JPH10107680A

JPH10107680A - データキャリア・システム

Info

Publication number: JPH10107680A
Application number: JP8256484A
Authority: JP
Inventors: Mitsuhiro Murata; 充裕村田
Original assignee: Citizen Watch Co Ltd
Current assignee: Citizen Watch Co Ltd
Priority date: 1996-09-27
Filing date: 1996-09-27
Publication date: 1998-04-24

Abstract

(57)【要約】【課題】本発明は、位相変調方式による通信を行うデ
ータキャリア・システムにおいて、簡単な構成で、信頼
性の高い受信復調回路を実現するものである。【解決手段】送信側では、電力搬送波の周波数信号を
分周して送信用搬送波を生成するとともに、受信側で
は、同じく電力搬送波の周波数信号を分周することによ
り、予め複数種類の位相のデータ復調用分周信号を形成
しておき、該分周信号の中から位相判定用信号や位相検
波基準信号を適正に選択することにより、安定した復調
動作が行われるように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、データ記憶手段と
して、ＥＥＰ−ＲＯＭやＦ−ＲＡＭ等の不揮発性半導体
メモリを備えたデータキャリアと、該データキャリアに
アクセスするためのアクセス装置とから成るデータキャ
リア・システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】データキャリアは、無電池化および薄型
化が急速に進みつつあり、データキャリア側で動作上、
必要となる電力については、電磁誘導結合を利用してア
クセス装置側から供給するように構成された、いわゆる
無電池型のデータキャリアが既に一般化されている。ま
た、そのサイズについても、携帯性が要求され、いわゆ
る磁気ストライプ型カードと全く同じ平面形状や厚さを
有するものから、さらにはもっと薄いものへと、サイズ
に関する要求も拡大されつつある。一方、データ通信に
おける変・復調方式に関しては、従来より振幅変調（Ａ
ＳＫ）、位相変調（ＰＳＫ）、周波数変調（ＦＳＫ）、
スペクトラム拡散変調等、様々な方式が実用化されてい
るが、近年においては、専有帯域幅が比較的小さいこ
と、ノイズ耐性に優れていること等より、位相変調方式
を採用しているデータキャリア・システムが増えてい
る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】位相変調方式によって
データの通信を行なう場合、受信側においては受信デー
タ復調のための検波基準信号を得る手段が問題となる
が、一般的には受信側にＰＬＬ回路等を利用したコスタ
ス・ループを設けることにより、受信されたデータ搬送
波に基づいて、適正な周波数と位相とを有する検波基準
信号を再生するという方式が採用されてきた。しかしコ
スタス・ループを設けることは、回路構成が複雑化され
ること、特にデータキャリアについては、非接触で電力
を受けているために、受け取っている電力の電圧等も不
安定となりやすく、その結果、コスタス・ループを構成
するＰＬＬ回路の動作も不安定となって、受信復調の信
頼性が低下しやすいこと、等の欠点が生ずる。

【０００４】本発明の目的は、所定の周波数の電力用搬
送波を放射するための電力供給用アンテナを含むアクセ
ス装置と、電力受信用アンテナを介して受信される前記
電力用搬送波を整流することにより、動作用電力となる
直流電源を生成するための整流回路を含むデータキャリ
アとから成るデータキャリア・システムにおいて、上記
従来技術の欠点を解消し、簡単な回路構成で信頼性の高
い通信を行なうことのできるデータキャリア・システム
を実現することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、アクセス装置およびデータキャリアの少
なくとも一方をデータ送信側とし、その他方をデータ受
信側としたときに、前記データ送信側は、電力用搬送波
の周波数信号を１／Ｎ（Ｎは整数）分周することにより
データ通信用搬送波の周波数信号を形成するデータ通信
用搬送波形成手段と、データ送信時にシリアル送信デー
タに応じて前記データ通信用搬送波を位相変調する送信
変調手段と、該位相変調されたデータ通信用搬送波を放
射するデータ送信用アンテナとを有するとともに、前記
データ受信側は、前記データ通信用搬送波を受信するデ
ータ受信用アンテナと、該アンテナを介して受信された
前記データ通信用搬送波に基づいて受信データを復調す
る受信データ復調回路とを有して成り、該受信データ復
調回路は、前記電力用搬送波の周波数信号を１／Ｎ分周
することにより、互いに異なる位相を有する複数種類の
データ復調用分周信号を実質的に形成するデータ復調用
信号形成手段と、前記複数種類のデータ復調用分周信号
の１つを位相判定用対象信号として選択する位相判定用
信号選択手段と、前記位相判定用対象信号と前記受信し
たデータ通信用搬送波とを実質的にミキシングする乗算
回路と、該乗算回路の出力からデータ通信速度に対応す
る周波数帯成分を抽出するフィルター回路と、該フィル
ター回路からの出力によって前記位相判定用対象信号の
位相の適性を判定し、位相不適正と判定したときには前
記位相判定用信号選択手段に対して、別の位相の前記デ
ータ復調用分周信号を新たな位相判定用対象信号として
選択し直させるための位相判定用信号切り換え信号を出
力する位相判定手段と、前記位相判定用対象信号に対し
て所定の位相関係にある前記データ復調用分周信号を位
相検波基準信号として、前記受信したデータ通信用搬送
波を実質的に位相検波することにより、受信データの復
調を行なう位相検波手段を含むように構成したことを特
徴とする。

【０００６】

【発明の実施の形態】図１〜図８は、本発明による第１
の実施の形態によるデータキャリア・システムを示して
おり、図１および図２は、それぞれデータキャリアおよ
びアクセス装置の構成を示すブロック図である。

【０００７】図２に示されるアクセス装置において、発
振回路５１の出力は、分周回路５２にて電力搬送波の周
波数信号（以下、電力キャリア信号と称する）ｆｐまで
分周される。該電力キャリア信号ｆｐは、波形整形回路
５３にてサイン波に整形された後、電力供給用駆動回路
５４に入力されて、コイル型の電力供給用アンテナ５５
を直列共振駆動するように構成されている。従って、上
記のように電力供給用アンテナ５５から放射される電力
搬送波は、無変調である。なおコンデンサＣ３は、電力
供給用アンテナ５５とともに、直列共振回路を構成して
いる。

【０００８】前記電力キャリア信号ｆｐは、受信データ
復調回路５６およびデータ通信用搬送波形成回路６７に
も入力され、分周回路より成る前記搬送波形成回路６７
においては、１／４の周波数まで分周されて、データ通
信用搬送波の周波数信号（以下、通信キャリア信号と称
する）ｆｔとして出力される。アクセス装置側からのデ
ータ送信時には、送信データ処理回路６５からの調歩同
期式シリアル送信データＡＴの内容に応じて、送信変調
回路６８にて前記通信キャリア信号ｆｔを位相変調し、
その出力を送信駆動回路６９に供給することにより、コ
イル型のデータ送・受信用アンテナ７０を直列共振駆動
するように構成されている。またデータ送信に先立っ
て、プリアンブル信号形成回路６６からは、後述のプリ
アンブル信号（予備信号）ＰＳが出力されるが、このプ
リアンブル信号ＰＳも、前記送信データＡＴと同様に、
送信変調回路６８に入力されて、前記通信キャリア信号
ｆｔを位相変調するように構成されている。これらの場
合の位相変調については、いわゆるπ−ＢＰＳＫ変調
（π−２相変調）でよいために、送信変調回路６８は基
本的には、前記送信データＡＴあるいはプリアンブル信
号ＰＳと通信キャリア信号ｆｔとを入力とするＥＸ−Ｏ
Ｒ回路によって構成することができる。なおコンデンサ
Ｃ４は、上記のようにして位相変調されたデータ通信用
搬送波を放射するためのデータ送・受信用アンテナ７０
とともに、直列共振回路を構成している。

【０００９】またアクセス装置側での受信時には、前記
送・受信用アンテナ７０から入力される受信信号は、デ
ータ通信用搬送波の周波数帯を通過させるバンドパス・
フィルター（以下ＢＰＳ）７１を介して増幅回路７２に
入力され、ここで増幅された後、復調対象の受信信号
（受信されたデータ通信用搬送波）ＡＸとして、受信デ
ータ復調回路５６に入力される。該受信データ復調回路
５６は、電力キャリア信号ｆｐと前記増幅回路７２を介
して入力される復調対象の受信信号ＡＸとに基づいて、
受信データの復調を行い、ここで復調されたシリアル受
信データＡＲは、受信データ処理回路６３に取り込まれ
る。なおデータ送・受信制御回路６４は、送・受信に関
する動作シーケンスの制御や動作タイミング信号形成の
機能を果たしているものである。

【００１０】一方、データキャリア側においては、図１
に示されるように、アクセス装置側から送られてくる電
力用搬送波を受けるためのプリントコイル型電力受信用
アンテナ１は、コンデンサＣ１とともに並列共振回路を
構成している。該並列共振回路は、整流回路２およびク
ロック信号形成回路４に接続されており、さらに整流回
路３による整流電源は、定電圧回路４にてレギュレート
され、ＶDD系電源としてデータキャリア内の回路の各部
に対して供給される。またクロック信号形成回路４にお
いて前述の電力キャリア信号ｆｐと同じ周波数信号に復
元されて成るクロック信号ＦＰも、同様に受信データ復
調回路５やデータ通信用搬送波形成回路１６等、データ
キャリア内の回路の各部に対して供給されている。

【００１１】分周回路より成る前記搬送波形成回路１６
は、前記クロック信号ＦＰを１／４の周波数まで分周し
て、データ通信用搬送波信号ＦＴとして出力する。すな
わちデータキャリア側からのデータ送信時には、送信デ
ータ処理回路１４から出力される調歩同期式シリアル送
信データＤＴの内容に応じて、送信変調回路１６にて前
記搬送波信号ＦＴを位相変調（π−ＢＰＳＫ変調）し、
その出力を送信駆動回路１７に供給することにより、プ
リントコイル型のデータ送・受信用アンテナ１８を並列
共振駆動するように構成されている。なおコンデンサＣ
２は、前記アンテナ１８とともに、並列共振回路を構成
しているものである。また実際のデータ送信に先立っ
て、適当な時間幅のアイドリング出力状態（調歩同期式
通信上におけるアイドリング期間で、データ“１”のス
トップ・ビットが続いている状態）があり、それに引き
続く実際のデータ送信時には、ＥＥＰ−ＲＯＭやＦ−Ｒ
ＡＭ等の不揮発性メモリ２１から読み出されたデータ等
が、データ送・受信制御回路１３を介して送信データ処
理回路１４に取り込まれ、ここでパラレル／シリアル変
換されて、前記送信データＤＴとして出力される。

【００１２】一方、データキャリア側での受信時には、
前記送・受信用アンテナ１８およびコンデンサＣ２より
成る並列共振回路からの受信信号は、データ通信用搬送
波の周波数帯を通過させるバンドパス・フィルター（以
下ＢＰＳ）１９を介して増幅回路２０に入力され、ここ
でロジック・レベルに飽和増幅されてから、復調対象の
受信信号（受信されたデータ通信用搬送波）ＤＸとし
て、受信データ復調回路５に入力される。受信データ復
調回路５は、電力供給キャリア周波数信号ＦＰと前記復
調対象の受信信号ＤＸとに基づいて、受信データの復調
を行い、ここで復調されたシリアル受信データＤＲは、
受信データ処理回路１２に取り込まれる。なおデータ送
・受信制御回路１３は、送・受信に関する動作シーケン
スの制御、動作タイミング信号形成機能、不揮発性メモ
リ２１へのアクセス制御機能等を果たしているものであ
る。

【００１３】次に図３は、図１に示されるデータキャリ
アの受信データ復調回路５の構成を示す回路図であり、
図４〜図６は、その要部の信号を示す波形図である。こ
こでデータキャリア側の受信復調動作について説明す
る。

【００１４】前述のクロック信号ＦＰは、受信データ復
調回路５のデータ復調用信号形成回路６に入力され、こ
こでＦ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ４の４種類のデータ復調用分
周信号に１／４分周される。すなわち図３に示される実
施の形態では、データ復調用信号形成回路６は、インバ
ータ３０および６個のトグル型フリップ・フロップ回路
（以下ＦＦ回路と称する）３１〜３６より構成されてい
る。従ってデータ復調用分周信号Ｆ１、Ｆ２、Ｆ３、Ｆ
４は、図４に示されるように、いずれもクロック信号Ｆ
Ｐの１／４の周波数を有するが、インバータ３０の介在
により、前記クロック信号ＦＰの立ち上がりと立ち下が
りのそれぞれに同期して分周されているために、それぞ
れπ／４ずつ位相がずれた信号となる。前記データ復調
用分周信号Ｆ１〜Ｆ４は、位相判定用信号選択回路７に
入力され、ここでいずれか１個の信号が位相判定用対象
信号ＡＰとして選択されて、乗算回路８に入力される。
なお位相判定用対象信号ＡＰは、初期状態では４個のデ
ータ復調用分周信号Ｆ１〜Ｆ４のうちのいずれが選択さ
れてもよい。また乗算回路８は、復調対象の受信信号Ｄ
Ｘと位相判定用対象信号ＡＰとを実質的にミキシングす
る機能を果たしているが、前記受信信号ＤＸも飽和増幅
されてデジタル信号となっているために、この場合の乗
算回路８としては、ＥＸ−ＯＲ回路をそのまま用いるこ
とができる。

【００１５】ここでアクセス装置側は、前述のように実
際のデータの送信に先立って、プリアンブル信号ＰＳに
よって位相変調を行うように構成されているが、これは
データキャリア側が受信復調を行う際に、前記４個のデ
ータ復調用分周信号Ｆ１〜Ｆ４のうち、復調対象の受信
信号ＤＸに対して、好適な位相関係を有する信号を、位
相検波用の基準信号として選択するための手順である。

【００１６】図４における復調対象の受信信号ＤＸは、
アクセス装置側にて上記のプリアンブル信号ＰＳによっ
て位相変調され送信されたデータ通信用搬送波を、デー
タキャリア側で受信した結果の一部分を示すもので、図
示の区間では、プリアンブル信号ＰＳがデータ“０”の
区間からデータ“１”の区間に移り変わる前後の状態が
示されており、その両区間では前記受信信号ＤＸは、上
記データ“０”からデータ“１”への変化に伴って、π
(または−π)だけ位相がシフトしている。この状態で仮
に今、位相判定用信号選択回路７がデータ復調用分周信
号Ｆ１を位相判定用対象信号ＤＰとして選択しているも
のとすると、該位相判定用対象信号ＤＰと前記受信信号
ＤＸは、ＥＸ−ＯＲ回路より成る乗算回路８によってミ
キシングされるために、このときの乗算回路９からの出
力信号ＤＭは、図４に示されるように、プリアンブル信
号ＰＳがデータ“０”の区間では、ほぼ“Ｌ”レベル
に、また前記データ信号ＰＳがデータ“１”の区間で
は、ほぼ“Ｈ”レベルになる。また乗算回路９からの出
力は、実質的にデータ通信速度に対応する周波数成分を
抽出するように構成されたフィルター回路９に入力され
ているために、このときのフィルター回路９からの出力
信号ＤＦは、図４に示されるように、ほぼグランド（以
下ＧＮＤと称する）レベルの状態から、ほぼＶDDレベル
の状態へと変化する。なお本実施の形態においては、前
記フィルター回路９は、ＣＲ型ロウ・パス・フィルター
を２段接続した構成となっているが、乗算回路９の出力
からデータ通信用搬送波の周波数以上の高周波数成分を
カットして、プリアンブル信号ＰＳのデータ通信速度
(データ変化速度)に対応する周波数成分を実質的に抽出
できるものであれば、ＣＲ型のバンド・パス・フィルタ
ーやループ・フィルターを用いることも可能である。

【００１７】ここでフィルター回路９の出力は、位相判
定回路１０を構成するシュミット・トリガー型インバー
タ３８に入力されているが、上述のようにフィルター回
路９の出力信号が、ほぼＧＮＤレベルの状態からほぼＶ
DDレベルの状態へと変化するということは、シュミット
・トリガー型インバータ３７のヒステリシス幅ＨＢを超
えた入力変化があるということになる。この結果、前記
インバータ３７の出力は、“１”レベルから“０”レベ
ルへと論理レベルが反転することになるために、位相判
定回路１０を構成する２個のトグル型ＦＦ回路３８、３
９のいずれか一方の出力信号が“Ｈ”となり、シングル
ショット回路４０の出力側からは、１個の位相判定用信
号切り換え信号ＤＣが出力される。すなわち、ここでは
位相判定回路１０は、位相判定用対象信号ＤＰとしてデ
ータ復調用分周信号Ｆ１が選択されている状態を、位相
不適正と判定（その理由については後述）したことにな
り、この結果、位相判定用信号選択回路７は、前記切り
換え信号ＤＣに応答して、データ復調用分周信号Ｆ１に
代えて、今度はデータ復調用分周信号Ｆ２を位相判定用
対象信号ＤＰとして選択する。

【００１８】なお前記切り換え信号ＤＣは、前記ＦＦ回
路３８、３９のリセット端子にも入力されているため
に、上記のように位相判定用対象信号ＤＰの切り換えが
済んだ時点では、前記ＦＦ回路３８、３９の出力はリセ
ット状態に復帰している。すなわち、次に再びシュミッ
ト・トリガー型インバータ３７の出力の論理レベルの反
転があった場合には、また２個のトグル型ＦＦ回路３
８、３９のいずれか一方の出力側が“Ｈ”レベルとな
り、シングルショット回路４０の出力側から、１個の位
相判定用信号切り換え信号ＤＣが出力され得る状態に戻
っている。また前記位相判定用信号選択回路７は、例え
ば前記切り換え信号ＤＣの入力個数をカウントし、その
カウント値に応じて、前記データ復調用分周信号Ｆ１〜
Ｆ４のうちのいずれか１個を順次切り換え選択していく
ような、マルチプレクサー・タイプのセレクター回路に
よって、構成することが可能である。

【００１９】次に図５は、位相判定用対象信号ＤＰとし
てデータ復調用分周信号Ｆ２が選択されているときの各
信号を示すもので、ここでは前述の図４の状態に引き続
き、今度はプリアンブル信号ＰＳがデータ“１”の区間
からデータ“０”の区間に移り変わる前後の状態が示さ
れており、従って前記受信信号ＤＸは、上記データ
“１”からデータ“０”への変化に伴って、−π(また
はπ)だけ位相がシフトしている。このとき図５に示さ
れるように、プリアンブル信号ＰＳがデータ“１”の区
間においては、乗算回路９の出力信号ＤＭは、やや
“１”レベルの期間が大きく（ややデューティが大き
く）、従ってフィルター回路９からの出力信号ＤＦは、
ややＶDDレベルに近いものとなる。またプリアンブル信
号ＰＳがデータ“０”の区間になると、乗算回路９の出
力信号ＤＭは、やや“０”レベルの期間が大きく（やや
プリアンブル信号ＰＳ小さく）、従ってフィルター回路
９からの出力信号ＤＦは、ややＧＮＤレベルに近いもの
となる。この結果、フィルター回路９からの出力信号Ｄ
Ｆは、やはりシュミット・トリガー型インバータ３７の
入力ヒステリシス幅ＨＢをやや超えた変化を示すことに
なり、該インバータ３８の出力の論理レベルも反転する
ことになる。これに応じて位相判定回路１０を構成する
２個のトグル型ＦＦ回路３８、３９のいずれか一方の出
力信号が“Ｈ”となり、シングルショット回路４０の出
力側からは、１個の位相判定用信号切り換え信号ＤＣが
出力される。すなわち位相判定回路１０は、位相判定用
対象信号ＤＰとしてデータ復調用分周信号Ｆ２が選択さ
れている状態についても、位相判定用対象信号の位相は
不適正と判定したことになり、位相判定用信号選択回路
７は、前記切り換え信号ＤＣに応答して、今度はデータ
復調用分周信号Ｆ３を位相判定用対象信号ＤＰとして選
択することになる。

【００２０】さらに図６は、位相判定用対象信号ＤＰと
してデータ復調用分周信号Ｆ３が選択されているときの
各信号を示すもので、ここでは前述の図５の状態に続い
て、プリアンブル信号ＰＳがデータ“０”の区間からデ
ータ“１”の区間に移り変わる前後の状態が示されてお
り、従って前記受信信号ＤＸは、上記のデータ変化に伴
って、π（または−π）だけ位相がシフトしている。こ
のときには図示のように、プリアンブル信号ＰＳがデー
タ“１”となっている区間とデータ“０”となっている
区間のいずれにおいても、乗算回路９の出力信号ＤＭ
は、“１”レベルの期間と“０”レベルの期間とがほぼ
等しい（デューティがほぼ１／２）状態となり、この結
果、フィルター回路９の出力信号は、ほぼＶDD／２程度
の電圧レベルとなる。従って、この場合にはフィルター
回路９の出力信号ＤＦが、シュミット・トリガー型イン
バータ３７の入力ヒステリシス幅ＨＢを超えることはな
いために、ＦＦ回路３８、３９の出力側のいずれも
“Ｈ”レベルとなることはなく、シングルショット回路
４０の出力側から位相判定用信号切り換え信号ＤＣが出
力されることもない。すなわち、今度は位相判定回路１
０は、位相判定用対象信号ＤＰの位相を適正と判定した
ことになり、この状態よりさらに引き続いてプリアンブ
ル信号ＰＳがデータ“１”とデータ“０”との間で変化
していったとしても、上記の状態は基本的に変わらず、
複数種類のデータ復調用分周信号Ｆ１〜４のうち、デー
タ復調用分周信号Ｆ３が選択された状態に維持される。
また前記プリアンブル信号ＰＳが終了し、続いて実際の
データの受信が開始されれば、上記のように、位相判定
用対象信号ＤＰとしてデータ復調用分周信号Ｆ３が選択
されている状態で、受信データの復調が行われることに
なる。

【００２１】ここで本実施の形態においては、位相検波
回路１１は、いわゆるダイレクト・コンバージョン方式
で位相検波を行うＤ−ＦＦ回路より構成されており、該
Ｄ−ＦＦ回路のデータ入力側には、前記復調対象の受信
信号ＤＸが入力されるとともに、そのクロック入力側に
は、複数種類のデータ復調用分周信号Ｆ１〜４のうち、
位相判定用対象信号ＤＰとして選択されている信号と同
じ信号（同じ位相の信号）が、位相検波基準信号ＤＢと
して入力されている。このようなダイレクト・コンバー
ジョン方式においては、Ｄ−ＦＦ回路のクロック入力で
ある位相検波基準信号ＤＢの立ち下がり（または立ち上
がり）に同期して、データ入力である前記受信信号ＤＸ
をサンプリングすることにより、シリアル受信データＤ
Ｒを直接的に復調するように構成されている。従って実
際の受信動作では、受信信号に波形歪みや波形なまり、
デューティの変動等がつきまとうことを考慮すると、上
記のサンプリングのタイミングは、前記受信信号ＤＸの
立ち上がりと立ち下がりの中間点に近いほど好適である
ことは明らかである。すなわち位相検波基準信号ＤＢと
しては、前記受信信号ＤＸに対してπ／２（または−π
／２）だけ位相がずれている状態が最も好適な状態とい
うことになる。このために、本実施の形態においては、
プリアンブル信号ＰＳが与えられている間に、複数種類
のデータ復調用分周信号Ｆ１〜４のうち、前記受信信号
ＤＸに対してπ／２（あるいは−π／２）だけ位相がず
れている信号をまず、位相判定用対象信号ＤＰとして捜
し出しておき、この位相判定用対象信号ＤＰと同じ信号
（同じ位相の信号）を、位相検波基準信号ＤＢとして用
いることにより、実際の受信復調を行うように構成され
ている。

【００２２】以上のように本実施の形態のデータキャリ
アでは、位相判定用対象信号ＤＰと復調対象の受信信号
ＤＸとの間の位相関係を判定するに当たって、これらの
両信号を乗算回路８にてミキシングし、さらにフィルタ
ー回路９にてデータ通信搬送波の周波数以上の高周波成
分をカットしてなる結果が、ＶDD／２付近の電圧レベル
にあるか否かをチェックすることにより、π／２（また
は−π／２）に近い位相関係にあるか否かを判定するよ
うに構成されている。すなわちフィルター回路９の出力
信号ＤＦが、シュミット・トリガー型インバータ３７の
入力ヒステリシス幅ＨＢ内（言い換えればＶDD／２付近
の電圧レベル）にあるか否かによって、位相判定用対象
信号ＤＰの位相が、受信信号ＤＸに対してπ／２（また
は−π／２）に近いかどうかを判定し、ここでπ／２
（または−π／２）に充分近いと判定された場合には、
位相判定用対象信号ＤＰと同じ信号（同じ位相の信号）
を、ダイレクト・コンバージョン方式における位相検波
基準信号ＤＢとして用いるように構成されている。前記
プリアンブル信号ＰＳが、ビット・データ“０”の区間
とビット・データ“１”の区間を有しているのは、前述
のπ／２（または−π／２）に近い位相関係にない状態
において、ビット・データ“０”と“１”との間の変化
があれば、シュミット・トリガー型インバータ３７の出
力の論理レベルが反転するが、π／２に近い位相関係に
ある状態においては、上記の論理レベルの反転は起こら
ないということにより、非常に簡単な回路構成にもかか
わらず、極めて容易に位相の判定ができるということに
よる。

【００２３】従ってデータキャリア側の受信復調回路５
については、上記のように、ロジック回路、コンデン
サ、抵抗のみで構成することが可能であるために、低消
費電力のＣ−ＭＯＳ型のＩＣに容易に内蔵することがで
きる。これに対して、受信復調回路が、ＯＰアンプ等の
複雑な構成のアナログ回路を必要とする場合には、その
応答性の問題で通信速度を下げる必要が生じたり、ある
いはＣ−ＭＯＳ型のＩＣに内蔵することが困難となっ
て、コストの高いバイポーラ／Ｃ−ＭＯＳ混在ＩＣを用
いたりする必要が生ずる。

【００２４】なおデータ復調用分周信号Ｆ１〜Ｆ４のう
ち、いずれが位相判定用対象信号や位相検波基準信号と
して好適であるかは、データキャリアがアクセス装置に
近づいてデータキャリア側の電源が立ち上がったタイミ
ングによる偶然性や、データキャリアのアクセス装置に
対する裏／表の方向等によって異なるために、何回の選
択信号の切り換え（何個の位相判定用信号切り換え信号
ＤＣの発生）によって適正な位相の信号に到達するかは
予め不明であり、従って前述のプリアンブル信号ＰＳと
しては、データ“０”とデータ“１”の間の変化を、少
なくとも４回以上は含んでいることが望ましい。また実
際の受信復調に当たっては、前述の受信信号ＤＸと位相
検波基準信号ＤＢとの間の位相の問題の他に、π変調の
場合には受信側は、いずれの状態をデータ“１”に振り
当て、いずれの状態を“０”に振り当てるかを、別途決
定しなければならないという問題もある。すなわちπ変
調の場合には、実は位相がπ進んでいる状態とπ遅れて
いる状態とは、波形的に同じ状態であり、データ“１”
の状態と“０”の状態との関係も相対的なものとなるた
めに、受信側から見ると、データ“１”と“０”との間
の区別はできるが、いずれの状態がデータ“１”であ
り、データ“０”であるかは、送信側との約束ごとに依
存しなければ決定できない。ただし、この問題は、例え
ば送信側がプリアンブル信号ＰＳの終了後、実際のデー
タの送信の最先頭部に１０ビット以上のストップ・ビッ
ト(データ“１”のアイドリング状態)を介在させるとい
うような方法で容易に解決することが可能である（すな
わち、この場合には１０ビット以上に渡って同じ復調デ
ータが続いたら、その状態をデータ“１”に割り当てれ
ばよい）ために、詳しい説明は省略する。なお位相検波
回路１１については、Ｄ−ＦＦ回路の出力側にロウ・パ
ス・フィルターと飽和増幅用の増幅回路とを接続し、こ
れらを介してシリアル受信データＤＲを取り出すように
構成してもよい。

【００２５】次に、アクセス装置側の受信復調動作につ
いて説明する。図７は、アクセス装置側の受信データ復
調回路５６の構成例を示す回路図であり、図８は、その
要部の信号を示す波形図である。ただし位相判定用信号
選択回路５８、乗算回路５９およびフィルター回路６０
については、前述のデータキャリア側の場合と同様な構
成および動作と考えることができるために、詳しい説明
は省略する。なおアクセス装置側においては、回路構成
要素のコストやサイズに関する制約も、データキャリア
側の場合ほどは大きくはないために、ＯＰアンプ等のア
ナログ・ディスクリート回路部品の採用も可能であり、
本実施の形態においては、位相判定回路６１は、高速型
のコンパレータ８０、ＡＮＤ回路８１、シングルショッ
ト回路８２、タイマー回路８３によって構成されてい
る。またデータキャリア側では、前述のように、実際の
送信データの先頭で適当な時間幅のアイドリング出力状
態（調歩同期式データ通信上におけるアイドリング期間
で、データ“１”のストップ・ビットが続く状態）を有
しているが、これはアクセス装置側が受信復調を行う際
に、前記８個のデータ復調用分周信号ｆ１〜ｆ８のう
ち、復調対象の受信信号ＡＸに対して、好適な位相関係
を有する信号を、位相検波用の基準信号として選択する
ための手順である。

【００２６】まずデータ復調用信号形成回路５７は、前
述の電力キャリア信号ｆｐを１／４分周することによ
り、ｆ１〜ｆ８より成る８相のデータ復調用分周信号を
形成している。すなわちデータ復調用信号形成回路５７
は、基本的な４種類の位相の信号ｆ１〜ｆ４の他に、こ
れらのそれぞれの反転信号ｆ５〜ｆ８も、位相判定用信
号選択回路５８に対して供給している。また位相判定用
信号選択回路５８では、これらのうちの１個の信号が位
相判定用対象信号ＡＰとして選択されて、乗算回路５９
で復調対象の受信信号ＡＸとミキシングされ、さらに乗
算回路５９からの出力信号ＡＭは、フィルター回路６０
に入力される。

【００２７】フィルター回路６０の出力信号ＡＦは、位
相判定回路６１を構成するコンパレータ８０のマイナス
入力側に与えられており、またタイマー回路８３の出力
は、通常“Ｈ”レベルとなるように構成されている。従
ってフィルター回路６０の出力信号ＡＦが、比較基準電
圧レベルＶRFよりも低い場合には、コンパレータ８０の
出力側およびＡＮＤ回路８１の出力側が“Ｈ”レベルと
なるために、シングルショット回路８２から１個の位相
判定用信号切り換え信号ＡＣが出力される。この結果、
位相判定用信号選択回路５９は、次の順番のデータ復調
用分周信号を新たな位相判定用対象信号ＡＰとして選択
する。またタイマー回路８３は、前記切り換え信号ＡＣ
に応答して“Ｌ”レベルのリセット信号を出力するよう
に構成されており、この結果、前記切り換え信号ＡＣよ
り所定の期間に渡って、コンパレータ８０の出力状態に
かかわらず、ＡＮＤ回路８１の出力は“Ｌ”レベルに保
持される。ここで前記新しい位相判定用対象信号ＡＰが
選択されている状態で、タイマー回路８３からのリセッ
ト信号が解除されたときに、フィルター回路６０の出力
信号ＡＦが、まだ比較基準電圧レベルＶRFよりも低い場
合には、再び上記と同じ動作が繰り返される。

【００２８】このようにして、フィルター回路６０の出
力信号ＡＦの電圧レベルが、比較基準電圧レベルＶRFよ
りも高い状態となるまで、位相判定用対象信号ＡＰを選
択する動作が繰り返され、一旦、その状態に到達する
と、実際の受信データの復調を行うために、位相判定用
信号選択回路５９の選択動作はロックされて選択動作は
終了する。なお上記のフィルター回路６０の出力信号Ａ
Ｆの電圧レベルは、位相判定用対象信号ＡＰの受信信号
ＡＸに対する位相がπ（または−π）に近くなるほど高
くなることは明らかである。

【００２９】ここで本実施の形態においては、上記の乗
算回路５９およびフィルター回路６０が、位相検波回路
６２の基本部分をも構成している。すなわちフィルター
回路６０の出力信号ＡＦは、増幅回路８４を介してシリ
アル受信データＡＲとして出力されているが、増幅回路
８４は、単に出力信号ＡＦをロジック・レベルに飽和増
幅しているのみであるために、実質的にはフィルター回
路６０の出力信号ＡＦ自体を復調データと考えてもよ
い。従って、この場合にも当然ながら、位相判定用対象
信号ＡＰと位相検波基準信号ＡＢとは、同じ信号（同じ
位相の信号）でよいということになる。また、このよう
な復調方式の場合には、位相検波基準信号ＡＢの受信信
号ＡＸに対する位相が０またはπ（あるいは−π）に近
くなるほど、受信信号ＡＸが高効率で復調されて、復調
条件が好適になることは明らかである。言い換えれば、
位相判定用対象信号ＡＰの受信信号ＡＸに対する位相が
０またはπ（あるいは−π）に近くなるほど、すなわち
フィルター回路６０の出力信号ＡＦの電圧レベルが高く
なるほど、より好適な信号の選択状態ということができ
る。図８には、最も理想的な状態として、前記両信号の
位相差がほとんどπとなっているときの各信号の状態が
示されている。

【００３０】なお本実施の形態においては、コンパレー
タ８０を採用したことによって、前述のアイドリングに
よる連続ストップ・ビット期間中に、上記の位相関係が
π（あるいは−πでも同じ）に近くなり、従って復調デ
ータが“１”となるような選択状態まで到達するように
構成されているために、結局、信号の位相の選択と復調
データの“０”と“１”の間の割り当てとが、同時に行
われることになる。すなわち、この場合には前記アイド
リングによりデータ復調データは“１”になっているは
ずだという送信側との約束ごとによって、本来は好適な
位相０に近い状態は捨てられて、位相π（あるいは−
π）に近い状態のみが選択され、その結果として復調さ
れるシリアル受信データＡＲが“１”となる状態への割
り当てが行われているわけである。

【００３１】次に図９は、本発明の別の実施の形態によ
るデータキャリア側の受信データ復調回路の構成を示す
回路図である。ただし本実施の形態において、データ復
調用信号形成回路６、位相判定用信号選択回路７、乗算
回路８、フィルター回路９および位相判定回路１０は、
前述の図３に示される実施の形態の場合と、基本的な構
成や動作が同じであるために、説明は省略する。ここで
は位相検波回路２２は、乗算回路２３、フィルター回路
２４および増幅回路２５によって構成されているが、こ
の位相検波の回路構成は、前述の図７に示される位相検
波回路６２の場合と基本的に同じであるために、位相検
波基準信号ＤＢとしては、受信信号ＤＸに対してπ（ま
たは−π）だけ位相が異なる信号が好適であるというこ
とになる。一方、位相判定用信号選択回路７において
は、前述の図３の場合と同じく、最終的に受信信号ＤＸ
に対してπ／２（または−π／２）に近い位相差を有す
る位相判定用信号ＤＰが選択されるように構成されてい
るために、結局、データ復調用分周信号Ｆ１〜Ｆ４のう
ち、最終的に選択された位相判定用信号ＤＰに対してπ
／２（または−π／２）だけ位相が異なる信号を位相検
波基準信号ＤＢとして、位相検波回路２２の乗算回路２
３に供給すればよいということになる。

【００３２】なお以上の実施の形態においては、いずれ
の場合にも送信用のデータ通信用搬送波形成回路１５あ
るいは６７が、独立した回路として説明されているが、
実際には、データ復調用分周信号Ｆ１〜Ｆ４あるいはｆ
１〜ｆ８のいずれか任意の１個の信号を、それぞれデー
タ通信用搬送波信号ＦＴあるいはｆｔとして用いること
が可能であるために、特別にデータ通信用搬送波形成回
路１５あるいは６７を設けることは不要である。また乗
算回路８、２３、５９は、ＥＸ−ＯＲ回路より構成され
ているが、トランスミッション・ゲート等を用いること
も可能である。さらにデータ復調用信号形成回路６、５
７については、複数種類の位相のデータ復調用分周信号
を実質的に形成できればよいために、例えばデータ復調
用信号形成回路と位相判定用信号接続回路とを有機的に
結合し、予め複数種類のデータ復調用分周信号を形成し
ておく代わりに、位相判定用信号切り換え信号に応じ
て、分周用のトグル型ＦＦ回路間の接続状態等をセレク
ター等でロジック的に切り換えていくことにより、実質
的に複数種類の位相のデータ復調用分周信号を形成して
いくという構成も可能である。また電力搬送波の周波数
信号に基づいて、予め１種類の位相の分周信号を形成し
ておき、これを互いに異なる時定数を有する複数個の遅
延回路や、互いに異なる遅延時間幅を有する複数個のロ
ジック・ディレイ回路を通すことにより、実質的に複数
種類の位相のデータ復調用分周信号を形成したり、さら
には予め複数種類のデータ復調用分周信号を形成してお
く代わりに、位相判定用信号切り換え信号に応じて、上
記のような遅延回路の定数やロジック・ディレイ回路の
接続状態をセレクター等でロジック的に切り換えていく
ことにより、実質的に複数種類の位相のデータ復調用分
周信号を形成したりすることも可能である。すなわち以
上のいずれについても、本発明の実施に当たって採用可
能な構成の範囲であることは明らかである。

【００３３】以上の説明で、図４〜図６、図８に示され
る信号の波形図については、シリアル送・受信データが
“０”と“１”との間で変化するときに、受信信号波形
も整合した形で追随して変化しているように図示してい
るが、これは説明のためのモデル化によるものであり、
前述の実施の形態のように、送・受信用のアンテナが共
振回路を構成している場合には、実際には上記のデータ
変化の直後には、共振現象の影響により波形には乱れが
生ずる。しかしシリアル通信においては、受信データ処
理回路へのデータの取り込みは、データのビット期間幅
の中点付近で行われるために、実質的には上記の波形の
乱れが発生するビット期間幅の両端部分（データの変わ
り目の部分）は意味を有さず、復調データに関しては通
信上の問題とはならない。ただし上記の波形の乱れは、
乗算回路からの出力信号に対しては、多少の影響を与え
るために、前述の実施の形態では、フィルター回路９を
ロウ・パス・フィルターの２段接続構成とすることによ
り、その影響をより確実に抑えるようにしている。すな
わちフィルター回路からの出力信号に乱れがある場合に
は、その乱れの分だけシュミット・トリガー回路の入力
ヒステリシス幅が相対的に狭い状態と同じになって、シ
ュミット・トリガー回路の出力が不要な反転を起こす可
能性もあるが、この乱れはビット期間幅の両端部分でだ
け発生するもので、比較的高い周波数成分より成るため
に、例えば上記のように、フィルター回路をロウ・パス
・フィルターの２段接続構成とするというような考慮
で、容易に解消される。実際の実験データでは、電力搬
送波の周波数が１３．５６ＭHz、データ通信用搬送波の
周波数がその１／４分周の３．３９ＭHzのときで、例え
ば第１段目のロウ・パス・フィルターがＲ＝３０ＫΩ、
Ｃ＝３０ｐＦ程度の組み合わせ、かつ第２段目がＲ＝５
０〜１５０ＫΩ、Ｃ＝３０ｐＦ程度の組み合わせで、前
述の乱れの影響は、ほとんど抑えられて良好な結果が出
ている。なお大きな通信距離を要しない場合等には、送
・受信用のアンテナは、必ずしも共振回路を構成する必
要もない。

【００３４】

【発明の効果】以上に述べたように本発明においては、
従来技術のように、複雑な構成で動作も不安定になり易
いコスタス・ループを設けることなく、受信側で周波数
が全く正確で、しかも位相も好適な位相検波基準信号を
得ることが可能となる。すなわち送信側では、電力搬送
波の周波数信号を１／Ｎ分周することによりデータ送信
用搬送波の周波数信号を形成しているのに対して、一方
の受信側では、受信された電力搬送波の周波数信号を１
／Ｎ分周することにより、位相検波基準信号を形成して
いるために、受信側の位相検波基準信号の周波数は、受
信復調を行う上で全く正確なものとなる。また位相検波
基準信号の位相についても、本発明に基づく簡単な回路
構成により、適正な位相を安定した状態にて選択できる
ために、低コストで通信の信頼性をより向上させること
が可能となる。

【００３５】特にデータキャリア側の受信復調回路につ
いては、本発明によれば、コスタス・ループを構成する
ＰＬＬ回路等を設けることなく、容易に位相検波基準信
号を得ることができるために、アンテナ部を除く全ての
回路要素をＣ−ＭＯＳ型ＩＣに内蔵してしまうことも容
易であり、データキャリア自体の薄型化や低コスト化に
も有効である。またＰＬＬ回路の主要部であるＶＣＯ回
路は、電源電圧の不安定さの影響を受け易く、従って復
調時の信頼性を低下させる危険性が高いが、本発明の場
合には、電源電圧が比較的不安定になり易いデータキャ
リア側についても、位相検波基準信号は基本的に電力搬
送波の周波数信号に基づいて生成されるために、安定し
た復調動作を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態によるデータキャリア側の
回路構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施の形態によるアクセス装置側の回
路構成を示すブロック図である。

【図３】本発明の実施の形態におけるデータキャリア側
の受信データ復調回路の構成を示す回路図である。

【図４】本発明の実施の形態における要部の信号を示す
波形図である。

【図５】本発明の実施の形態における要部の信号を示す
波形図である。

【図６】本発明の実施の形態における要部の信号を示す
波形図である。

【図７】本発明の実施の形態におけるアクセス装置側の
受信データ復調回路の構成を示す回路図である。

【図８】本発明の実施の形態における要部の信号を示す
波形図である。

【図９】本発明の別の実施の形態におけるデータキャリ
ア側の受信データ復調回路の構成を示す回路図である。

【符号の説明】

１電力受信用アンテナ２整流回路５受信データ復調回路６データ復調用信号形成回路７位相判定用信号形成回路８乗算回路９フィルター回路１０位相判定回路１１位相検波回路１５データ通信用搬送波形成回路１６送信変調回路１８データ送・受信用アンテナ２２位相検波回路５５電力供給用アンテナ５６受信データ復調回路５７データ復調用信号形成回路５８位相判定用信号形成回路５９乗算回路６０フィルター回路６１位相判定回路６６プリアンブル信号形成回路６７データ通信用搬送波形成回路６８送信変調回路７０データ送・受信用アンテナ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】所定の周波数の電力用搬送波を放射する
ための電力供給用アンテナを含むアクセス装置と、電力
受信用アンテナを介して受信される前記電力用搬送波を
整流することにより、動作用電力となる直流電源を生成
するための整流回路を含むデータキャリアとから成るデ
ータキャリア・システムにおいて、前記アクセス装置お
よび前記データキャリアの少なくとも一方をデータ送信
側とし、その他方をデータ受信側としたときに、前記デ
ータ送信側は、前記電力用搬送波の周波数信号を１／Ｎ
（Ｎは整数）分周することによりデータ通信用搬送波の
周波数信号を形成するデータ通信用搬送波形成手段と、
データ送信時にシリアル送信データに応じて前記データ
通信用搬送波を位相変調する送信変調手段と、該位相変
調されたデータ通信用搬送波を放射するデータ送信用ア
ンテナとを有するとともに、前記データ受信側は、前記
データ通信用搬送波を受信するデータ受信用アンテナ
と、該アンテナを介して受信された前記データ通信用搬
送波に基づいて受信データを復調する受信データ復調回
路とを有して成り、該受信データ復調回路は、前記電力
用搬送波の周波数信号を１／Ｎ分周することにより、互
いに異なる位相を有する複数種類のデータ復調用分周信
号を実質的に形成するデータ復調用信号形成手段と、前
記複数種類のデータ復調用分周信号の１つを位相判定用
対象信号として選択する位相判定用信号選択手段と、前
記位相判定用対象信号と前記受信したデータ通信用搬送
波とを実質的にミキシングする乗算回路と、該乗算回路
の出力からデータ通信速度に対応する周波数帯成分を抽
出するフィルター回路と、該フィルター回路からの出力
によって前記位相判定用対象信号の位相の適性を判定
し、位相不適正と判定したときには前記位相判定用信号
選択手段に対して、別の位相の前記データ復調用分周信
号を新たな位相判定用対象信号として選択し直させるた
めの位相判定用信号切り換え信号を出力する位相判定手
段と、前記位相判定用対象信号に対して所定の位相関係
にある前記データ復調用分周信号を位相検波基準信号と
して、前記受信したデータ通信用搬送波を実質的に位相
検波することにより、受信データの復調を行なう位相検
波手段を含んでいることを特徴とするデータキャリア・
システム。
【請求項２】アクセス装置側がデータ送信側、データ
キャリア側が受信側であり、前記アクセス装置側は、デ
ータ送信に先立ってビット・データ“０”の区間とビッ
ト・データ“１”の区間の両方を含む位相選択用プリア
ンブル信号を送信変調手段に供給するプリアンブル信号
形成手段を有するとともに、前記データキャリア側の位
相判定手段は、フィルター回路からの出力を受けるシュ
ミット・トリガー回路を含み、該シュミット・トリガー
回路からの出力の論理レベルの反転を検出すると、位相
判定用信号切り換え信号を形成するように構成されてい
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデータ
キャリア・システム。
【請求項３】データ送信側であるアクセス装置側の送
信変調手段による変調が、π−ＢＰＳＫ変調であり、か
つデータ受信側であるデータキャリア側の位相検波手段
が、Ｄタイプ・フリップフロップ（Ｄ−ＦＦ）回路より
成り、受信したデータ通信用搬送波を前記Ｄ−ＦＦ回路
のデータ入力側に入力するとともに、複数種類のデータ
復調用分周信号のうち、位相判定用対象信号と同じ位相
の信号を位相検波基準信号として、前記Ｄ−ＦＦ回路の
クロック入力側に入力していることを特徴とする特許請
求の範囲第２項記載のデータキャリア・システム。
【請求項４】データ送信側であるアクセス装置側の送
信変調手段による変調が、π−ＢＰＳＫ変調であり、か
つデータ受信側であるデータキャリア側の位相検波手段
は、複数種類のデータ復調用分周信号のうち、位相判定
用対象信号とπだけ位相が異なる信号を位相検波基準信
号として、受信されたデータ通信用搬送波とミキシング
する乗算回路より成ることを特徴とする特許請求の範囲
第２項記載のデータキャリア・システム。
【請求項５】アクセス装置側がデータ受信側、データ
キャリア側が送信側であり、前記アクセス装置側の位相
判定手段は、フィルター回路からの出力を受けるコンパ
レータを含み、該コンパレータからの出力に従って位相
判定用信号切り換え信号を形成するように構成されてい
ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデータ
キャリア・システム。
【請求項６】Ｎ＝４で、かつデータ復調用信号形成手
段は、受信された電力用搬送波を、その立ち上がりおよ
び立ち下がりのそれぞれに同期して分周することによ
り、π／４ずつ位相のずれた複数種類のデータ復調用分
周信号を形成する手段を有していることを特徴とする特
許請求の範囲第１項記載のデータキャリア・システム。