低下、損失の増大、材料およ
び実装コストの増大をもたらす。
の間のエネルギ変換損が少なく、また両者間のインピー
ダンス整合を容易にとれるようにした平面誘電体集積回
路を提供することを目的とする。
線路と電子部品との結合部分における信号ロスを低減し
て、平面誘電体線路の特徴である低損失性を維持しつつ
集積化を行うために、請求項1に記載のとおり誘電体板
の第1主面に2つの導電体を一定間隔で配して第1のス
ロットを設け、前記誘電体板の第2主面に2つの導電体
を一定間隔で配して第1のスロットに対向する第2のス
ロットを設け、前記誘電体板の前記第1のスロットと第
2のスロットとで挟設される領域を平面波の伝搬領域と
する平面誘電体線路を構成し、前記誘電体板の、前記平
面誘電体線路の端部にスロット線路を形成し、該スロッ
ト線路に、前記平面誘電体線路と結合し、且つスロット
線路との間でモード変換を行う線路変換導電体パターン
を設け、前記スロット線路を跨いで電子部品を配置す
る。
MモードのRF信号は線路変換導電体パターンに結合
し、TEモードに変換されてスロット線路を伝搬する。
このスロット線路を伝搬する信号が電子部品に入力され
る。逆に、電子部品から出力される信号はスロット線路
をTEモードで伝搬し、これが線路変換導電体パターン
によりLSMモードに変換されて平面誘電体線路を伝搬
する。
り、前記スロット線路の両端となる位置に前記線路変換
導電体パターンを設け、前記スロット線路の略中央部に
前記電子部品を配置する。これにより2つの平面誘電体
線路のうち一方の平面誘電体線路から他方の平面誘電体
線路へ信号の伝搬が行われる際、線路変換導電体パター
ンおよびスロット線路によって途中スロット線路のモー
ドに変換され、電子部品によってたとえば増幅等の信号
変換が行われた後、再び線路変換導電体パターンを介し
て平面誘電体線路のモードに戻される。したがって平面
誘電体線路を用いて信号の伝搬を行いつつ、エネルギ変
換損の少ない構成で電子部品を用いた信号変換が可能と
なる。
り、前記線路変換導電体パターンと前記電子部品との間
のインピーダンス整合をとるショートスタブを前記スロ
ット線路の途中に設ける。これにより線路変換導電体パ
ターンと電子部品とがインピーダンス整合し、スロット
線路と電子部品との接続部での損失が低減する。
り、前記線路変換導電体パターンと前記スロット線路と
の間に、インピーダンス整合回路を設ける。これによ
り、線路変換導電体パターンおよび平面誘電体線路とス
ロット線路とがインピーダンス整合し、不要な反射が抑
制され、線路変換に伴う伝送損失が低減する。
高周波増幅器の構成を図1〜図6を参照して説明する。
斜視図である。(A)は下部導電体板の斜視図であり、
下部導電体板44の図における上面に溝を形成して43
で示す空間部を設けている。同図の(B)は(A)に示
した下部導電体板44の上面に回路基板30を載置した
状態を示している。回路基板30は誘電体板の上下面に
各種導電体パターンを形成したものであり、この回路基
板30の上面にはスロット線路入力型のFET(ミリ波
GaAsFET)50を実装している。14,24はそ
れぞれ2つの導電体を一定間隔で配してなる回路基板3
0上面のスロットであり、後述するように、回路基板3
0を挟んで対向する下面のスロットとともに2つの平面
誘電体線路を構成する。12,13は2つの平面誘電体
線路の端部にそれぞれ形成したスロット線路、10,1
1は平面誘電体線路と結合し、且つスロット線路との間
でモード変換を行う線路変換導電体パターンである。ま
た31,32はそれぞれコプレーナ線路であり、FET
50に対してゲートバイアス電圧およびドレインバイア
ス電圧を供給する。この2つのコプレーナ線路31,3
2にはFで示すフィルタを設けるとともに、これらの周
辺部はRF−GND(接地導電体)として回路基板30
の上面を覆っている。この回路基板30の下面には、ス
ロット14,24にそれぞれ対向するスロットを設けて
いて、回路基板30の下面のその他の領域にはRF−G
NDを形成している。
その上面に上部導電体板41を載置した状態を示してい
る。上部導電体板41の内面には下部導電体板44の溝
と面対称(鏡対称)の溝を形成することによって空間部
42を設けている。
る断面図である。図3において23は誘電体板であり、
その第1主面(図における上面)に2つの導電体21
a,21bを形成して、24で示す部分を第1のスロッ
トとして構成している。また、誘電体板23の第2主面
(図における下面)に2つの導電体22a,22bを形
成して、25で示す部分を第2のスロットとして構成し
ている。2つの導電体板41,44はスロット24,2
5の近傍に空間42,43を設けるとともに、導電体2
1a−21b間および22a−22b間をそれぞれ導通
させる。
5との間の誘電体板23に設けられる23cで示す部分
が所望の伝搬周波数fbを有する高周波信号を伝搬させ
る伝搬領域となる。また、この伝搬領域23cを挟む両
側の23a,23bで示す部分が遮断領域となる。
領域部分を伝搬方向に通る面における断面図である。図
4に示すように、平面波の電磁波である平面電磁波pw
23は誘電体板23の上面(スロット24部分)に所定
の入射角θで入射して、入射角θと等しい反射角θで反
射する。また、誘電体板23の上面で反射された平面電
磁波pw23は誘電体板23の下面(スロット25部
分)に入射角θで入射して、入射角θと等しい反射角θ
で反射する。以降、平面電磁波pw23は誘電体板23
のスロット24,25部分の表面を境界面として交互に
繰り返して反射して、誘電体板23の伝搬領域23cの
内部をTEモードで伝搬する。言い換えれば、所望の伝
搬周波数fbが臨界周波数fda(入射角θが小さくな
って、平面電磁波pw23が空間42,43に透過し
て、伝搬領域23cの内部を伝搬する平面電磁波pw2
3が減衰する状態となる周波数)以上となるように誘電
体板23の比誘電率、誘電体板23の厚みt23を定め
る。
対向する電極21a,22aは、TE波に対して所望の
伝搬周波数fbに比べて充分に高い遮断周波数を有する
平行平板導波管を構成する。これによって、電極21a
と22aとによって挟設された誘電体板23の幅方向の
一方の側に、電極21a,22aに平行な電界成分を有
するTE波に対する遮断領域23aを構成する。同様に
誘電体板23を挟む電極21b,22bはTE波に対し
て所望の伝搬周波数bに比べて充分に高い遮断周波数を
有する平行平板導波管を構成し、この電極21b,22
bによって挟設された誘電体板23の幅方向の一方の側
に、TE波に対する遮断領域23bを構成する。
1aとが平行平板導波管を構成するが、この厚さt42
は、当該平行平板導波管のTE波に対する遮断周波数が
所望の伝搬周波数fbより充分高くなるように設定す
る。これによって、42aで示す部分に、TE波に対す
る遮断領域を構成する。同様に42b,43a,43b
で示す部分にもそれぞれTE波に対する遮断領域を構成
する。
る縦の壁面)は平行平板導波管を構成するが、この幅W
2は当該平行平板導波管のTE波に対する遮断周波数が
所望の伝搬周波数fbより充分に高くなるように設定す
る。これによって遮断領域42dを構成する。空間43
についても同様に遮断領域43dを構成する。
とによって、臨界周波数fda以上の周波数を有する高
周波信号の電磁界エネルギを、伝搬領域23cの内部と
その近傍に集中させて、平面波を誘電体板23の長手方
向(z軸方向)に伝搬させることができる。
場合、上記誘電体板23の比誘電率を20〜30、板厚
t23を0.3〜0.8μmとすれば、線路幅W1は
0.4〜1.6mmが適当であり、30〜200Ωの範
囲の特性インピーダンスが得られる。また、このように
比誘電率が20以上の誘電体板を用いれば90%以上の
エネルギが誘電体板内に閉じ込められ、全反射による極
めて低損失な伝送路が実現できる。
したスロット14の形成部にも同様に構成している。
の導電体パターンを示す図である。同図において12,
13はそれぞれスロット線路であり、2つの平面誘電体
線路の端部にそれぞれ形成している。10,11はそれ
ぞれ線路変換導電体パターンであり、10a,10b,
11a,11bで示すようにそれぞれダイポールアンテ
ナ形状を成している。スロット線路12,13の端部に
対する線路変換導電体パターン10,11の付け根部分
は、この線路変換導電体パターン10,11の配線抵抗
を下げて変換損を減らすため、スロット線路12,13
から線路変換導電体パターン10,11へいくほど緩や
かに細くなるインピーダンス整合部Rを形成している。
電極パターン10a,10b,11a,11bおよびイ
ンピーダンス整合部Rは、それぞれ使用周波数帯におけ
る周波数の波長をλとすれば、略λ/4の長さであり、
スロット線路の12,13の幅は、設計する線路の特性
インピーダンスにより決定する。たとえば0.05〜
0.20mmの幅で30〜100Ωの特性インピーダン
スが実現できる。上述したように、平面誘電体線路の特
性インピーダンスは30〜200Ωであり、FET(ミ
リ波GaAsFET)50の入出力インピーダンスは通
常30〜90Ω前後であるため、平面誘電体線路、スロ
ット線路、FETの三者は容易にインピーダンス整合を
とることができる。さらに、スロット線路12,13の
途中にショートスタブSを設ければ、スタブ長を適当に
選ぶことにより、線路変換導電体パターンとFETとの
間のインピーダンス整合も容易にとることができる。
線路分岐用導体、35はゲート端子、36はドレイン端
子であり、後述するFETの各端子を接続する。31,
32はそれぞれコプレーナ線路であり、その中心導体3
3,34をゲート端子35およびドレイン端子36にそ
れぞれ導いている。図1の(B)にも示したように、こ
のコプレーナ線路31,32の途中にはFで示すローパ
スフィルタとして作用するフィルタを形成して、RF信
号がバイアス回路側へ洩れて伝搬しないようにしてい
る。
F−GNDを設けて、2つの平面誘電体線路間で高周波
信号が遮断されるだけの距離が必要であるが、その幅は
1mm以上あれば十分である。図5に示したように、F
ETをマウントする領域の周囲にはRF−GNDが存在
するため、2つの平面誘電体線路間で高周波信号が漏洩
することはない。
実装した状態を示す図である。図6において51,52
はFET50のソース端子、53はゲート端子、54は
ドレイン端子である。55,56で示す部分が活性領域
であり、この部分にそれぞれMES−FETやHEMT
などの電界効果型トランジスタを形成し、ソース端子5
1,52、ゲート端子53、ドレイン端子54をそれぞ
れ引き出している。ソース端子51,51とゲート端子
53,ドレイン端子54との間、およびこのゲート端子
53,ドレイン端子54とソース端子52,52との間
には、図に示すように、スロット線路をそれぞれ形成し
ている。クロスハッチング部分はバイアホール形成部で
あり、チップの裏面側に各端子を導出している。コプレ
ーナ線路31,32の中心導体33,34を介してそれ
ぞれゲートバイアス電圧およびドレインバイアス電圧が
印加すれば、FET50は相補型増幅回路を構成する。
図中の矢印はスロット線路12,13を伝搬する信号の
電界分布を示している。図において14で示すスロット
を含む平面誘電体線路を図において上方から下方へ伝搬
するLSMモードの信号は、線路変換導電体パターン1
0を介してスロット線路のモード(TEモード)に変換
され、このTEモードの信号がスロット線路12を伝搬
し、FET50のソース−ゲート間に電圧信号として印
加される。そして、ソース−ドレイン間の電圧信号がT
Eモードとして再びスロット線路13を伝搬し、さらに
線路変換導電体パターン11を介してLSMモードの信
号に変換される。この信号は、24で示すスロットを含
む平面誘電体線路を図における下方へ伝搬されることに
なる。
成面が上面となるようにチップを実装したが、半導体素
子形成面を下向きにして、回路基板30とFETのスロ
ット線路とを直接バンプ接続することによって実装して
もよい。この場合、FETのスロット線路は誘電体板と
の寄生カップリングを防ぐために、両者を数十μm以上
離す必要があり、高度なバンプ接続技術が要求される
が、バイアホールが不要となるため、FETの構造は簡
略化できる。
おいて、入出力には電磁界の閉じ込め効果の高い平面誘
電体線路を用いたため、この回路と外部回路との寄生カ
ップリングを防ぐことができる。また、平面誘電体線路
のQが高い(上述した例ではQ>500)ため、伝送損
失を最小限に抑えることができる。また、回路基板上の
電極パターンはフォトリソグラフィを用いた一般的な回
路基板の製造技術と同様の技術を用いて作成できるの
で、極めて簡便で低コストに製造することができる。さ
らに、この実施形態ではFETのゲートフィンガ(ゲー
ト端子から活性領域へ延びる電極)が2本であり、2つ
のゲートにはソース電極に対して逆位相のRF信号が入
力されるため、偶数高調波が抑圧され、電力付加効率が
高い。
てFETのゲートフィンガの本数は自由に実現できるの
で、必要な増幅率や出力電力に応じて容易に設計でき
る。
(以下「VCO」という。)の構成を図7〜図9を参照
して説明する。
0を載置した状態での斜視図である。このVCOは図1
の(B)に示した高周波増幅器に共振器と可変容量素子
を設けたものである。図7において61は薄膜抵抗であ
り、回路基板30の上面に形成したスロット14の終端
部分を先細り形状にするとともに、その上部にこの薄膜
抵抗61を設けている。74は回路基板30の上面に設
けた他のスロットであり、後述するように回路基板30
を挟んでその裏面側にもスロットを設けて平面誘電体線
路を構成している。60はスロット74を跨ぐように実
装した可変容量素子であり、印加電圧に応じてキャパシ
タンスが変化する。この可変容量素子としては、特開平
5−74655号に示されている可変容量コンデンサ
や、一般的な可変容量ダイオードを用いることができ
る。また図中64は回路基板30の上面に設けた誘電体
共振器用導体非形成部であり、回路基板30を挟んでそ
の裏面側に対向する誘電体共振器用導電体非形成部とに
よって、この部分にTE010モードの誘電体共振器を
構成する。その他の構成は第1の実施形態と同様であ
り、図7に示した回路基板30の上部は上部導電体板で
覆う。
であり、図9は回路基板30の裏面側の構成を示す図で
ある。ただし図9は回路基板30を裏面側から見た図で
はなく、その上面から透視した図である。このように、
回路基板30の誘電体板を挟んで両主面にスロット1
4,24,74,15,25,75を形成することによ
って、3つの平面誘電体線路を構成し、さらに誘電体共
振器用導電体非形成部64,65を設けたことにより、
この部分に、電磁界の閉じ込め効果が高いTE010モ
ードの誘電体共振器を構成する。この3つの平面誘電体
線路、誘電体共振器、FET30の実装部、およびコプ
レーナ線路31,32の形成部の周囲には、上下の導電
体板の溝を対向させ、それぞれ空間部を形成する。この
ようにして帯域反射型の発振器を構成する。ここで、誘
電体板の比誘電率が24、厚さが0.3mmの場合、誘
電体共振器用導電体非形成部64,65の直径を1.7
mmとすれば、その共振周波数を60GHzとすること
ができる。この共振器と平面誘電体線路とは、単に近接
させただけでは電磁界結合しないため、図中Cで示す微
小な結合用切欠部を形成する。この切欠部は幅0.2〜
0.3mm、奥行き0.05〜0.1mm程度の小さな
もので充分な結合が得られる。この構成で、可変容量素
子60のキャパシタンスを変化させると、スロット74
を含む平面誘電体線路のインピーダンスが変化し、この
平面誘電体線路の共振周波数が変化する。これにより、
この線路に結合した誘電体共振器の共振周波数が変化
し、VCOの発振周波数を変化させることができる。
は、電磁界の閉じ込め効果の高いTE010モードの誘
電体共振器を用いたため、この共振器をFET50に近
接配置しても、FET50と共振器とは寄生カップリン
グせず、回路モジュールを小型化することができる。ま
た、平面誘電体線路やTE010モードの誘電体共振器
はミリ波においてもQが極めて高いため(Q>50
0)、共振回路全体の負荷Qを高めることができ、発振
器の位相ノイズを抑えることができる。
10を参照して説明する。図7に示したVCOと異なる
点は、スロット74を含む平面誘電体線路と誘電体共振
器との位置関係である。すなわち、図7では、スロット
74を含む平面誘電体線路(副線路)の側面に誘電体共
振器を配置しているのに対し、図10では副線路の前面
に誘電体共振器を配置している。この構成によれば、図
7に示したものよりモジュールのサイズが大型になる場
合があるが、一般に副線路の前面部分で結合するほうが
強い結合が得られるので、誘電体共振器と平面誘電体線
路との結合が容易になる。
体線路と電子部品との間が、線路変換導電体パターンお
よびスロット線路を介して接続されるため、平面誘電体
線路と電子部品との結合部分における信号ロスを低減し
て、平面誘電体線路の特徴である低損失性を維持しつつ
集積化を行うことができる。
誘電体線路のうち一方の平面誘電体線路から他方の平面
誘電体線路へ信号の伝搬が行われる際、線路変換導電体
パターンおよびスロット線路によって途中スロット線路
のモードに変換され、電子部品によって信号変換が行わ
れた後、再び線路変換導電体パターンを介して平面誘電
体線路のモードに戻されるため、平面誘電体線路を用い
て信号の伝搬を行いつつ、エネルギ変換損の少ない構成
で電子部品を用いた信号変換が可能となる。
電体パターンと電子部品とがインピーダンス整合し、ス
ロット線路と電子部品との接続部での損失が低減する。
電体パターンおよび平面誘電体線路とスロット線路とが
インピーダンス整合し、不要な反射が抑制され、線路変
換に伴う伝送損失が低減する。
す部分分解斜視図である。
る。
ある。
斜視図である。
図である。
である。
ある。
Claims (4)
- 【請求項1】 誘電体板の第1主面に2つの導電体を一
定間隔で配して第1のスロットを設け、前記誘電体板の
第2主面に2つの導電体を一定間隔で配して第1のスロ
ットに対向する第2のスロットを設け、前記誘電体板の
前記第1のスロットと第2のスロットとで挟設される領
域を平面波の伝搬領域とする平面誘電体線路を構成し、
前記誘電体板の、前記平面誘電体線路の端部にスロット
線路を形成し、該スロット線路に、前記平面誘電体線路
と結合し、且つスロット線路との間でモード変換を行う
線路変換導電体パターンを設け、前記スロット線路を跨
いで電子部品を配置してなる平面誘電体集積回路。 - 【請求項2】 前記スロット線路の両端となる位置に前
記線路変換導電体パターンを設け、前記スロット線路の
略中央部に前記電子部品を配置してなる請求項1に記載
の平面誘電体集積回路。 - 【請求項3】 前記線路変換導電体パターンと前記電子
部品との間のインピーダンス整合をとるショートスタブ
を前記スロット線路の途中に設けた請求項1または2に
記載の平面誘電体集積回路。 - 【請求項4】 前記線路変換導電体パターンと前記スロ
ット線路との間に、インピーダンス整合回路を設けた請
求項1〜3のいずれか1項に記載の平面誘電体集積回
路。
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