JPH10224192A

JPH10224192A - Ｐｐｍ変調回路

Info

Publication number: JPH10224192A
Application number: JP2357997A
Authority: JP
Inventors: Yoichi Tajima; 羊一田嶋
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1997-02-06
Filing date: 1997-02-06
Publication date: 1998-08-21

Abstract

(57)【要約】【課題】特性の優れたＰＰＭ変調回路を提供する。【解決手段】水晶発振回路１１の発振信号を整形回路
１２により矩形波信号に整形する。整形回路１２の後段
に、複数の可変遅延回路１３〜１６を縦続接続し、その
後段に整形回路２１を接続する。可変遅延回路１３〜１
６のそれぞれは、積分用の抵抗器Ｒ13〜Ｒ16および可変
容量ダイオードＤ13〜Ｄ16と、ロジック回路Ｑ13〜Ｑ16
とにより構成する。整形回路２１は、移相回路２１１
と、イクスクルーシブオア回路Ｑ21とにより構成する。
可変容量ダイオードＤ13〜Ｄ16に変調信号を供給する。
整形回路２１から変調信号にしたがってパルス位置の変
化するＰＰＭ信号を取り出す。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ＰＰＭ変調回路
に関する。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ機器により再生されたオーデ
ィオ信号をＦＭ信号に変換して送信するとともに、専用
の受信機をヘッドホンに内蔵してそのＦＭ信号を受信す
れば、オーディオ機器と、ヘッドホンとの間をワイヤレ
ス化することができる。

【０００３】そして、そのＦＭ信号を得るとき、ＰＰＭ
変調（パルス位置変調）を利用する方法があるが、ＰＰ
Ｍ変調の代表例として、セラソイド変調が知られてい
る。このセラソイド変調においては、例えば図５Ａに示
すように、鋸歯状波信号ＳS と、変調信号ＳA とがレベ
ル比較され、図５Ｂに示すように、ＳS ≧ＳA のときに
“１”となる信号ＳB が取り出され、図５Ｃに示すよう
に、信号ＳB の立ち上がり部分がパルス信号ＳC として
取り出される。

【０００４】この場合、変調信号ＳA の瞬時レベルが大
きい部分では、信号ＳB のパルス幅は広くなり、瞬時レ
ベルの小さい部分ではパルス幅は狭くなるので、信号Ｓ
B は信号ＳA によりパルス幅変調されたＰＷＭ信号であ
り、信号ＳB の立ち上がり部分の位置（位相）は、信号
ＳA の瞬時レベルに対応して変化している。したがっ
て、信号ＳB の立ち上がり部分である信号ＳC は、変調
信号ＳA の瞬時レベルにしたがって位置あるいは位相の
変化する信号、すなわち、ＰＰＭ信号である。

【０００５】そして、このセラソイド変調においては、
もとの鋸歯状波信号ＳS は、水晶発振回路の発振信号を
整形して得ることができるので、ＰＰＭ信号ＳC のキャ
リア周波数を正確で安定なものにすることができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】ところが、セラソイド
変調は、上述から明らかなように、そのＰＰＭ信号ＳC
の質が、主として鋸歯状波信号ＳS の直線性に左右さ
れ、このため、ＰＰＭ信号ＳC のキャリア周波数の上限
が数百ｋHzに制限されてしまう。したがって、最終的に
必要とされるＰＰＭ信号（あるいはＦＭ信号）が、ＶＨ
Ｆ帯やＵＨＦ帯の場合には、もとのＰＰＭ信号ＳC を何
段も逓倍をする必要がある。

【０００７】しかし、もとのＰＰＭ信号ＳC のキャリア
周波数が低く、しかも、多量の高調波を含んでいるの
で、逓倍用のフィルタとして、カットオフ特性が急峻
で、不要輻射の抑圧特性に優れたものが必要になるとと
もに、そのような特性のフィルタを多数必要としてしま
う。そして、この結果、回路規模、軽量化、コストなど
の点で、家庭用の機器での使用に不向きとなってしま
う。

【０００８】また、水晶発振により発振信号を形成して
いても、鋸歯状波信号ＳS に整形した段階で位相変動を
生じることがあるので、ＰＰＭ信号ＳC における位相偏
移（各パルスの位相位置）をあまり大きくすることがで
きず、変調度に限界を生じてしまう。

【０００９】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、水晶発振回路と、この水晶発振回路の発振信号
を矩形波信号に整形する第１の整形回路と、縦続接続さ
れた複数の可変遅延回路と、第２の整形回路とを有し、
上記可変遅延回路のそれぞれは、抵抗器および可変容量
ダイオードを有して入力信号を積分する積分回路と、こ
の積分回路の出力信号を所定のレベルで２値化するロジ
ック回路とから構成され、上記第２の整形回路は、入力
信号を移相する移相回路と、この移相回路の入力信号お
よび出力信号が供給されるイクスクルーシブオア回路と
から構成され、上記第１の整形回路から出力される矩形
波信号が、上記複数の可変遅延回路の初段に入力信号と
して供給され、上記複数の可変遅延回路の最終段の出力
信号が上記第２の整形回路に入力信号として供給され、
上記可変容量ダイオードに変調信号が供給され、上記第
２の整形回路から上記変調信号にしたがってパルス位置
の変化するＰＰＭ信号が出力されるようにしたＰＰＭ変
調回路とするものである。したがって、可変遅延回路の
それぞれにおいてＰＰＭ変調が行われ、全体としてより
深いＰＰＭ変調となる。

【００１１】

【発明の実施の形態】図１において、インバータＱ11
に、水晶発振子Ｘ11およびコンデンサＣ11、Ｃ12が接続
されて水晶発振回路１１が構成される。また、コンデン
サＣ11には、スイッチSW11を通じてコンデンサＣ10が接
続され、スイッチSW11のオン・オフにより発振周波数を
シフトできるようにされている。なお、この発振回路１
１の発振周波数は、一例として、スイッチSW11がオフの
ときには8.46ＭHzとされ、オンのときには8.45ＭHzとさ
れる。

【００１２】そして、この発振回路１１の発振信号が、
バッファ回路を兼ねた整形回路１２、すなわち、インバ
ータＱ12に供給され、図２Ａに示すように、矩形波信号
Ｓ12に整形され、この信号Ｓ12が第１の可変遅延回路１
３に供給される。この可変遅延回路１３は、積分回路１
３１と、その積分出力を矩形波信号に整形するインバー
タＱ13とから構成され、積分回路１３１は、抵抗器Ｒ13
と可変容量ダイオードＤ13とから構成される。なお、コ
ンデンサＣ23、Ｃ20は直流カット用あるいはバイパス用
であり、抵抗器Ｒ23は可変容量ダイオードＤ13に供給さ
れる制御電圧の電圧ラインとなるものである。

【００１３】さらに、インバータＱ13の出力端に、第２
〜第４の可変遅延回路１４〜１６が縦続接続される。こ
れら可変遅延回路１４〜１６も、第１の可変遅延回路１
３と同様に構成されているものであり、抵抗器Ｒ14〜Ｒ
16および可変容量ダイオードＤ14〜Ｄ16により構成され
た積分回路１４１〜１６１と、その積分出力を矩形波信
号に整形するインバータＱ14〜Ｑ16とを有する。また、
コンデンサＣ24〜Ｃ26は直流カット用あるいはバイアパ
ス用であり、抵抗器Ｒ24〜Ｒ26は可変容量ダイオードＤ
14〜Ｄ16に供給される制御電圧の電圧ラインとなるもの
である。

【００１４】なお、インバータＱ11〜Ｑ16として、６個
のインバータが１パッケージにＩＣ化された汎用のＣ−
ＭＯＳタイプのＩＣ、例えばＨＣシリーズのＩＣを使用
することができる。また、可変容量ダイオードＤ13〜Ｄ
16も、シンセサイザ受信機などに使用される２個あるい
は４個の可変容量ダイオードが１パッケージ化されたも
のを使用することができる。

【００１５】そして、インバータＱ16の出力信号Ｓ16が
整形回路２１に供給される。この整形回路２１は、信号
Ｓ16を移相する移相回路２１１と、この移相回路２１１
の出力信号および信号Ｓ16の供給されるイクスクルーシ
ブオア回路Ｑ21とから構成され、移相回路２１１は、抵
抗器Ｒ21およびコンデンサＣ21により構成される。そし
て、この整形回路２１の出力信号Ｓ21が逓倍回路２２〜
２４においてそれぞれ３逓倍されてから逓倍回路２５に
おいて２逓倍され、その出力信号Ｓ25が送信アンテナ２
６に供給される。

【００１６】さらに、図１においては、ステレオの左お
よび右チャンネルのオーディオ信号Ｌ、Ｒが、入力端子
３１Ｌ、３１Ｒを通じてマトリックス回路３２に供給さ
れて和信号（Ｌ＋Ｒ）および差信号（Ｌ−Ｒ）が形成さ
れる。そして、その和信号（Ｌ＋Ｒ）が加算回路３３に
供給され、その差信号（Ｌ−Ｒ）が、例えばマルチバイ
ブレータにより構成された変調回路３４に変調信号とし
て供給されてＦＭ信号Ｓ34に変換される。なお、一例と
して、ＦＭ信号Ｓ34のキャリア周波数は58ｋHzとされ、
周波数偏移は±22ｋHzとされる。

【００１７】そして、このＦＭ信号Ｓ34が加算回路３３
に供給され、したがって、加算回路３３からは、ベース
バンドに和信号（Ｌ＋Ｒ）が位置し、その上の周波数帯
域にＦＭ信号Ｓ34が位置する加算信号Ｓ33、すなわち、
和信号（Ｌ＋Ｒ）と差信号（Ｌ−Ｒ）との周波数多重化
信号Ｓ33が取り出される。そして、この信号Ｓ33が可変
容量ダイオードＤ13〜Ｄ16に制御電圧として供給され
る。また、抵抗器Ｒ35、Ｒ36により可変容量ダイオード
Ｄ13〜Ｄ16にバイアス電圧が供給される。さらに、図示
はしないが、電源は例えば２本の単３電池とされ、すな
わち、電源電圧ＶDDは３Ｖとされる。

【００１８】このような構成によれば、インバータＱ12
からの矩形波信号Ｓ12は、抵抗器Ｒ13および可変容量ダ
イオードＤ13の容量により積分されるので、抵抗器Ｒ13
の出力側に得られる信号（積分出力）Ｓi は、図２Ｂに
実線で示すように、立ち上がりおよび立ち下がりのなま
った波形とり、この信号Ｓi がインバータ１３に供給さ
れる。

【００１９】そして、一般に、インバータなどのロジッ
ク回路は、その入力電圧が第１の電圧よりも低いときに
は、その入力電圧は“０”レベルであると見なし、第２
の電圧よりも高いときには、その入力電圧は“１”レベ
ルであると見なして入力電圧を２値化し、以後の論理処
理を行うようにされている。

【００２０】そして、インバータ１３が、上記のよう
に、例えばＨＣシリーズのＣ−ＭＯＳのＩＣであり、入
力信号Ｓi が図２Ｂのように変化する場合、信号Ｓi の
レベルが電源電圧ＶDDの約70％まで上昇したとき、Ｓi
＝“１”と見なしているので、図２Ｃに実線で示すよう
に、このとき、インバータ１３の出力信号Ｓ13は“０”
となる。また、続いて信号Ｓi のレベルがＶDDの約30％
まで下降したとき、Ｓi＝“０”と見なしているので、
このとき、インバータ１３の出力信号Ｓ13は“１”とな
る。したがって、出力信号Ｓ13は、積分前のもとの信号
Ｓ12に比べて、抵抗器Ｒ13および可変容量ダイオードＤ
13の容量の時定数で決まる位相θだけ遅れることにな
る。

【００２１】さらに、その場合、可変容量ダイオードＤ
13には信号Ｓ33が供給されているので、可変容量ダイオ
ードＤ13の容量は信号Ｓ33に対応して変化することにな
り、この結果、抵抗器Ｒ13および可変容量ダイオードＤ
13の容量の時定数が信号Ｓ33に対応して変化するので、
信号Ｓi の波形は、図２Ｂに破線で示すように、信号Ｓ
33に対応して変化する。したがって、図２Ｃに示すよう
に、信号Ｓ13の位相遅れ量θは、信号Ｓ33に対応して変
化することになり、信号Ｓ13は、信号Ｓ33により位置変
調されたＰＰＭ信号となる。

【００２２】そして、このＰＰＭ信号Ｓ13が、可変遅延
回路１４〜１６に供給されるとともに、このとき、これ
ら可変遅延回路１４〜１６は可変遅延回路１３と同様に
構成されているので、信号Ｓ13は、可変遅延回路１４〜
１６において、より大きく変調されていくことになり、
その結果のＰＰＭ信号Ｓ16がインバータＱ16から取り出
される。

【００２３】そして、さらに、このＰＰＭ信号Ｓ16が整
形回路２１に供給されるので、整形回路２１からは、そ
の出力信号として、信号Ｓ16の立ち上がりエッジおよび
立ち下がりエッジをパルス化するとともに、２逓倍した
ＰＰＭ信号Ｓ21が取り出される。

【００２４】そして、このＰＰＭ信号Ｓ21が、逓倍回路
２２〜２５により順に逓倍され、逓倍回路２５からはト
ータルで108 逓倍（＝２×３×３×３×２）されたＰＰ
Ｍ信号Ｓ25が取り出され、このＰＰＭ信号Ｓ25がアンテ
ナ２６から受信機、例えばヘッドマウト型のヘッドホン
に内蔵された専用受信機へと送信される。なお、上述の
数値例の場合、発振回路１１の発振周波数8.46ＭHzある
いは8.45ＭHzなので、ＰＰＭ信号Ｓ25のキャリア周波数
は、914 ＭHz（＝約8.46ＭHz×108 ）あるいは913 ＭHz
（＝約8.45ＭHz×108 ）となる。

【００２５】以上のようにして、目的とするＰＰＭ信号
Ｓ25が形成されるが、この場合、原発振周波数である発
振回路１１の発振周波数を、直接には制御していないの
で、その発振周波数を上記のように例えば8.46ＭHzと高
くすることができる。したがって、最終的に必要とされ
るＰＰＭ信号Ｓ25が、ＶＨＦ帯やＵＨＦ帯であっても、
ＰＰＭ信号Ｓ16をＰＰＭ信号Ｓ25に逓倍するときの段数
および逓倍数を小さくすることができる。

【００２６】また、原発振周波数が高いので、ＰＰＭ信
号Ｓ16をＰＰＭ信号Ｓ25に逓倍するとき、高調波間の周
波数間隔が広くなり、したがって、簡単な特性のフィル
タであっても、不要輻射を十分に抑圧することができ、
回路規模、軽量化、コストなどの点で有利である。

【００２７】さらに、可変遅延回路１３〜１６のそれぞ
れにおいてＰＰＭ変調ができるので、より深い変調をか
けることができ、復調信号のＳ／Ｎなどが良好になる。
また、可変遅延回路１３〜１６においてＰＰＭ変調を行
うとき、そのキャリア周波数が高いので、変調信号Ｓ33
の周波数が高くなっても変調の質が良好であり、したが
って、上記のように、変調信号Ｓ33が周波数多重化信号
であっても、良好な変調を行うことができる。

【００２８】さらに、例えば可変遅延回路１３におい
て、信号Ｓi の波形が、可変容量ダイオードＤ13の容量
変化により、図２Ｂに実線の波形から破線の波形に変化
するときの変化量（例えば、70％の高さにおける変化
量）が、ノンリニアであっても、変調信号Ｓ33のレベル
（瞬時値）により可変容量ダイオードＤ13の容量が変化
するときの変化量もノンリニアなので、可変容量ダイオ
ードＤ13の電圧対容量特性を選択しておくことにより、
信号Ｓi の波形の変化量のノンリニア特性を、可変容量
ダイオードＤ13の容量変化のノンリニア特性によって相
殺する方向にすることができる。

【００２９】したがって、変調信号Ｓ33のレベルに対す
るＰＰＭ信号Ｓ13の位相遅れ量θ、すなわち、変調特性
をリニアにすることができ、結果として、ＰＰＭ信号Ｓ
25から復調した信号に含まれる歪みを少なくすることが
できる。さらに、このとき、可変容量ダイオードＤ13〜
Ｄ16として特性の異なるものを混用することにより、歪
みをより少なくすることができる。

【００３０】また、発振回路１１は発振周波数を高くす
ることができるので、水晶発振子Ｘ11としてＣＤプレー
ヤの分野で大量に使用されている周波数8.46ＭHzのもの
を使用することができ、したがって、安価な水晶発振子
を使用することができる。

【００３１】図３は変調周波数と歪み率との関係の測定
結果を示し、曲線ＰOFF 、ＰONは、信号Ｓ25をＦＭ復調
して得られる出力電圧が300mＶpp（Ｓ／Ｎ＝63dB）とな
る変調度のときの特性、曲線ＱOFF 、ＱONは、出力電圧
が100mＶpp（Ｓ／Ｎ＝56dB）となる変調度のときの特性
である。また、曲線ＰOFF 、ＱOFF は測定系に400Hzの
ハイパスフィルタを入れなかったとき、曲線ＰON、ＱON
は入れたときの特性である。なお、図４はその測定に使
用した評価用のＦＭ復調回路の出力電圧対歪み率特性を
示す。

【００３２】そして、図３の測定結果によれば、かなり
良好な歪み率特性を得られているものであり、特に図４
の特性を考慮すると、図３の歪み率特性はきわめて良好
であり、例えばワイヤレス式のヘッドホンにとって十分
な特性である。

【００３３】

【発明の効果】この発明によれば、原発振周波数を例え
ば8.46ＭHzと高くすることができるので、最終的に必要
とされるＰＰＭ信号がＶＨＦ帯やＵＨＦ帯であっても、
逓倍時の段数および逓倍数を小さくすることができる。
また、原発振周波数が高いので、逓倍時、簡単な特性の
フィルタであっても、不要輻射を十分に抑圧することが
でき、回路規模、軽量化、コストなどの点で有利であ
る。

【００３４】さらに、複数の可変遅延回路のそれぞれに
おいてＰＰＭ変調ができるので、より深い変調をかける
ことができ、復調信号のＳ／Ｎなどが良好になる。ま
た、ＰＰＭ変調を行うときのキャリア周波数が高いの
で、変調信号の周波数が高くなっても変調の質が良好で
あり、変調信号が例えば周波数多重化信号であっても、
良好な変調を行うことができる。

【００３５】また、変調特性をリニアにすることができ
るので、ＰＰＭ信号から復調した信号に含まれる歪みを
少なくすることができる。さらに、このとき、可変容量
ダイオードとして特性の異なるものを混用することによ
り、歪みをより少なくすることができる。また、原発振
周波数を高くすることができるので、安価な水晶発振子
を使用することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一形態を示す接続図である。

【図２】この発明を説明するための波形図である。

【図３】この発明の回路の特性の測定例を示す図であ
る。

【図４】この発明を説明するための図である。

【図５】この発明を説明するための図である。

【符号の説明】

１１＝水晶発振回路、１２＝整形回路、１３〜１６＝可
変遅延回路、２１＝整形回路、２２〜２５＝逓倍回路、
２６＝送信アンテナ、３１Ｌおよび３１Ｒ＝入力端子、
３２＝マトリックス回路、３３＝加算回路、３４＝変調
回路、Ｄ13〜Ｄ16＝可変容量ダイオード、Ｑ11〜Ｑ16＝
インバータ、Ｘ11＝水晶発振子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】水晶発振回路と、この水晶発振回路の発振信号を矩形波信号に整形する第
１の整形回路と、縦続接続された複数の可変遅延回路と、第２の整形回路とを有し、上記可変遅延回路のそれぞれは、抵抗器および可変容量ダイオードを有して入力信号を積
分する積分回路と、この積分回路の出力信号を所定のレベルで２値化するロ
ジック回路とから構成され、上記第２の整形回路は、入力信号を移相する移相回路と、この移相回路の入力信号および出力信号が供給されるイ
クスクルーシブオア回路とから構成され、上記第１の整形回路から出力される矩形波信号が、上記
複数の可変遅延回路の初段に入力信号として供給され、上記複数の可変遅延回路の最終段の出力信号が上記第２
の整形回路に入力信号として供給され、上記可変容量ダイオードに変調信号が供給され、上記第２の整形回路から上記変調信号にしたがってパル
ス位置の変化するＰＰＭ信号が出力されるようにしたＰ
ＰＭ変調回路。
【請求項２】請求項１に記載のＰＰＭ変調回路におい
て、上記水晶発振回路の増幅回路、上記第１の整形回路およ
び上記論理回路がそれぞれインバータであるようにした
ＰＰＭ変調回路。
【請求項３】請求項２に記載のＰＰＭ変調回路におい
て、上記変調信号がオーディオ信号であるようにしたＰＰＭ
変調回路。
【請求項４】請求項２に記載のＰＰＭ変調回路におい
て、上記変調信号が、ステレオの左および右チャンネルのオ
ーディオ信号を周波数多重化した信号であるようにした
ＰＰＭ変調回路。
【請求項５】請求項３あるいは請求項４に記載のＰＰＭ
変調回路において、上記第２の整形回路から出力されるＰＰＭ信号が逓倍回
路により逓倍されてから送信されるようにしたＰＰＭ変
調回路。
【請求項６】請求項５に記載のＰＰＭ変調回路におい
て、上記縦続接続されている可変遅延回路の段数が４段とさ
れ、上記水晶発振回路の増幅回路、上記第１の整形回路およ
び上記論理回路を構成している各インバータが１つのパ
ッケージにＩＣ化されているようにしたＰＰＭ変調回
路。