JPH10155276A

JPH10155276A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH10155276A
Application number: JP8308991A
Authority: JP
Inventors: Tamahiko Kanouda; 玲彦叶田; Yoshimi Sakurai; 芳美櫻井; Kenji Kubo; 謙二久保; Hideyasu Umetsu; 秀恭梅津; Hideaki Kunisada; 秀明国貞; Keizo Shimada; 恵三嶋田; Takayasu Nakane; 隆康中根
Original assignee: Hitachi Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Engineering Co Ltd; Hitachi Ltd
Priority date: 1996-11-20
Filing date: 1996-11-20
Publication date: 1998-06-09
Anticipated expiration: 2016-11-20
Also published as: US5959858A; JP3330034B2

Abstract

(57)【要約】【課題】正弦波入力コンバータは、入力電源に同期した
正弦波電流を入力する回路であるが、電源配線の接続ミ
ス等で電源の相回転方向が逆になると正常に運転できな
い。【解決手段】三相電源の線間電圧あるいは相電圧のうち
いずれか２種類を入力し、そのうちの一方の正弦波電圧
の位相を算出する手段を設ける。２種類の電源電圧と算
出した位相を用いた演算を行うことにより、この演算結
果が一定値であるか、正負の正弦波状に振動するか、に
より正相・逆相を判別できる。また、同じ演算結果から
通電・停電の別も判定できる。【効果】本発明により電力変換装置を設置する際の電源
接続の確認が容易に行える。また、逆相では正常に動作
しない正弦波コンバータ等の装置においては誤動作を防
止することができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はコンバータやインバ
ータ等の電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、三相交流を入力する正弦波入力コ
ンバータを内蔵する電力変換装置としては、一般に特開
平6−335254 号に記載の無停電電源装置に見られるよう
な構成があげられる。この装置は、三相交流電源にリア
クトルを介してブリッジ型に構成したスイッチング素子
を接続し、このコンバータの出力側に設置されたコンデ
ンサに直流電圧を発生させると共に、この直流電圧を利
用して前記ブリッジ型に構成したスイッチング素子の中
点に電源電圧に同期したパルス波形を発生させ、このパ
ルス波形を制御して前記リアクトルに電源の相電圧に同
期した正弦波電流を通流させ、入力電流に含まれる高調
波成分を低減させることを目的とする回路である。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】従来、三相交流入力を
入力する電力変換装置であって、入力電流を入力電圧に
同期した正弦波状に制御する正弦波入力コンバータや、
入力電圧に同期した交流電圧を出力するインバータを備
えた電力変換装置においては、電力変換装置を三相交流
電源に接続する前に、入力電源の相回転方向を予め検測
し、指定された相順に接続する必要があった。これは、
電力変換装置内部の電源同期回路を入力電源の周波数お
よび位相に同期させるためである。このため、逆相に接
続した場合には同期がとれず装置は正常に動作しない。
しかし、相順が正しいか否かは実際に装置を起動するま
で判別が困難であり、電力変換装置の取り扱いを難しく
する要因の一つになっていた。

【０００４】本発明が解決しようとする課題は、三相入
力型の電力変換装置の電源に接続した際に発生する上記
のような問題である。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の手段として、本発明は、電力変換装置に入力電源の状
態を表示する手段を設ける。そして、相順が正相か逆相
かを判定して結果を表示することで、相順の接続ミスを
なくし、電力変換装置の取り扱いを容易にすることが可
能となる。

【０００６】具体的には、入力電源である三相交流電圧
のうち、２つの線間電圧もしくは相電圧を検出する手段
を設ける。三相交流をＵ相，Ｖ相，Ｗ相とし、検出電圧
を線間電圧ＶuvおよびＶwvとすると、Ｖα＝（２・Ｖuv−Ｖwv）／√３ …（１）Ｖβ＝Ｖwv …（２）が演算できる。また、一方、Ｖwvの位相θwvを求める。
このθwvは、例えば以下のようにして求めることが可能
である。

【０００７】まず、正弦波Ｖwvを増幅して正負のリミッ
タを介してパルス波を作成する。次に、このパルス波の
立ち上がり時（エッジ）のみがHighレベルとなり他はLo
w レベルとなるトリガ信号を作成する。また、基準周波
数ωref からΔω(初期値０)を引いた値を積分して位相
θを演算する積分器を設け、先のトリガ信号がHighレベ
ルとなったときに、積分器が出力した位相θを増幅し、
これを新たにΔωとして一連の演算を繰り返せば、θは
Ｖwvの位相θwvに収束する。

【０００８】このようにして求めたθwvと（１)，(２）
式を用いて以下の演算を行う。

【０００９】Ｖq ＝Ｖβ・sinθwv−Ｖα・cosθwv …（３）（３）式で求められたＶq は、相順がＵ相→Ｖ相→Ｗ相
の場合には入力電源の線間電圧の波高値に等しい。すな
わち、電源がＡＣ２００Ｖ三相交流の場合はＶq は約２
８３の一定値となる。しかし、相順がＵ相→Ｗ相→Ｖ相
の場合にはＶq は電源周波数の２倍の周波数で波高値が
±約２８３の正弦波となる。このため、Ｖq を演算する
ことによって相順が明らかになる。さらに、Ｕ相あるい
はＷ相が地落した際には、Ｖq は電源周波数の２倍の周
波数で＋３００，−２０の間を振幅する正弦波となる。
また、Ｖ相が地落した際には＋１００と＋約２８３の間
で振幅する正弦波形となる。もちろん、電源が三相とも
停電した場合にはＶｑは０となるため、Ｖｑを監視す
れば電源の相順はもとより停電の状態も詳細に検出する
ことができる。

【００１０】なお、相電圧を検出する方法においても以
下の式を用いれば同様な結果が得られる。Ｕ相，Ｖ相，
Ｗ相のうち相電圧Ｖu ，Ｖw を検出する場合には、Ｖα＝√３・Ｖu …（４）Ｖβ＝Ｖu ＋２・Ｖw …（５）また、Ｖwvを用いて位相θwvを求めたのと同様の方法
で、Ｖu を用いて位相θuを演算し、このθu と（４)，
(５）式で求めたＶα，Ｖβとを用いてＶq を演算す
る。

【００１１】Ｖq ＝Ｖα・sinθu −Ｖβ・cosθu …（６）（６）式で求められたＶq は（３）式で求められたＶq
と同じ特性を持つ。

【００１２】また本発明は、以上のような構成の入力電
源の相順を判定する手段を設けると共に、コンバータあ
るいはインバータの制御回路のフィードバック値と、ゲ
ートパルスを相順に見合った順序に切り換える手段を設
けることで、入力電源の相順に関係なく正常に動作する
ことのできる電力変換装置を提供する。

【００１３】

【発明の実施の形態】本発明の第１の実施の形態を図１
〜図５を用いて説明する。まず図１は、本発明の基本的
な構成を示す図である。図１において、１は三相交流電
源、２ａ，２ｂは電圧検出手段、３は負荷、４は電源状
態演算器、５はＶq 演算器、６は電源の状態判定手段、
７は基準周波数発生器、８は減算器、９は積分器、１０
は位相演算器、１１はサンプラ、１２ａ，１２ｂは増幅
器、１３はリミッタ、１４はエッジトリガ回路、１５は
ゼロクロス回路、３９は電力変換装置である。

【００１４】図１において、三相交流電源１は電力変換
装置３９を介して負荷３に接続されている。三相交流電
源１はＵ，Ｖ，Ｗ相があり、ＵＶ間に電圧検出手段２ａ
が、またＷＶ間に電圧検出手段２ｂが接続される。電圧
検出手段２ａ，２ｂの出力は電源状態演算器４に接続さ
れる。電源状態演算器４はＶq 演算器５，位相演算器１
０、およびゼロクロス回路１５で構成されている。電圧
検出手段２ａ，２ｂの出力はＶq 演算器５に接続され
る。ゼロクロス回路１５は増幅器１２ｂ，リミッタ１
３，エッジトリガ回路１４で構成され、この順に接続さ
れている。ゼロクロス回路１５の入力には電圧検出手段
２ｂの出力が接続されている。位相演算器１０は基準周
波数発生器７，減算器８，積分器９，サンプラ１１、お
よび増幅器１２ａで構成される。基準周波数発生器７は
減算器８の＋側に接続され、減算器８の出力は積分器９
に入力される。また、積分器９の出力はサンプラ１１に
接続される。サンプラ１１の出力は増幅器１２ａに接続
され、増幅器１２ａの出力は減算器８の−側に接続され
る。また、ゼロクロス回路１５の出力はサンプラ１１に
接続される。また、積分器９の出力はＶq 演算器５に接
続される。Ｖq 演算器５の出力は電源の状態判定手段６
に入力され、電源の状態判定手段６の出力は電力変換装
置３９に接続される。

【００１５】次に、図１の回路の動作を述べる。三相交
流電源１は２００Ｖ電源であり、相電圧Ｖu ，Ｖv 、お
よびＶw は図３（ａ）で表される正弦波の電圧波形であ
り、波高値は約１６３Ｖである。また、線間電圧Ｖuv，
Ｖwvの波形は図３（ｂ）で表される波形であり、波高値
は約２８３Ｖである。電力変換装置３９は三相交流電源
１と負荷３の間に接続され、負荷３に給電する電力を制
御する。電圧検出手段２ａおよび２ｂはそれぞれ線間電
圧Ｖuv，Ｖwvを検出し、電源状態演算器４に入力する。
このうちＶwvはゼロクロス回路１５内の増幅器１２ｂに
入力される。Ｖwvは増幅器１２ｂで増幅され、リミッタ
１３で方形波に整形される。Ｖwvとリミッタ１３の出力
波形の関係は図２に示す通りであり、Ｖwvが正の時には
リミッタ１３の出力は１であり、Ｖwvが負の場合にはリ
ミッタ１３の出力は−１である。リミッタ１３の出力
は、エッジトリガ回路１４に入力される。エッジトリガ
回路１４は、リミッタ１３の出力である方形波を入力
し、この方形波が負から正へ立ち上がる時のみにHighレ
ベルとなり、その他は全てLow レベルとなる波形を出力
する。これらの波形の関係は図２に示す通りである。エ
ッジトリガ回路１４の出力は位相演算器１０内のサンプ
ラ１１のトリガ信号として使用される。

【００１６】次に位相演算器１０の動作を述べる。基準
周波数発生器７では電源周波数に応じた周波数を出力す
る。図２では５０Ｈｚの場合を示しており、ωref は31
4.16である。減算器８の負側入力は増幅器１２ａの出力
であり、これをΔωとすると、ωref からΔωを引いた
値が積分器９に入力される。積分器９の出力は位相θwv
であるが、θwvがπ（ｒａｄ）を超えた場合にはθwvか
ら２πを減じた値をθwvとするために、θwvの波形は図
２に示すような−πとπの間の右上がりの鋸型波とな
る。サンプラ１１はエッジトリガ回路１４の出力波形が
Highレベルの場合のみスイッチが閉じるため、図２のよ
うにエッジトリガがHighレベルとなったときのθwvがホ
ールドされる。サンプラ１１の出力波形は図２下の図の
ようになる。そして、この値が増幅器１２ａに入力され
る。増幅器１２ａの出力はサンプラ１１の入力に応じた
値となり、サンプラ１１の出力が正の場合には積分器９
に入力される周波数ωは小さくなる。この回路によって
位相θwvは入力される電源のＶwvの位相と等しくなるよ
うに制御される。次に、Ｖq 演算器５ではＶuv，Ｖwvと
位相θwvを用いて以下の演算が行われる。

【００１７】Ｖα＝（２・Ｖuv−Ｖwv）／√３Ｖβ＝Ｖwv Ｖq ＝Ｖβ・sinθwv−Ｖα・cosθwv θwvが電源の位相Ｖwvに同期した状態においては、上式
で算出されるＶq は図３〜図５に示す波形となる。

【００１８】図３は三相交流電源１の相順が（ａ）に示
すようにＵ相→Ｖ相→Ｗ相の順である場合であり、この
ときにはＶuv，Ｖwvの位相関係は図３（ｂ）に示す関係
となる。このときＶq は約２８３の一定値をとる。

【００１９】一方、三相交流電源１の相順がＵ相→Ｗ相
→Ｖ相の順である場合には、図４に示す波形となる。線
間電圧Ｖuv，Ｖwvの関係は図４（ｂ）に示すように図３
の場合とは位相関係が逆になり、Ｖq は図４（ｃ）に示
すように±約２８３で振動する波形となる。Ｖq の周波
数は電源周波数の２倍である。

【００２０】さらに、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相がそれぞれ一相
ずつ地落した場合のＶq の波形を図５に示す。図５(ａ)
はＵ相が地落した場合であり、Ｖq は−２０と＋３００
との間で振動する正弦波となる。また、(ｂ)はＶ相地落
時であり、１００と約２８３の間で振動する波形とな
る。(ｃ）はＷ相の地落時であり、このときＶq は(ａ）
のＵ相地落時と同じ−２０と＋３００の間で振動する正
弦波となる。

【００２１】このように、Ｖq の波形を観測することに
より、三相交流電源１の状態を判定することが可能であ
り、図１の電源の状態判定手段６ではＶq を用いて状態
の判定を行う。すなわち、Ｖq が一定値であれば三相交
流電源１の相順はＵ相→Ｖ相→Ｗ相の順であり、線間電
圧波高値はＶq の値に等しい。一方、Ｖq が正負の波高
値が等しい正弦波状になった場合には相順はＵ相→Ｗ相
→Ｖ相の順であり、線間電圧波高値はＶq のピーク値に
等しい。また、Ｖq が正負の正弦波状に振動し、かつ正
のオフセットを持つ場合にはＵ相もしくはＷ相が地落し
ていることが考えられる。さらに、Ｖq が正の値の範囲
で大きく振動する場合には、Ｖ相が地落していると考え
られる。

【００２２】このような電源の状態判定手段６の判定結
果は電力変換装置３９に入力され、電力変換装置の３９
の動作を制御するために用いられる。例えば、相順がＵ
相→Ｖ相→Ｗ相の順でのみ正常に動作する正弦波入力コ
ンバータでは、Ｖq が正の一定値になっている場合、す
なわち図３の状態においてのみ動作が許され、Ｖq が図
４（ｃ）の波形である場合には、逆相接続と判断して運
転しないようにすることができ、逆相入力に対するコン
バータの保護が可能となる。さらに、Ｖq が図５の波形
である場合にはいずれか一相が地落していると考えられ
るため、コンバータを停止させる操作を行う。

【００２３】また、電力変換装置３９が無停電電源装置
の場合には、Ｖq が図５の波形となった場合には停電状
態として処理し、三相交流電源１から負荷３への給電を
停止し、蓄電池の直流電力をインバータで交流に変換
し、負荷３に供給するように切り換える操作を行う。

【００２４】このようにして、Ｖq を演算により求める
ことで負荷に電力を供給する電力変換装置の運転状態を
制御することができる。

【００２５】なお、図１に示した回路のうち、電源状態
演算器４と電源の状態判定手段６はソフトウエアにより
簡単に実現することができる。

【００２６】次に、本発明の第２の実施の形態として、
図６に入力電源の相電圧を検出する場合の形態を示す。
図６において、図１と同じ動作をする回路あるいは手段
には同じ記号を付与した。

【００２７】図６において、３７は相電圧検出手段であ
る。図６が図１と異なる点は、三相交流電源１と電力変
換装置３９の間に相電圧検出手段３７が挿入され、相電
圧Ｖu ，Ｖw を検出する構成になっていること、Ｖq 演
算器５の演算式が異なること、ゼロクロス回路１５の入
力がＵ相電圧Ｖu になっていること、位相演算器１０か
ら出力される位相がθu であること、の４点のみであ
る。

【００２８】以下、図６の実施の形態を主に上記の相違
点について述べる。三相交流電源１の相電圧Ｖu および
Ｖw は、相電圧検出手段３７で検出され電源状態演算器
４に入力される。このうちＶu はゼロクロス回路１５に
入力され、この結果Ｕ相電圧が負から正になるゼロクロ
ス点のみにHighレベルとなる信号波形がエッジトリガ回
路１４から出力される。位相演算器１０の動作は第１の
実施の形態の場合と同様であるが、本実施の形態ではサ
ンプラ１１のトリガ信号がＵ相のゼロクロス点に同期し
た信号となるため、積分器９から出力される位相はＵ相
の位相θu に同期することになる。

【００２９】Ｖq 演算器５にはＶu ，Ｖw 、およびθu
が入力され、以下の演算を行う。

【００３０】Ｖα＝√３・Ｖu Ｖβ＝Ｖu ＋２・Ｖw Ｖq ＝Ｖα・sinθu −Ｖβ・cosθu この演算で得られたＶq は第１の実施の形態で述べたＶ
q と同じ特性を持つ。ただし、本実施の形態の場合には
Ｖ相電圧が地落した場合には図５（ｂ）のような波形は
得られず、Ｖq は図３（ｃ）の波形のままである。

【００３１】本実施の形態においても第１の実施の形態
と同様に、電力変換器の運転に活用できる。例えば、相
順がＵ相→Ｖ相→Ｗ相の順でのみ正常に動作可能な正弦
波入力コンバータでは、Ｖq が正の一定値になっている
場合、すなわち図３の状態においてのみ動作できるが、
Ｖq が図４（ｃ）の波形である場合には、逆相接続と判
断してゲートをサプレス（遮断）して運転しないように
することができ、逆相入力に対するコンバータの保護が
可能となる。また、Ｖq が図５（ａ）または図５（ｃ）
の波形である場合にはいずれか一相が地落していると考
えられるため、コンバータを停止させる操作を行う。

【００３２】本実施の形態においても、図６に示した回
路のうち、電源状態演算器４と電源の状態判定手段６は
ソフトウエアにより簡単に実現することができる。

【００３３】次に、本発明の第３の実施の形態を図７を
用いて記載する。図７はＶ結線型のインバータとコンバ
ータおよび蓄電池で構成される無停電電源装置を示した
図である。図７において、図１と同じ動作をする回路あ
るいは手段には同じ記号を付与した。その他、図７にお
いて、２ｃ，２ｄは電圧検出手段、１６は接地点、１７
ａ，１７ｂは電流検出手段、１８はＤＣ−ＤＣコンバー
タ、１９は蓄電池、２１ａ，２１ｂはコンデンサ、２２
ａ〜２２ｄならびに２２ｇ〜２２ｊは駆動回路、２３ａ
〜２３ｄならびに２３ｇ〜２３ｊはスイッチング素子、
２４ａ〜24ｄならびに２４ｇ〜２４ｊはダイオード、２
５ａ〜２５ｄはリアクトル、２６ａ，２６ｂはコンデン
サ、２８ａ〜２８ｃはバイパス系統、２９ａ〜２９ｃは
スイッチ手段、３０はコンバータ制御回路、３１ａ〜３
１ｄはＡＮＤ回路、３２はインバータ制御回路、３３は
表示装置である。

【００３４】図７において、三相交流電源１は２００Ｖ
の電源であり、この相電圧のうち、Ｕ相とＷ相はリアク
トル２５ｃ，２５ｄに接続される。また、Ｖ相は接地点
１６と負荷３のＶ相入力に直接接続される。このＶ相電
位をＶ点とする。スイッチング素子２３ａと２３ｂ，２
３ｃと２３ｄ，２３ｇと２３ｈ，２３ｉと２３ｊはそれ
ぞれ直列に接続される。スイッチング素子２３ａ，２３
ｃ，２３ｇ，２３ｉの高電位側が全て接続される。この
点をＰ点とする。スイッチング素子２３ｂ，２３ｄ，２
３ｈ，２３ｊの低電位側も全て接続される。この点をＮ
点とする。また、スイッチング素子２３ｇ〜２３ｊには
それぞれダイオード２４ｇ〜２４ｊが逆並列に接続され
る。さらに、スイッチング素子２３ａ〜２３ｄと２３ｇ
〜23ｊの制御端子には駆動回路２２ａ〜２２ｄと２２ｇ
〜２２ｊがそれぞれ接続される。スイッチング素子２３
ａ〜２３ｄとダイオード２４ａ〜２４ｄはＶ結線型イン
バータを構成し、インバータ制御回路３２は駆動回路２
２ａ〜２２ｄに接続される。このインバータの第１の出
力点であるスイッチング素子２３ａと２３ｂの接続点
は、リアクトル２５ａの一方の端子に接続される。イン
バータの第２の出力点であるスイッチング素子２３ｃと
２３ｄの接続点は、リアクトル２５ｂの一方の端子に接
続される。リアクトル２５ａと２５ｂの他方の端子は、
それぞれ負荷３のＵ相とＷ相入力端子に入力される。ま
た、負荷３のＵ相とＶ相，Ｗ相とＶ相の間にそれぞれコ
ンデンサ２６ａと２６ｂが挿入される。

【００３５】一方、スイッチング素子２３ｇ〜２３ｊと
ダイオード２４ｇ〜２４ｊはＶ結線型コンバータを構成
する。また、このコンバータの第１の入力点であるスイ
ッチング素子２３ｇと２３ｈの接続点にはリアクトル２
５ｃが接続され、コンバータの第２の入力点であるスイ
ッチング素子２３ｉと２３ｊの接続点にはリアクトル２
５ｄが接続される。

【００３６】また、Ｎ点とＶ点との間にコンデンサ２１
ａが接続され、Ｖ点とＮ点の間にはコンデンサ２１ｂが
接続される。さらに、蓄電池１９がＤＣ−ＤＣコンバー
タ１８を介してＰ，Ｖ，Ｎ点に接続される。

【００３７】バイパス系統２８ａ〜２８ｃは三相交流電
源１のＵ，Ｖ，Ｗ相と負荷３のＵ，Ｖ，Ｗ相入力端子と
の間にそれぞれスイッチ手段２９ａ〜２９ｃを介して接
続される。電圧検出手段２ａ，２ｂが三相交流電源１の
ＵＶ間，ＷＶ間にそれぞれ接続され、コンバータ制御回
路に接続される。また、電流検出手段１７ａ，１７ｂが
三相交流電源１のＵ相，Ｗ相とリアクトル２５ｃ，２５
ｄの間にそれぞれ挿入され、これらの出力はコンバータ
制御回路３０に接続される。さらに、電圧検出手段２ｃ
および２ｄがコンデンサ２１ａ，２１ｂの端子間にそれ
ぞれ接続され、これらの出力はコンバータ制御回路３０
に入力される。また、電圧検出手段２ａ，２ｂの出力は
電源状態演算器４にも入力される。電源状態演算器４の
出力は電源の状態判定手段６に接続され、電源の状態判
定手段６の出力はＡＮＤ回路31ａ〜３１ｄの一方の入力
端子にそれぞれ接続される。コンバータ制御回路３０の
出力はＡＮＤ回路３１ａ〜３１ｄの他方の入力端子を介
し、駆動回路２２ｇ〜22ｊに接続される。また、電源の
状態判定手段６の出力が表示装置３３に接続される。電
源の状態判定手段６の出力はＤＣ−ＤＣコンバータ１８
にも接続される。電源状態演算器４の内部の構成は図１
に示した本発明の第１の実施の形態と同一である。

【００３８】次に、本実施の形態の動作を述べる。コン
バータ制御回路３０は入力電圧である線間電圧ＶuvとＶ
wvを電圧検出手段２ａ，２ｂによって取り込む。また、
コンデンサ２１ａと２１ｂの電圧Ｖpv，Ｖvnを電圧検出
手段２ｃ，２ｄで取り込み、リアクトル２５ａ，２５ｂ
に流れる入力電流Ｉu ，Ｉw を電流検出手段１７ａ，１
７ｂで取り込む。コンバータ制御回路３０は、これらの
取り込み値を用いて、ＶpvとＶvnの合計値である直流電
圧Ｖｄｃを一定に保ちながら、入力電流Ｉu ，Ｉw を相
電圧Ｖu ，Ｖw に同期した正弦波にするように制御す
る。この制御は、コンバータを構成するスイッチング素
子２３ｇ〜２３ｊをＰＷＭ動作させることで実現するこ
とが可能である。このとき、スイッチング素子２３ｇ〜
２３ｊをオンオフさせる信号はＡＮＤ回路３１ａ〜３１
ｄを介してコンバータ制御回路３０から駆動回路２２ｇ
〜２２ｊに伝達されるため、ＡＮＤ回路３１ａ〜３１ｄ
の他方の入力がHighレベルの時にのみコンバータは動作
する。

【００３９】一方、インバータ制御回路３２は駆動回路
２２ａ〜２２ｄに駆動信号を伝達し、スイッチング素子
２３ａ〜２３ｄをオンオフさせ、この結果、出力点であ
る負荷のＵ，Ｖ，Ｗ相入力端子に正弦波電圧が現れる。

【００４０】コンバータが動作している場合には、ＤＣ
−ＤＣコンバータ１８はＶpvとＶvnを入力して蓄電池１
９を充電する動作を行う。コンバータが停止した際に
は、ＤＣ−ＤＣコンバータは蓄電池１９の電圧を入力し
Ｖpv，Ｖvnに直流の定電圧を出力するように動作する。
また、インバータが故障や過電流等の何らかの理由で停
止した際には、スイッチ手段２９ａ〜２９ｃがオンして
三相交流電源１の電力を負荷３にバイパス系統２８ａ〜
２８ｃにより給電する。

【００４１】コンバータ制御回路は三相交流電源１の相
順がＵ相→Ｖ相→Ｗ相の順の場合にのみ正弦波入力コン
バータとして正常に動作する。この相順の時には、電源
状態演算器４の出力であるＶq は図３に示したように約
２８３の一定値となる。このときには、電源の状態判定
手段６はＶq の値により正相接続とみなし、ＡＮＤ回路
３１ａ〜３１ｄにはHighレベルを出力する。この結果、
コンバータは、コンバータ制御回路３０の出力信号に従
って動作することができる。また、表示装置３３には電
源が正しく接続されている旨を表示することで、相順を
確認することができる。

【００４２】一方、三相交流電源１の相順がＵ相→Ｗ相
→Ｖ相の場合には、コンバータ制御回路３０の構成上、
コンバータは正常に動作することができない。この場合
には、電源状態演算器４の出力であるＶq は図４に示し
たように±約２８３の正弦波状になる。そこで、電源の
状態判定手段６はこの波形により電源の接続状態が逆相
であるとみなし、ＡＮＤ回路３１ａ〜３１ｄに対してLo
w レベルを出力する。この結果、コンバータを構成する
スイッチング素子２３ｇ〜２３ｊは、コンバータ制御回
路３０の出力信号に依らずオフ状態となり、コンバータ
は動作しない。また、表示装置３３には電源の相順が正
しく接続されていない旨を表示することができる。この
表示によりすばやく逆相接続であることを知ることがで
き、電源の配線を見直すことが容易に行える。

【００４３】また、三相交流電源１への接続が正しく、
コンバータが正常に動作している際に、三相交流電源１
が停電状態となった場合には、Ｖq が約２８３の一定値
から図５のいずれかの波形か、あるいは０に変化するた
め、このＶq の変化により停電を判定することができ
る。この場合には、Ｖq の変化をとらえ、電源の状態判
定手段６からＡＮＤ回路３１ａ〜３１ｄへの出力をHigh
レベルからLow レベルに変えてコンバータを停止させる
と共に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１８を蓄電池１９の充電
動作から放電動作に変え、ＰＶ間およびＶＮ間の直流電
圧を一定に保つ制御を行う。この動作の切換によって、
負荷３には安定した交流電圧を給電することができる。

【００４４】本実施の形態においても、図７に示した回
路のうち、電源状態演算器４，電源の状態判定手段６，
コンバータ制御回路３０，インバータ制御回路３２、お
よびＡＮＤ回路３１ａ〜３１ｄはソフトウエアにより簡
単に実現することができる。次に、本発明の第３の実施
の形態を図８を用いて以下に記載する。図８は図７と同
様にＶ結線型コンバータ，Ｖ結線型インバータ，バイパ
ス系統、および蓄電池を用いた無停電電源装置であり、
逆相接続においても運転が可能な装置の構成を示してい
る。

【００４５】図８において、図１，図７と同じ回路ある
いは手段を示すものには同一の記号を付与した。図８に
おいて、３４ａ〜３４ｇは切換器、３５は停電判定手
段、３６は相順判定手段である。

【００４６】図８が図７と異なる点は、図７にあった電
源の状態判定手段６を停電判定手段３５と相順判定手段
３６に分離した点の他、以下の点である。電圧検出手段
２ａ，２ｂの出力とコンバータ制御回路３０および電源
状態演算器４の間に切換器３４ａが挿入されており、電
流検出手段１７ａ，１７ｂとコンバータ制御回路３０の
間に切換器３４ｂが挿入されている。また、コンバータ
制御回路３０の出力とＡＮＤ回路３１ａ，３１ｃの間に
切換器３４ｃが接続され、コンバータ制御回路３０の出
力とＡＮＤ回路３１ｂ，３１ｄとの間に切換器３４ｄが
挿入されている。さらに、電圧検出手段２ｅ，２ｆとイ
ンバータ制御回路３２の間に切換器３４ｇが挿入され、
インバータ制御回路３２と駆動回路２２ａ，２２ｃの間
に切換器３４ｅが挿入され、インバータ制御回路３２と
駆動回路２２ｂ，２２ｄとの間に切換器３４ｆが挿入さ
れる。そして、各切換器３４ａ〜３４ｇと相順判定手段
３６とが接続される。また、停電判定手段３５は表示装
置３３，ＡＮＤ回路３１ａ〜３１ｄ、およびＤＣ−ＤＣ
コンバータ１８に接続される。相順判定手段３６は表示
装置３３にも接続される。

【００４７】次に、本実施の形態の動作を述べる。無停
電電源装置としての図８の動作は図７とほぼ同様であ
る。その動作は、スイッチング素子２３ｇ〜２３ｊおよ
びダイオード２４ｇ〜２４ｊで構成されたＶ結線型コン
バータが入力電流を電源電圧に同期した正弦波状に制御
する。そして、ＰＶ間およびＶＮ間には直流電圧が発生
し、この電圧をＤＣ−ＤＣコンバータ１８で変換して蓄
電池１９が充電される。また、ＰＶ間およびＶＮ間の直
流電圧を、スイッチング素子２３ａ〜２３ｄおよびダイ
オード２４ａ〜２４ｄで構成されたＶ結線型インバータ
で正弦波交流に変換して負荷３に供給する。

【００４８】このとき、三相交流電源１の相順は電圧検
出手段２ａおよび２ｂによって検出し、切換器３４ａを
介して電源状態演算器４およびコンバータ制御回路に入
力される。切換器３４ａ〜３４ｇは２つの入力の順序を
入れ換えて出力する手段であり、順序が変わらない状態
をスルー、順序が逆になる状態をクロスと呼称する。こ
の状態は相順判定手段３６の出力により決定され、相順
判定手段３６の出力がHighレベルの場合がスルー、Low
レベルの場合がクロスとなる。

【００４９】初期状態においては相順判定手段３６の出
力はHighレベルで、切換器３４ａ〜３４ｄはスルー状態
にある。電源状態演算器４のＶuv，Ｖwv入力にはそれぞ
れ電圧検出手段２ａ，２ｂの出力が接続される。また、
電流検出手段１７ａ，１７ｂの出力はコンバータ制御回
路３０にそれぞれＩu ，Ｉw として入力される。また、
コンバータ制御回路３０の出力信号はＵＶ間制御信号が
ＡＮＤ回路３１ａ，３１ｂを介して駆動回路２２ｇと２
２ｈに伝達され、ＷＶ間制御信号がＡＮＤ回路３１ｃ，
３１ｄを介して駆動回路２２ｉと２２ｊに伝達される。
コンバータは上記の接続状態であるため、三相交流電源
１の相順がＵ相→Ｖ相→Ｗ相で、三相交流電源１の線間
電圧実効値が２００ＶであればＶq は約２８３で一定と
なる。このときには停電判定手段３５のＡＮＤ回路３１
ａ〜３１ｄへの出力はHighレベルである。また、相順判
定手段３６は現在の出力HighレベルとＶq の値をもって
正相と判定し、出力はHighレベルのままであり、各切換
器３４ａ〜３４ｇの状態はスルーとなる。インバータ制
御回路３２は電圧検出手段２ｅ，２ｆで検出した電圧を
それぞれＶuvout，Ｖwvoutとしてフィードバックし、Ｕ
Ｖ間制御信号が駆動回路２２ａ，２２ｂに出力される。
また、ＷＶ間制御信号が駆動回路２２ｃ，２２ｄに出力
される。表示装置３３には相順がＵＶＷの順であること
が表示される。

【００５０】一方、三相交流電源１の相順がＵ相→Ｗ相
→Ｖ相の場合には、Ｖq が約±283の正弦波形になる。
相順判定手段３６は出力状態HighとＶq の波形により逆
相と判定し、出力をLow レベルに変えるため、各切換器
３４ａ〜３４ｇはクロス状態に切り換わる。この結果、
電圧検出手段２ａの検出値はＶwvとしてコンバータ制御
回路３０と電源状態演算器４に入力され、電圧検出手段
２ｂの検出値はＶuvとしてコンバータ制御回路３０と電
源状態演算器４に入力される。電源状態演算器４は入力
電圧が逆になるため、演算結果が変わり、Ｖq は約２８
３一定になる。相順判定器は現在の出力状態であるLow
レベルとＶq の値により逆相と判定し、表示装置３３に
相順がＵＷＶの順であることを表示する。

【００５１】コンバータ制御回路３０ではフィードバッ
ク量であるＶuv，ＶwvとＩu ，Ｉwがそれぞれ逆に入力
されるため、これまでのＵＶ間電圧制御ブロックにＶw
v，Ｉw が入力され、逆にＷＶ間電圧制御ブロックにＶu
v，Ｉu が入力される。そして、これまでのＵＶ間電圧
制御信号はＡＮＤ回路３１ｃ，３１ｄを介して駆動回路
２２ｉ，２２ｊに接続され、これまでのＷＶ間電圧制御
信号はＡＮＤ回路31ａ，３１ｂを介して駆動回路２２
ｇ，２２ｈに接続される。この結果、Ｖuv，Ｉuにより
スイッチング素子２３ｇと２３ｈが制御され、Ｖwv，Ｉ
w によりスイッチング素子２３ｉと２３ｊが制御され
る。

【００５２】コンバータ制御回路の電圧指令値はＶuvre
f よりＶwvref の位相を６０度だけ進ませているが、逆
相時にはＶwvよりもＶuvの方が６０度だけ位相が進むた
め、切換器３４ａ〜３４ｄによりコンバータ制御回路３
０の中の電圧制御ブロックを変更することにより逆相で
も正常に動作させることが可能となる。

【００５３】インバータに関しても同じことがいえる。
逆相時には切換器３４ｇ〜３４ｆがクロス状態となるた
めフィードバックが逆になりＶuvout をインバータ制御
回路３２の中のＷＶ間電圧制御ブロックで扱い、Ｖwvou
t をＵＶ間電圧制御ブロックで扱う。また、インバータ
制御回路３２の出力が逆になるが、３４ｅ，３４ｆがク
ロスとなっているので結果的にＶuvout のフィードバッ
クでスイッチング素子２３ａと２３ｂを制御し、Ｖwvou
t のフィードバックでスイッチング素子２３ｃと２３ｄ
を制御することになる。このようにしてインバータ制御
回路３２の線間電圧指令値を逆に使うことでインバータ
も逆相運転を行うことができる。

【００５４】このような構成にすることにより、電源の
相順に依らず無停電電源装置を正常に運転することがで
きる。

【００５５】なお、図８に記載した回路および手段のう
ちコンバータ制御回路３０，ＡＮＤ回路３１ａ〜３１
ｄ，インバータ制御回路３２，切換器３４ａ〜３４ｇ，
停電判定手段３５，相順判定手段３６、および電源状態
演算器４はソフトウエアによって簡単に実現が可能であ
る。

【００５６】次に、図９に本発明の第５の実施の形態で
あるモータ制御用インバータ装置を示す。図９におい
て、図１，図６，図７，図８と同じ回路および手段には
同一の記号を付与した。その他、図９において、２２
ｅ，２２ｆ，２２ｋ，２２ｌは駆動回路、２３ｅ，２３
ｆ，２３ｋ，２３ｌはスイッチング素子、２４ｅ，２４
ｆ，２４ｋ，２４ｌはダイオード、２５ｅはリアクト
ル、３１ｅ，３１ｆはＡＮＤ回路、３８は誘導電動機で
ある。

【００５７】図９の回路構成は以下の通りである。三相
交流電源１にリアクトル２５ｃ〜２５ｅが接続される。
スイッチング素子２３ｇと２３ｈ,２３ｉと２３ｊ,２３
ｋと２３ｌがそれぞれ直列に接続され、それらの中点に
リアクトル２５ｃ〜２５ｅのもう一方の端子がそれぞれ
接続される。リアクトル２５ｃ，２５ｄの電流は電流検
出手段１７ａ，１７ｂで検出される。スイッチング素子
２３ｇ，２３ｉ，２３ｋの高電位側端子が一つに接続さ
れる。この点をＰ点とする。また、スイッチング素子２
３ｈ，２３ｊ，２３ｌの低電位側端子が一つに接続され
る。この点をＮ点とする。スイッチング素子２３ｇ〜２
３ｌの制御端子には、駆動回路22ｇ〜２２ｌがそれぞれ
接続される。また、スイッチング素子２３ｇ〜２３ｌに
はダイオード２４ｇ〜２４ｌがそれぞれ逆並列に接続さ
れる。ＰＮ間にはコンデンサ２１ａが接続され、コンデ
ンサ２１ａの電圧は電圧検出手段２ｃで検出される。三
相交流電源１には相電圧検出手段３７が接続され、検出
電圧は切換器３４ａを介してコンバータ制御回路３０と
電源状態演算器４に入力される。電流検出手段１７ａ，
１７ｂで検出された電流は切換器３４ｂを介してコンバ
ータ制御回路３０に入力される。電圧検出手段２ｃで検
出されたコンデンサ２１ａの電圧はコンバータ制御回路
３０に入力される。コンバータ制御回路３０からは６種
類の信号が出力され、うち２本が切換器３４ｃを介して
ＡＮＤ回路３１ａと３１ｃを通り、駆動回路２２ｇと２
２ｋに入力される。他の２本は切換器３４ｄを介してＡ
ＮＤ回路３１ｂと３１ｄを通り、駆動回路２２ｈと２２
ｌに入力される。残りの２本は直接ＡＮＤ回路３１ｅと
３１ｆを通り、駆動回路２２ｉと２２ｊに入力される。
電源状態演算器４の出力が停電判定手段３５と相順判定
手段３６に入力される。停電判定手段３５の出力はＡＮ
Ｄ回路３１ａ〜３１ｆに入力される他、表示装置３３に
接続される。相順判定手段３６の出力は切換器３４ａ〜
３４ｄに接続される他、表示装置３３に接続される。

【００５８】スイッチング素子２３ａと２３ｂ，２３ｃ
と２３ｄ，２３ｅと２３ｆは２個ずつそれぞれ直列に接
続され、ＰＮ間に接続される。スイッチング素子２３ａ
〜２３ｆの制御端子には駆動回路２２ａ〜２２ｆが接続
される。また、スイッチング素子２３ａ〜２３ｆにはダ
イオード２４ａ〜２４ｆが逆並列に接続される。インバ
ータ制御回路３２が駆動回路２２ａ〜２２ｆに接続され
る。スイッチング素子２３ａと２３ｂ，２３ｃと２３
ｄ，２３ｅと２３ｆのそれぞれの中点と誘導電動機３８
が接続される。

【００５９】次に、この回路の動作を述べる。初期状態
においては相順判定手段３６の出力はHighレベルであっ
て、切換器３４ａ〜３４ｄの状態はスルーであり、電源
状態演算器４には相電圧検出手段３７によって相電圧Ｖ
uおよびＶwが順序正しく入力される。電源状態演算器４
の内部は図６に示したのと全く同じ回路であり、相電圧
ＶuとＶwによってＶq を演算する。このとき、三相交流
電源１の相順がＵＶＷの順で、かつ線間電圧の実効値が
２００Ｖであれば、Ｖq はほぼ２８３一定になる。相順
判定手段３６は出力状態のHighとＶq の値により、三相
交流電源１が正相であると判定し、Highを出力し続け
る。また、表示装置には入力の相順がUVWの順であるこ
とを表示する。停電判定手段３５はＶq の値が約２８３
であることから入力は通電状態であると判断し、ＡＮＤ
回路３１ａ〜３１ｆにはHighレベルを出力する。ＡＮＤ
回路３１ａ〜３１ｆは導通状態となり、コンバータ制御
回路３０の出力信号はスルー状態の切換器３４ｃと３４
ｄを介して駆動回路２２ｇ〜２２ｌに達する。コンバー
タ制御回路３０では相電圧Ｖu ，Ｖw ，リアクトル電流
Ｉu ，Ｉw ，直流電圧Ｖpnを入力してコンバータの各相
の電流が電源電圧に同期した正弦波電流になるように制
御される。一方、インバータ制御回路３２は、駆動回路
２２ａ〜２２ｆを介してスイッチング素子２３ａ〜２３
ｆを駆動し、誘導電動機３８の回転に適した制御を行
う。

【００６０】次に、この状態で三相交流電源１が停電す
ると、電源状態演算器４の出力であるＶq は０または図
５の（ａ）のような波形に変化する。そこで、停電判定
手段３５はこのＶq の変化により入力電源が停電したと
判断し、ＡＮＤ回路３１ａ〜３１ｆへの出力をHighレベ
ルからLow レベルに変更する。この変化によりＡＮＤ回
路３１ａ〜３１ｆの出力はすべてLow となり、コンバー
タの全てのスイッチング素子２３ｇ〜２３ｌがオフす
る。また、停電判定手段３５の出力は表示装置３３に伝
達され、入力電源の停電が表示される。

【００６１】三相交流電源１の相順がＵＷＶの順である
場合には、電源状態演算器４の出力であるＶq は図４
（ｃ）に示したように約±２８３の正弦波状になる。相
順判定手段３６の出力は初期状態のHighであり、相順判
定手段３６はＶq の波形と現在の出力状態のHighレベル
により出力をLow レベルに変更する。各切換器３４ａ〜
３４ｄはクロス状態に切り換わる。この結果、相電圧検
出手段３７の検出値であるＶu とＶw はコンバータ制御
回路３０と電源状態演算器４にこれまでと逆の順序で入
力される。電源状態演算器４は入力電圧が逆になるた
め、演算結果が変わり、Ｖq は約２８３一定になる。相
順判定器は現在の出力状態であるLow レベルとＶq の値
により逆相と判定し、表示装置３３に電源の相順がＵＷ
Ｖの順であることを表示する。

【００６２】コンバータ制御回路３０ではフィードバッ
ク量であるＶu ，Ｖw とＩu ，Ｉwがそれぞれ逆の順序
で入力されるため、これまでのＵ相電圧制御ブロックに
Ｖw,Ｉw が入力され、逆にＷ相電圧制御ブロックにＶu
，Ｉu が入力される。そして、これまでのＵ相電圧制
御信号はＡＮＤ回路３１ｃ，３１ｄを介して駆動回路２
２ｋ，２２ｌに接続され、これまでのＷ相電圧制御信号
はＡＮＤ回路３１ａ，３１ｂを介して駆動回路２２ｇ，
２２ｈに接続される。この結果、Ｖu ，Ｉu によりスイ
ッチング素子２３ｇと２３ｈが制御され、Ｖw ，Ｉw に
よりスイッチング素子２３ｋと２３ｌが制御される。

【００６３】コンバータ制御回路の電圧指令値はＶuref
よりＶwrefの位相を１２０度だけ進ませているが、逆相
時にはＶw よりもＶu の方が１２０度だけ位相が進むた
め、切換器３４ａ〜３４ｄによりコンバータ制御回路３
０の中の電圧制御ブロックを変更することにより逆相で
も正常に動作させることが可能となる。

【００６４】以上のような構成にすることにより、誘導
電動機制御用インバータ装置を電源の相順に依らず正常
に運転することができる。

【００６５】なお、図９に記載した回路および手段のう
ちコンバータ制御回路３０，ＡＮＤ回路３１ａ〜３１
ｆ，インバータ制御回路３２，切換器３４ａ〜３４ｄ，
停電判定手段３５，相順判定手段３６、および電源状態
演算器４はソフトウエアによって簡単に実現可能であ
る。

【００６６】

【発明の効果】本発明は、三相交流電源の相順および通
電・停電の別を判定する手段を電力変換装置内に設け、
相順および通電状態を表示するというものであり、これ
により、電力変換装置を設置する際の電源接続の確認が
容易に行える。また、逆相では正常に動作しない正弦波
コンバータ等の装置においては誤動作を防止することが
できる。更に、本発明は三相交流電源の相順に関係なく
動作可能な無停電電源装置や正弦波入力コンバータ等の
装置を提供する。この装置は容易に設置が可能であり、
相順による誤動作が無く運転可能であり、無停電電源装
置や正弦波入力コンバータ等を用いた電力変換装置の使
い勝手の向上に寄与する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施の形態を表す電力変換装置
の構成図。

【図２】本発明の第１の実施の形態における回路動作を
説明するための回路各部の波形。

【図３】入力電源の相順がＵ→Ｖ→Ｗの順の場合のＶq
の演算結果を示す図。

【図４】入力電源の相順がＵ→Ｗ→Ｖの順の場合のＶq
の演算結果を示す図。

【図５】入力電源のうち一相が地落した場合のＶq の演
算結果を示す図。

【図６】本発明の第２の実施の形態を表す電力変換装置
の構成図。

【図７】本発明の第３の実施の形態を表す無停電電源装
置の構成図。

【図８】本発明の第４の実施の形態を表す無停電電源装
置の構成図。

【図９】本発明の第５の実施の形態を表す誘導電動機制
御用インバータ装置の構成図。

【符号の説明】

１…三相交流電源、２ａ〜２ｄ…電圧検出手段、３…負
荷、４…電源状態演算器、５…Ｖq 演算器、６…電源の
状態判定手段、７…基準周波数発生器、８…減算器、９
…積分器、１０…位相演算器、１１…サンプラ、１２
ａ，１２ｂ…増幅器、１３…リミッタ、１４…エッジト
リガ回路、１５…ゼロクロス回路、１６…接地点、１７
ａ，１７ｂ…電流検出手段、１８…ＤＣ−ＤＣコンバー
タ、１９…蓄電池、２１ａ，２１ｂ…コンデンサ、２２
ａ〜２２ｌ…駆動回路、２３ａ〜２３ｌ…スイッチング
素子、２４ａ〜２４ｌ…ダイオード、２５ａ〜２５ｅ…
リアクトル、２６ａ，２６ｂ…コンデンサ、２８ａ〜２
８ｃ…バイパス系統、29ａ〜２９ｃ…スイッチ手段、３
０…コンバータ制御回路、３１ａ〜３１ｆ…ＡＮＤ回
路、３２…インバータ制御回路、３３…表示装置、３４
ａ〜３４ｇ…切換器、３５…停電判定手段、３６…相順
判定手段、３７…相電圧検出手段、３８…誘導電動機、
３９…電力変換装置。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者久保謙二茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者梅津秀恭茨城県日立市幸町三丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (72)発明者国貞秀明茨城県日立市幸町三丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (72)発明者嶋田恵三茨城県日立市幸町三丁目２番１号日立エンジニアリング株式会社内 (72)発明者中根隆康茨城県日立市幸町三丁目２番１号日立エンジニアリング株式会社内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】三相交流を入力し、スイッチング素子を用
いたコンバータにより入力交流を整流する電力変換装置
において、前記三相交流の相順を検出する手段を有する
と共に、検出した相順を表示する手段を有することを特
徴とする電力変換装置。
【請求項２】請求項１記載の電力変換装置において、前
記相順を検出する手段は、前記三相交流のうち少なくと
も一相が欠相した停電状態をも検出可能であることを特
徴とする電力変換装置。
【請求項３】請求項２記載の電力変換装置において、前
記三相交流の相順が逆相であることを検出した場合およ
び前記停電状態を検出した場合においてはコンバータを
停止することを特徴とする電力変換装置。
【請求項４】請求項２記載の電力変換装置において、前
記三相交流の相順が逆相であることを検出した場合には
コンバータを正常に運転するとともに、前記停電状態に
おいてはコンバータを停止することを特徴とする電力変
換装置。
【請求項５】請求項１から４記載の電力変換装置におい
て、該電力変換装置は、負荷に安定した交流電力を供給
する無停電電源装置であることを特徴とする電力変換装
置。
【請求項６】請求項５記載の電力変換装置において、前
記三相交流の相順および停電状態の判定は、三相のうち
１相を基準相とする２種類の線間電圧を検出する手段
と、このうち第１の線間電圧の位相を演算する手段と、
前記第２の線間電圧の２倍から前記第１の線間電圧を引
いた差を３の平方根で除した値を第１の演算結果とし、
前記第１の線間電圧と前記位相の正弦を乗じた値から、
前記第１の演算結果に前記位相の余弦を乗じた値を引く
ことにより求めた第２の演算結果によってなされ、この
第２の演算結果が時間変化無くほぼ一定の値をとる場合
には第１の線間電圧が第２の線間電圧よりも６０度だけ
位相が進んでいると判断し、前記第２の演算結果が一定
の周期で正負に振動し、その平均値が０である場合には
第１の線間電圧が第２の線間電圧よりも６０度だけ位相
が遅れていると判断し、前記第２の演算結果が一定の周
期で正負に振動し、その平均値が正である場合には前記
基準相以外のいずれかの相が地落していると判断し、前
記第２の演算結果が一定の周期で正の範囲内で振動する
場合には前記基準相が地落していると判断し、前記第２
の演算結果が０一定であれば三相とも停電であると判断
することを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】請求項５記載の電力変換装置において、前
記三相交流の相順および停電状態の判定は、三相のうち
２種類の相電圧を検出する手段と、このうち第１の相電
圧の位相を演算する手段と、前記第１の相電圧と前記第
２の相電圧の２倍の和を第１の演算結果とし、前記第１
の相電圧に３の平方根を乗じた値と前記位相の正弦を乗
じた値から、前記第１の演算結果に前記位相の余弦を乗
じた値を引くことにより求めた第２の演算結果によって
なされ、この第２の演算結果が時間変化無くほぼ一定の
値をとる場合には第２の相電圧が第１の線間電圧よりも
１２０度だけ位相が進んでいると判断し、前記第２の演
算結果が一定の周期で正負に振動し、その平均値が０で
ある場合には第２の相電圧が第１の相電圧よりも１２０
度だけ位相が遅れていると判断し、前記第２の演算結果
が一定の周期で振動し、その平均値が正である場合には
前記２種類の相のうちのいずれかが地落したと判断し、
前記第２の演算結果が０一定であれば三相とも停電であ
ると判断することを特徴とする電力変換装置。