JPH10155282A - 系統連系インバータ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 直流電源１から得られる直流の電力を交流に
変換して商用電力系統５へ供給すべき主回路３と、該主
回路３の動作を制御する制御回路４とから構成される系
統連系インバータにおいて、主回路内におけるノイズの
発生を効果的に抑制して、主回路の誤動作を防止する。 【解決手段】 主回路３は、直流電源１の出力電圧をス
イッチング動作によって昇圧するチョッパー部６と、チ
ョッパー部６の出力電圧をスイッチング動作によって交
流に変換するインバータ部７とを具えている。制御回路
４は、チョッパー部６に対するスイッチング制御とイン
バータ部７に対するスイッチング制御の同期を図るべ
く、周波数及び位相について特定の関係を有する複数の
スイッチング信号Ｑ１〜Ｑ６を作成して主回路３へ供給
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、太陽電池等の直流
電源から得られる直流の電力を交流に変換して商用電力
系統へ供給するための系統連系インバータに関し、特
に、直流電源の出力電圧をトランスを用いることなく昇
圧した後、交流に変換するトランスレス方式の系統連系
インバータに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図３は、以前に出願人が開発したトラン
スレス方式の系統連系インバータ(特願平7-257068号)の
構成を表わしている。該インバータは図示の如く、太陽
電池等の直流電源(１)から得られる直流の電力を交流に
変換して商用電力系統(５)に供給すべき主回路(３)を具
えており、該主回路(３)は、第１及び第２スイッチング
素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチング動作によって直流電源
(１)の出力電圧を昇圧するチョッパー部(６)と、ブリッ
ジ回路を構成する第３乃至第６スイッチング素子Ｑ３〜
Ｑ６のスイッチング動作によってチョッパー部(６)の出
力を直流から交流に変換するインバータ部(７)とを具え
ている。主回路(３)の各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に
は、図示省略する制御回路から、パルス幅変調されたス
イッチング信号が供給されて、各スイッチング素子のス
イッチング動作が制御される。

【０００３】上記トランスレス方式の系統連系インバー
タによれば、昇圧トランスを用いた系統連系インバータ
よりも高い効率が得られるばかりでなく、装置の小形化
が可能である。特に図３に示すチョッパー部(６)を具え
た系統連系インバータによれば、誘導素子Ｌ１に蓄えら
れたエネルギーが交互に第１容量素子Ｃ１及び第２容量
素子Ｃ２に供給されて、これらの容量素子Ｃ１、Ｃ２が
充電されるので、誘導素子Ｌ１に流れる電流の変化率は
小さく、高い昇圧効率が得られる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述の
系統連系インバータにおいては、場合によって主回路内
に大きなノイズが発生することがあり、このノイズによ
って主回路が誤動作する問題があった。そこで発明者ら
は、鋭意研究を重ねた結果、系統連系インバータにおい
ては、次の現象が発生して、ノイズの原因となっている
ことを明らかにした。

【０００５】即ち系統連系インバータにおいては、商用
電力系統のＯ相が接地されており、これによって、Ｕ相
の電位とＶ相の電位は、Ｏ相の電位、即ち接地電位を中
心として互いに逆位相の関係で対称に変動する。従っ
て、インバータの系統側の電位は接地電位で代表され
る。一方、直流電源として用いられる太陽電池は、その
接地面積の広さに応じて、図３中に示す如くプラス側出
力部Ｐとグランドとの間、及びマイナス側出力部Ｎとグ
ランドとの間に夫々容量成分Ｃｐ、Ｃｎを持ち、等価的
に、対地間コンデンサＣｐ、Ｃｎを介して接地されるこ
ととなる。

【０００６】即ち、図４に示す如く、インバータ(２)
は、系統側がＯ相で接地されると共に、太陽電池側が対
地間コンデンサＣｐ、Ｃｎを介して接地されることによ
り、インバータ(２)の系統側と太陽電池側が対地間コン
デンサＣｐ、Ｃｎを介して互いに接続されることとな
る。ここで、インバータ(２)の動作に伴って、インバー
タ(２)の系統側と太陽電池側で電位差が発生すると、こ
の電位差によって、対地間コンデンサＣｐ、Ｃｎが充電
或いは放電され、充放電電流がインバータ(２)内を流れ
ることになる。この充放電電流の変動が激しくなると、
インバータ(２)の内部に大きなノイズが発生し、インバ
ータ(２)の誤動作を引き起こすのである。

【０００７】上述の如く、インバータ内に発生するノイ
ズの原因は、インバータの系統側と太陽電池側に発生す
る電位差によるものと考えられるため、次に、どのよう
な条件で大きな電位差が発生するかについて、先ず、チ
ョッパー部とインバータ部に分けて考察する。

【０００８】図３に示すチョッパー部(６)の制御におい
ては、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２へ供給
すべき第１及び第２スイッチング信号Ｑ１、Ｑ２を作成
するために、図５に示す如く、各スイッチング信号Ｑ
１、Ｑ２について互いに逆位相を有する一対の三角波信
号を作成し、各三角波信号と昇圧比の指令値とを大小比
較して、三角波信号が指令値を上回る期間だけオンとな
るパルスを作成し、夫々スイッチング信号Ｑ１、Ｑ２と
して出力する。例えば昇圧比が２倍の場合、交互にオン
となるスイッチング信号Ｑ１、Ｑ２が作成される。これ
らのスイッチング信号Ｑ１、Ｑ２の供給を受けて、第１
スイッチング素子Ｑ１及び第２スイッチング素子Ｑ２は
交互にオンとなる。

【０００９】第１スイッチング素子Ｑ１がオンで、第２
スイッチング素子Ｑ２がオフのときは、図６の(１)に示
す如く、太陽電池の出力電圧が印加される一対の入力部
(21)(22)は第２容量素子Ｃ２に接続される(以下、状態
１という)。これに対し、第１スイッチング素子Ｑ１が
オフで、第２スイッチング素子Ｑ２がオンのときは、図
６の(２)に示す如く、一対の入力部(21)(22)は第１容量
素子Ｃ１に接続される(以下、状態２という)。この結
果、一対の入力部(21)(22)の中心電位(以下、ＰＮ中心
という)は、両容量素子Ｃ１、Ｃ２の中心電位(以下、Ｃ
中心という)に対して電位差を発生する。例えば太陽電
池の出力電圧が２００Ｖの場合、±１００Ｖの電位差が
発生することになる。尚、図６に示す例は、昇圧比が２
倍の場合であるが、昇圧比が２倍未満或いは２倍を超え
る場合にも、同様の現象が発生して、ＰＮ中心とＣ中心
の間に電位差が発生する。

【００１０】一方、図３に示すインバータ部(７)の制御
においては、第３乃至第６スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６
へ供給すべき第３及び第６スイッチング信号Ｑ３〜Ｑ６
を作成するために、図７に示す如く、一対となる第３及
び第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４と、一対となる第５
及び第５スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６について、互いに
逆位相を有する一対の三角波信号を作成し、各三角波信
号と出力電流の指令値とを大小比較して、第３スイッチ
ング素子Ｑ３及び第６スイッチング素子Ｑ６について
は、夫々の三角波信号が指令値を上回る期間だけオンと
なるパルスを作成し、第４スイッチング素子Ｑ４及び第
５スイッチング素子Ｑ５については、三角波信号が指令
値を下回る期間だけオンとなるパルス信号を作成し、夫
々スイッチング信号Ｑ３、Ｑ６、Ｑ４、Ｑ５として出力
するのである。これらのスイッチング信号の供給を受け
て、第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッチング素子
Ｑ４が交互がオンとなり、第５スイッチング素子Ｑ５と
第６スイッチング素子Ｑ６が交互にオンとなる。

【００１１】第３スイッチング素子Ｑ３及び第６スイッ
チング素子Ｑ６がオンのときは、図８の(３)に示す如く
インバータのプラス側の出力部(25)がＵ相に接続される
と共に、マイナス側の出力部(26)がＶ相に接続されて、
Ｃ中心に対してＯ相が同電位となる(以下、状態３とい
う)。従って、Ｕ相からＶ相に向かって電流を流そうと
する電圧が印加される。又、第３スイッチング素子Ｑ３
及び第５スイッチング素子Ｑ５がオンのときは、図８の
(４)に示す如くプラス側の出力部(25)がＵ相及びＶ相の
両方に接続されて、Ｃ中心に対してＯ相が＋２００Ｖの
電位差を生じる(以下、状態４という)。従って、電流を
増加させる電圧は発生せず、誘導素子Ｌ２、Ｌ３によっ
て電流が流れ続ける。又、第４スイッチング素子Ｑ４及
び第５スイッチング素子Ｑ５がオンのときは、図８の
(５)に示す如くプラス側の出力部(25)がＶ相に接続され
ると共に、マイナス側の出力部(26)がＵ相に接続され
て、Ｃ中心に対してＯ相が同電位となる(以下、状態５
という)。従って、Ｖ相からＵ相に向かって電流を流そ
うとする電圧が印加される。更に、第４スイッチング素
子Ｑ４及び第６スイッチング素子Ｑ６がオンのときは、
図８の(６)に示す如くマイナス側の出力部(26)がＵ相及
びＶ相の両方に接続されて、Ｃ中心に対してＯ相が−２
００Ｖの電位差を生じる(以下、状態６という)。従っ
て、電流を増加させる電圧は発生せず、誘導素子Ｌ２、
Ｌ３によって電流が流れ続ける。以上の４つの状態の推
移による電圧印加状態及び出力電流方向を図７中に表わ
す。

【００１２】上述の如く、チョッパー部(６)は、殆どの
期間において入出力の電位が変動するのに対し、インバ
ータ部(７)は、電位が変動する場合と電位が変動しない
場合がある。この結果、チョッパー部(６)の２つの状態
１、２とインバータ部(７)の４つの状態３〜６の組み合
わせから、図９(ａ)〜(ｆ)に示す電位変動が発生するこ
とになる。尚、これらの組み合わせによる電位変動は、
図６に示すＣ中心と図８に示すＣ中心とを一致させて考
えればよい。即ち、図９(ａ)の如く状態１と状態３の組
み合わせ、或いは状態１と状態５の組み合わせにおいて
は、Ｏ相から見たＰＮ中心が１００Ｖ低くなる。同図
(ｂ)の如く状態１と状態４の組み合わせにおいては、Ｏ
相から見たＰＮ中心が３００Ｖ低くなる。同図(ｃ)の如
く状態１と状態６の組み合わせにおいては、Ｏ相から見
たＰＮ中心が１００Ｖ高くなる。同図(ｄ)の如く状態２
と状態３の組み合わせ、或いは状態２と状態５の組み合
わせにおいては、Ｏ相から見たＰＮ中心が１００Ｖ高く
なる。同図(ｅ)の如く状態２と状態４の組み合わせにお
いては、Ｏ相から見たＰＮ中心が１００Ｖ低くなる。更
に、同図(ｆ)の如く状態２と状態６の組み合わせにおい
ては、Ｏ相から見たＰＮ中心が３００Ｖ高くなる。

【００１３】上述の各状態の組み合わせによる電位変動
(Ｏ相から見たＰＮ中心の電位変動)は、実際のインバー
タ制御においては、チョッパー部(６)についての一対の
三角波信号とインバータ部(７)についての一対の三角波
信号の間の周波数及び位相の相互関係により、図１０乃
至図１２に示す３つの基本パターンで発生することにな
る。これらの図においては、電圧波形を挟んで上方にチ
ョッパー部の動作を表わし、下方にインバータ部の動作
を表わしている。

【００１４】図１０は、上記２組の三角波信号(チョッ
パー部についての一対の三角波信号と、インバータ部に
ついての一対の三角波信号)の間に、周波数及び位相に
ついて特定の関係が存在しない場合であって、第１スイ
ッチング素子Ｑ１がオンの期間内には、第３スイッチン
グ素子Ｑ３及び第５スイッチング素子Ｑ５が共にオンと
なる期間と、第４スイッチング素子Ｑ４及び第６スイッ
チング素子Ｑ６が共にオンとなる期間の両方が含まれて
いる。又、第２スイッチング素子Ｑ２がオンの期間内に
も、第３スイッチング素子Ｑ３及び第５スイッチング素
子Ｑ５が共にオンとなる期間と、第４スイッチング素子
Ｑ４及び第６スイッチング素子Ｑ６が共にオンとなる期
間の両方が含まれている。この場合、図示の如く±３０
０Ｖの大きな電圧変動が発生している。この電圧変動に
伴って、前述の対地間容量が充放電されて、大きな充放
電電流が流れ、ノイズの原因となるのである。

【００１５】図１１は、上記２組の三角波信号の周波数
は同一であるが、位相については特定の関係が存在しな
い場合(図示する例では１８０度の位相差)であって、第
１スイッチング素子Ｑ１がオンの期間内に、第３スイッ
チング素子Ｑ３及び第５スイッチング素子Ｑ５が共にオ
ンとなる期間が含まれている。又、第２スイッチング素
子Ｑ２がオンの期間内に、第４スイッチング素子Ｑ４及
び第６スイッチング素子Ｑ６が共にオンとなる期間が含
まれている。この場合、図示の如く±３００Ｖの大きな
電圧変動が発生している。この電圧変動に伴って、前述
の対地間容量が充放電されて、大きな充放電電流が流
れ、ノイズの原因となるのである。特に出力電流の指令
値が負の値から正の値に変化するゼロクロス点の近傍で
は、−３００Ｖから＋３００Ｖまで急激に電圧が変化し
ているため、充放電電流が瞬間的に増大し、大きなノイ
ズの原因となる。

【００１６】一方、図１２は、上記２組の三角波信号の
間に、周波数及び位相の両方について特定の関係が存在
し、周波数及び位相が一致している場合であって、第１
スイッチング素子Ｑ１がオンの期間内に、第３スイッチ
ング素子Ｑ３と第５スイッチング素子Ｑ５の両方がオン
となる期間は含まれず、第２スイッチング素子Ｑ２がオ
ンとなる期間内に、第４スイッチング素子Ｑ４及び第６
スイッチング素子Ｑ６の両方がオンとなる期間は含まれ
ていない。この場合、状態１と状態３、５或いは６との
組み合わせと、状態２と状態３、４及び５との組み合わ
せが発生するに過ぎず、状態１と状態４の組み合わせ
や、状態２と状態６の組み合わせは発生しないから、図
示の如く電圧変動は±１００Ｖに抑制されている。従っ
て、大きな充放電電流は流れず、ノイズの発生が抑制さ
れる。

【００１７】上述の考察から、主回路(３)のチョッパー
部(６)及びインバータ部(７)の制御においては、チョッ
パー部(６)の昇圧比に拘わらず、第１スイッチング素子
Ｑ１がオンの期間内に、第３スイッチング素子Ｑ３及び
第５スイッチング素子Ｑ５の両方がオンとなることがな
く、且つ第２スイッチング素子Ｑ２がオンの期間内に、
第４スイッチング素子Ｑ４及び第６スイッチング素子Ｑ
６の両方がオンとなることがない様、各スイッチング素
子のスイッチングを制御すれば、主回路内におけるノイ
ズの発生を抑制して、主回路の誤動作を防止することが
出来ると言える。

【００１８】

【課題を解決する為の手段】そこで、本発明に係る系統
連系インバータでは、主回路(３)のチョッパー部(６)及
びインバータ部(７)の制御において、制御回路(４)は、
第１スイッチング素子Ｑ１がオンの期間内に、第３スイ
ッチング素子Ｑ３及び第５スイッチング素子Ｑ５の両方
がオンとなることがなく、且つ第２スイッチング素子Ｑ
２がオンの期間内に、第４スイッチング素子Ｑ４及び第
６スイッチング素子Ｑ６の両方がオンとなることがない
様、各スイッチング素子のスイッチングを制御する。

【００１９】尚、チョッパー部(６)は、直流電源(１)の
出力電圧が供給されるべき一対の入力部(21)(22)と、互
いに直列に接続された第１及び第２スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２とを具え、プラス側の入力部(21)に第１スイッ
チング素子Ｑ１が繋がると共に、マイナス側の入力部(2
2)に第２スイッチング素子Ｑ２が繋がり、第１スイッチ
ング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２との相互に位
相のずれたスイッチングによって、直流電源(１)の出力
電圧を昇圧するものである。一方、インバータ部(７)
は、チョッパー部(６)の出力電圧が供給されるべき一対
の入力部(27)(28)と、互いにブリッジ接続された第３乃
至第６スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６とを具え、プラス側
の入力部(27)に第３及び第５スイッチング素子Ｑ３、Ｑ
５が接続されると共に、マイナス側の入力部(28)に第４
及び第６スイッチング素子Ｑ４、Ｑ６が接続され、第３
及び第５スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５と、第４及び第６
スイッチング素子Ｑ４、Ｑ６のとの相互に位相のずれた
スイッチングによって、チョッパー部(６)の出力電圧を
交流に変換し、一対の出力部(31)(32)から出力するもの
である。

【００２０】上記本発明の系統連系インバータによれ
ば、前述の考察から明らかな様に、主回路内におけるノ
イズの発生を抑制して、主回路の誤動作を防止すること
が出来る。

【００２１】具体的には、制御回路(４)は、前記チョッ
パー部(６)へ供給すべき第１及び第２のスイッチング信
号を作成するチョッパー制御部(９)と、前記インバータ
部(７)へ供給すべき第３乃至第６のスイッチング信号を
作成するインバータ制御部(10)と、単一の発振回路(11)
から供給される基準パルスに基づいて周波数が同一であ
って且つ位相差が１８０°の一対の三角波信号を作成
し、両三角波信号をチョッパー制御部(９)及びインバー
タ制御部(10)へ同時に供給する三角波発生部(８)とを具
えている。

【００２２】上記具体的構成によれば、チョッパー部
(６)及びインバータ部(７)へ夫々供給すべき一対の三角
波信号が、共通の発振回路(11)から供給される基準パル
スに基づいて作成されるので、周波数及び位相を正確に
特定の関係に設定することが出来る。

【００２３】更に具体的には、前記チョッパー部(６)
は、プラス側の入力部(21)とマイナス側の入力部(22)か
ら伸びる一対の直列線路(19)(20)の少なくとも一方に介
在する誘導素子Ｌ１と、第１及び第２スイッチング素子
Ｑ１、Ｑ２に対して並列に接続された一対の容量素子Ｃ
１、Ｃ２とを具え、第１及び第２スイッチング素子Ｑ
１、Ｑ２の中間点と一対の容量素子Ｃ１、Ｃ２の中間点
とは互いに連結され、両スイッチング素子のスイッチン
グ動作によって、一対の容量素子Ｃ１、Ｃ２が相互に位
相のずれた周期で充電される。

【００２４】上記具体的構成においては、一方のスイッ
チング素子をオンとすると、入力された電圧によって誘
導素子にエネルギーが蓄えられると共に、他方のスイッ
チング素子に対して並列に接続されている一方の容量素
子が充電される。これに対し、前記一方のスイッチング
素子をオフとすると、他方若しくは両方の容量素子が充
電されることになる。誘導素子に蓄えられたエネルギー
は互いに位相のずれた周期で第１及び第２容量素子に供
給されるので、誘導素子に流れる電流の変化率は小さく
なり、この結果、効率が改善されると共に、ノイズが低
減される。

【００２５】

【発明の効果】本発明に係る系統連系インバータによれ
ば、主回路を構成するチョッパー部及びインバータ部の
各スイッチング素子を適切なタイミングでオン／オフ制
御するだけの簡易な構成により、主回路内におけるノイ
ズの発生を効果的に抑制して、主回路の誤動作を防止す
ることが出来る。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につ
き、図面に沿って具体的に説明する。図１に示す如く、
本発明の系統連系インバータ(２)は、図１に示す如く太
陽電池から構成される直流電源(１)と商用電力系統(５)
の間に介在する主回路(３)と、主回路(３)の動作を制御
するパルス幅変調(ＰＷＭ)制御方式の制御回路(４)とか
ら構成される。

【００２７】主回路(３)は、直流電源(１)のプラス側出
力部Ｐ及びマイナス側出力部Ｎから伸びる一対の直列線
路(19)(20)に接続されて直流電源(１)の出力電圧を昇圧
するチョッパー部(６)と、チョッパー部(６)の出力電圧
を交流に変換して、商用電力系統(５)へ供給するインバ
ータ部(７)とから構成される。

【００２８】チョッパー部(６)は、一対の直列線路(19)
(20)に夫々プラス側入力部(21)及びマイナス側入力部(2
2)と、プラス側出力部(25)及びマイナス側出力部(26)と
を具えている。プラス側入力部(21)からプラス側出力部
(25)へ伸びる直列線路(19)には誘導素子Ｌ１が介在して
いる。又、一対の直列線路(19)(20)の間には、プラス側
入力部(21)及びマイナス側入力部(22)に対して並列に、
第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２が接続され、
プラス側の接続点(23)に第１スイッチング素子Ｑ１の一
端が連結されると共に、マイナス側の接続点(24)に第２
スイッチング素子Ｑ２の一端が連結されている。更に、
プラス側出力部(25)及びマイナス側出力部(26)の間に
は、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対して
並列に、第１容量素子Ｃ１及び第２容量素子Ｃ２が接続
され、プラス側の出力部(25)に第１容量素子Ｃ１の一端
が連結されると共に、マイナス側の出力部(26)に第２容
量素子Ｃ２の一端が連結されている。両スイッチング素
子Ｑ１、Ｑ２の中間点と両容量素子Ｃ１、Ｃ２の中間点
とは、互いに連結されている。

【００２９】インバータ部(７)は、チョッパー部(６)の
一対の出力部(25)(26)に夫々接続された一対の入力部(2
7)(28)と、商用電力系統(５)のＵ相及びＶ相へ夫々接続
された一対の出力部(31)(32)とを具えている。一対の入
力部(27)(28)と一対の出力部(31)(32)の間には、互いに
ブリッジ接続された第３乃至第６スイッチング素子Ｑ３
〜Ｑ６が介在しており、プラス側の入力部(27)に第３及
び第５スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５が接続されると共
に、マイナス側の入力部(28)に第４及び第６スイッチン
グ素子Ｑ４、Ｑ６が接続されている。又、第３スイッチ
ング素子Ｑ３と第４スイッチング素子Ｑ４の接続点(29)
は、第２誘導素子Ｌ２を介してＵ相側の出力部(31)と繋
がり、第５スイッチング素子Ｑ５と第６スイッチング素
子Ｑ６の接続点(30)は、第３誘導素子Ｌ３を介してＶ相
側の出力部(32)と繋がっている。更に、両出力部(31)(3
2)の間には、第３容量素子Ｃ３が介在している。

【００３０】一方、制御回路(４)は、チョッパー部(６)
の第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２へ供給すべ
き第１及び第２のＰＷＭスイッチング信号Ｑ１、Ｑ２を
作成するチョッパー制御部(９)と、インバータ部(７)の
第３乃至第６スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６へ供給すべき
第３乃至第６のＰＷＭスイッチング信号Ｑ３〜Ｑ６を作
成するインバータ制御部(10)と、チョッパー制御部(９)
及びインバータ制御部(10)へ夫々一対の三角波信号を供
給する三角波発生部(８)とから構成されている。

【００３１】具体的には、三角波発生部(８)は図２に示
す如く、単一の発振回路(11)と、発振回路(11)から供給
される基準パルスに基づいて周波数が同一であって且つ
位相差が１８０°の一対の三角波信号を作成し、両三角
波信号をチョッパー制御部(９)及びインバータ制御部(1
0)へ同時に供給する三角波発生部(８)とを具えている。

【００３２】又、チョッパー制御部(９)は、三角波発生
回路(12)から供給される一方の三角波信号とチョッパ制
御量(昇圧比指令値)とを大小比較して、三角波が制御量
よりも小さいときオンとなる第１スイッチング信号Ｑ１
を作成する第１比較器(13)と、三角波発生回路(12)から
供給される他方の三角波信号とチョッパ制御量(昇圧比
指令値)とを大小比較して、三角波が制御量よりも小さ
いときオンとなる第２スイッチング信号Ｑ２を作成する
第２比較器(14)とを具えている。

【００３３】例えば昇圧比が２倍の場合、上記第１及び
第２スイッチング信号Ｑ１、Ｑ２がチョッパー制御部
(９)へ供給されることによって、図１２に示す如く第１
スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２が交
互にオンとなり、図６に示す状態１と状態２が交互に設
定される。尚、昇圧比が２倍未満、或いは２倍を超える
場合においても、同様に第１スイッチング素子Ｑ１と第
２スイッチング素子Ｑ２が互いに位相のずれた周期でオ
ン／オフすることになる。

【００３４】一方、インバータ制御部(10)は、三角波発
生回路(12)から供給される一方の三角波信号とインバー
タ制御量(出力電流指令値)とを大小比較して、三角波が
制御量よりも大きいときオンとなる第３スイッチング信
号Ｑ３を作成する第３比較器(15)と、第３比較器(15)の
出力信号を反転して第４スイッチング信号Ｑ４を作成す
る第１反転器(16)と、三角波発生回路(12)から供給され
る他方の三角波信号とインバータ制御量(出力電流指令
値)とを大小比較して、三角波が制御量よりも大きいと
きオンとなる第５スイッチング信号Ｑ５を作成する第４
比較器(17)と、第４比較器(17)の出力信号を反転して第
６スイッチング信号Ｑ６を作成する第２反転器(18)とを
具えている。

【００３５】上記第３乃至第６スイッチング信号Ｑ３〜
Ｑ６がインバータ部(７)へ供給されることによって、図
１２に示す如く第３スイッチング素子Ｑ３と第４スイッ
チング素子Ｑ４が交互にオンとなり、第５スイッチング
素子Ｑ５と第６スイッチング素子Ｑ６とが交互にオンと
なる。又、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間内にの
み、第４スイッチング素子Ｑ４と第６スイッチング素子
Ｑ６の両方が共にオンとなり、第２スイッチング素子Ｑ
２のオン期間内にのみ、第３スイッチング素子Ｑ３と第
５スイッチング素子Ｑ５の両方が共にオンとなる。ここ
で、第１スイッチング素子Ｑ１のオン期間内に、第３ス
イッチング素子Ｑ３と第５スイッチング素子Ｑ５の両方
が共にオンとなることはなく、且つ第２スイッチング素
子Ｑ２のオン期間内に、第４スイッチング素子Ｑ４と第
６スイッチング素子Ｑ６の両方が共にオンとなることは
ない。

【００３６】チョッパー部(６)において、第１スイッチ
ング素子Ｑ１がオンとなると、直流電源(１)の出力電圧
によって誘導素子Ｌ１にエネルギーが蓄えられると共
に、第２容量素子Ｃ２が充電される。又、第２スイッチ
ング素子Ｑ２がオンとなると、直流電源(１)の出力電圧
によって誘導素子Ｌ１にエネルギーが蓄えられると共
に、第１容量素子Ｃ１が充電される。これによって、一
対の出力部(25)(26)間に、昇圧された直流電圧が得られ
るのである。上記チョッパー部(６)の動作において、誘
導素子Ｌ１に蓄えられたエネルギーは互いに位相のずれ
た周期で第１及び第２容量素子Ｃ１、Ｃ２に供給される
ので、誘導素子Ｌ１に流れる電流の変化率は小さく、こ
の結果、チョッパー部(６)の効率が改善されると共に、
ノイズが低減されることになる。

【００３７】又、インバータ部(７)においては、前述の
第３乃至第６スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６のスイッチン
グ動作によって、チョッパー部(６)の出力電圧が交流に
変換され、更に第２及び第３誘導素子Ｌ２、Ｌ３と第３
容量素子Ｃ３から構成されるＬＣ回路を経て、一対の出
力部(31)(32)に、正弦波の交流出力が得られるのであ
る。

【００３８】上述の系統連系インバータにおいては、図
１２に示す如く、チョッパー部(６)の状態１と、インバ
ータ部(７)の状態３、５或いは６との組み合わせ、及び
チョッパー部(６)の状態２とインバータ部(７)の状態
３、４或いは５との組み合わせが発生するに過ぎず、状
態１と状態４の組み合わせや、状態２と状態６の組み合
わせは発生しないため、図示の如く電圧変動は±１００
Ｖ以下に抑制される。従って、図１０及び図１１に示す
従来のインバータで発生していた大きな充放電電流は流
れず、ノイズの発生が効果的に抑制される。この結果、
インバータ(２)には安定した動作が実現される。

【００３９】上記実施の形態の説明は、本発明を説明す
るためのものであって、特許請求の範囲に記載の発明を
限定し、或は範囲を減縮する様に解すべきではない。
又、本発明の各部構成は上記実施の形態に限らず、特許
請求の範囲に記載の技術的範囲内で種々の変形が可能で
ある。例えば、図１に示す第１乃至第６スイッチング素
子Ｑ１〜Ｑ６へ夫々供給すべきスイッチング信号は、ソ
フトウエア処理によって作成することも可能であるのは
言うまでもない。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る系統連系インバータの回路構成を
表わす図である。

【図２】制御回路の構成を表わすブロック図である。

【図３】系統連系インバータにおける従来の不具合を説
明する回路図である。

【図４】インバータを含んで形成される閉ループを表わ
す図である。

【図５】チョッパー部に対する制御動作を説明するタイ
ムチャートである。

【図６】チョッパー部において形成される２つの電位状
態を表わす図である。

【図７】インバータ部に対する制御動作を説明するタイ
ムチャートである。

【図８】インバータ部において形成される４つの電位状
態を表わす図である。

【図９】チョッパー部とインバータ部の電位状態の６つ
の組み合わせを表わす図である。

【図１０】チョッパー部についての三角波信号とインバ
ータ部についての三角波信号の間に、周波数及び位相に
ついて特定の関係が存在しない場合のインバータの動作
及びインバータ内に発生する電圧変動を表わすタイムチ
ャートである。

【図１１】両三角波信号の間に、位相について特定の関
係が存在しない場合の同上のタイムチャートである。

【図１２】両三角波信号の間に、周波数及び位相につい
て特定の関係が存在する場合の同上のタイムチャートで
ある。

【符号の説明】

(１) 直流電源 (２) インバータ (３) 主回路 (４) 制御回路 (５) 商用電力系統 (６) チョッパー部 (７) インバータ部 (８) 三角波発生部 (９) チョッパー制御部 (10) インバータ制御部 Ｑ１ 第１スイッチング素子 Ｑ２ 第２スイッチング素子 Ｑ３ 第３スイッチング素子 Ｑ４ 第４スイッチング素子 Ｑ５ 第５スイッチング素子 Ｑ６ 第６スイッチング素子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 牧野 康弘 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三 洋電機株式会社内 (72)発明者 前川 正弘 大阪府守口市京阪本通２丁目５番５号 三 洋電機株式会社内

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 直流電源(１)から得られる直流の電力を
   交流に変換して商用電力系統(５)へ供給すべき主回路
   (３)と、該主回路(３)の動作を制御する制御回路(４)と
   から構成され、主回路(３)は、直流電源(１)の出力電圧
   をスイッチング動作によって昇圧するチョッパー部(６)
   と、チョッパー部(６)の出力電圧をスイッチング動作に
   よって交流に変換するインバータ部(７)とを具えている
   系統連系インバータにおいて、制御回路(４)は、チョッ
   パー部(６)に対するスイッチング制御とインバータ部
   (７)に対するスイッチング制御の同期を図るべく、周波
   数及び位相について特定の関係を有する複数のスイッチ
   ング信号を作成して主回路(３)へ供給することを特徴と
   する系統連系インバータ。
2. 【請求項２】 直流電源(１)から得られる直流の電力を
   交流に変換して商用電力系統(５)へ供給すべき主回路
   (３)と、該主回路(３)の動作を制御する制御回路(４)と
   から構成される系統連系インバータにおいて、主回路
   (３)は、 直流電源(１)の出力電圧が供給されるべき一対の入力部
   (21)(22)と、互いに直列に接続された第１及び第２スイ
   ッチング素子Ｑ１、Ｑ２とを具え、プラス側の入力部(2
   1)に第１スイッチング素子Ｑ１が繋がると共に、マイナ
   ス側の入力部(22)に第２スイッチング素子Ｑ２が繋が
   り、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子
   Ｑ２との相互に位相のずれたスイッチングによって、直
   流電源(１)の出力電圧を昇圧するチョッパー部(６)と、 チョッパー部(６)の出力電圧が供給されるべき一対の入
   力部(27)(28)と、互いにブリッジ接続された第３乃至第
   ６スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６とを具え、プラス側の入
   力部(27)に第３及び第５スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５が
   接続されると共に、マイナス側の入力部(28)に第４及び
   第６スイッチング素子Ｑ４、Ｑ６が接続され、第３及び
   第５スイッチング素子Ｑ３、Ｑ５と、第４及び第６スイ
   ッチング素子Ｑ４、Ｑ６のとの相互に位相のずれたスイ
   ッチングによって、チョッパー部(６)の出力電圧を交流
   に変換し、一対の出力部(31)(32)から出力するインバー
   タ部(７)とを具え、制御回路(４)は、第１スイッチング
   素子Ｑ１がオンの期間内に、第３スイッチング素子Ｑ３
   及び第５スイッチング素子Ｑ５の両方が同時にオンとな
   ることがなく、且つ第２スイッチング素子Ｑ２がオンの
   期間内に、第４スイッチング素子Ｑ４及び第６スイッチ
   ング素子Ｑ６の両方がオンとなることがない様、各スイ
   ッチング素子のスイッチングを制御することを特徴とす
   る系統連系インバータ。
3. 【請求項３】 制御回路(４)は、前記チョッパー部(６)
   へ供給すべき第１及び第２のスイッチング信号を作成す
   るチョッパー制御部(９)と、前記インバータ部(７)へ供
   給すべき第３乃至第６のスイッチング信号を作成するイ
   ンバータ制御部(10)と、単一の発振回路(11)から供給さ
   れる基準パルスに基づいて周波数が同一であって且つ位
   相差が１８０°の一対の三角波信号を作成し、両三角波
   信号をチョッパー制御部(９)及びインバータ制御部(10)
   へ同時に供給する三角波発生部(８)とを具えている請求
   項２に記載の系統連系インバータ。
4. 【請求項４】 前記チョッパー部(６)は、プラス側の入
   力部(21)とマイナス側の入力部(22)から伸びる一対の直
   列線路(19)(20)の少なくとも一方に介在する誘導素子Ｌ
   １と、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２に対し
   て並列に接続された一対の容量素子Ｃ１、Ｃ２とを具
   え、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２の中間点
   と一対の容量素子Ｃ１、Ｃ２の中間点とは互いに連結さ
   れ、両スイッチング素子のスイッチング動作によって、
   一対の容量素子Ｃ１、Ｃ２が相互に位相のずれた周期で
   充電される請求項２又は請求項３に記載の系統連系イン
   バータ。