JPH10107584A - トランスインピーダンス関数を発生するための集積回路および方法 - Google Patents
トランスインピーダンス関数を発生するための集積回路および方法Info
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- JPH10107584A JPH10107584A JP9250139A JP25013997A JPH10107584A JP H10107584 A JPH10107584 A JP H10107584A JP 9250139 A JP9250139 A JP 9250139A JP 25013997 A JP25013997 A JP 25013997A JP H10107584 A JPH10107584 A JP H10107584A
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/083—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements in transistor amplifiers
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- H03H3/00—Apparatus or processes specially adapted for the manufacture of impedance networks, resonating circuits, resonators
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/08—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements
- H03F1/22—Modifications of amplifiers to reduce detrimental influences of internal impedances of amplifying elements by use of cascode coupling, i.e. earthed cathode or emitter stage followed by earthed grid or base stage respectively
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
- H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
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- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 周波数補償される出力信号を与えるための積
分器回路１０および方法を提供する。 【解決手段】 集積回路１０は、コンデンサ１３を介し
てトランスコンダクタンス増幅器１４に結合された入力
段１１と、補償ダイオード１２とを含む。補償ダイオー
ド１２は、トランスコンダクタンス増幅器１４の出力イ
ンピーダンスを無効にするインピーダンスを与える。積
分器回路１０の出力信号は、コンデンサ１３によって決
定される。
分器回路１０および方法を提供する。 【解決手段】 集積回路１０は、コンデンサ１３を介し
てトランスコンダクタンス増幅器１４に結合された入力
段１１と、補償ダイオード１２とを含む。補償ダイオー
ド１２は、トランスコンダクタンス増幅器１４の出力イ
ンピーダンスを無効にするインピーダンスを与える。積
分器回路１０の出力信号は、コンデンサ１３によって決
定される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に、集積回路に関
し、さらに詳しくは、周波数補償集積回路(frequency c
ompensated integrated circuit)に関する。
し、さらに詳しくは、周波数補償集積回路(frequency c
ompensated integrated circuit)に関する。
【０００２】
【従来の技術】集積回路増幅器は、さまざまな線形およ
び非線型回路用途で用いられる。例えば、集積回路増幅
器は、積分回路，微分回路，加算回路，差分回路，イン
ピーダンス変換回路，整流回路，ピーク検出回路などで
用いられる。一般に、これらの回路は大きな利得を有
し、かつ大きな周波数範囲で安定する、すなわち、大き
な帯域幅を有することが望ましい。
び非線型回路用途で用いられる。例えば、集積回路増幅
器は、積分回路，微分回路，加算回路，差分回路，イン
ピーダンス変換回路，整流回路，ピーク検出回路などで
用いられる。一般に、これらの回路は大きな利得を有
し、かつ大きな周波数範囲で安定する、すなわち、大き
な帯域幅を有することが望ましい。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】一般に、集積回路増幅
器は、入力端子および出力端子を有する。集積回路増幅
器は、補償コンデンサを介して出力端子を入力端子に結
合することによって周波数補償できる。補償コンデンサ
は、出力応答に主低周波数極(dominant low frequency
pole) を導入し、それにより利得を２０ｄＢ／ＤＥＣ(d
ecibels per decade of frequency)の勾配でロールオフ
させる。しかし、増幅器は、高周波数にて非ゼロ出力応
答を生成することにより、極のロールオフ効果を無効に
する。従って、位相角が１８０度になる前に増幅器回路
の利得が１(unity) に達すると、増幅器回路は不安定に
なって、発振する。さらに、出力信号は高周波数、すな
わち、補償コンデンサのインピーダンスが出力トランジ
スタの抵抗よりも小さい周波数にて、非反転になること
があり、それにより高周波数における集積回路増幅器の
効用を制限する。
器は、入力端子および出力端子を有する。集積回路増幅
器は、補償コンデンサを介して出力端子を入力端子に結
合することによって周波数補償できる。補償コンデンサ
は、出力応答に主低周波数極(dominant low frequency
pole) を導入し、それにより利得を２０ｄＢ／ＤＥＣ(d
ecibels per decade of frequency)の勾配でロールオフ
させる。しかし、増幅器は、高周波数にて非ゼロ出力応
答を生成することにより、極のロールオフ効果を無効に
する。従って、位相角が１８０度になる前に増幅器回路
の利得が１(unity) に達すると、増幅器回路は不安定に
なって、発振する。さらに、出力信号は高周波数、すな
わち、補償コンデンサのインピーダンスが出力トランジ
スタの抵抗よりも小さい周波数にて、非反転になること
があり、それにより高周波数における集積回路増幅器の
効用を制限する。
【０００４】従って、高周波数において安定した反転出
力信号を与えるための方法および回路を設けることは有
利である。
力信号を与えるための方法および回路を設けることは有
利である。
【０００５】
【実施例】一般に、本発明は、積分器回路と、周波数補
償出力信号を生成する方法とを提供する。積分器回路
は、補償ダイオード，トランスコンダクタンス増幅器お
よびコンデンサを含む。補償ダイオードは、トランスコ
ンダクタンス増幅器のインピーダンスを無効にするイン
ピーダンスを与え、それにより出力信号をコンデンサの
関数にする。本発明の方法に従って、トランスインピー
ダンス関数が生成される。具体的には、トランスコンダ
クタンス値と、反転入力と、出力端子とを有するトラン
スコンダクタンス増幅器が設けられる。さらに、第１お
よび第２インピーダンスが設けられ、ここで信号電流は
第１インピーダンスを流れて、第１インピーダンス両端
に電圧を生成し、また信号電流は第２インピーダンスを
流れて、第２インピーダンス両端に電圧を生成する。第
２インピーダンスの値は、トランスコンダクタンス増幅
器のトランスコンダクタンス値の逆数の関数である。第
１および第２インピーダンス両端の電圧と、トランスコ
ンダクタンス増幅器の反転入力に現れる電圧とは加算さ
れ、第１インピーダンスおよび入力電流の関数である電
圧となる。
償出力信号を生成する方法とを提供する。積分器回路
は、補償ダイオード，トランスコンダクタンス増幅器お
よびコンデンサを含む。補償ダイオードは、トランスコ
ンダクタンス増幅器のインピーダンスを無効にするイン
ピーダンスを与え、それにより出力信号をコンデンサの
関数にする。本発明の方法に従って、トランスインピー
ダンス関数が生成される。具体的には、トランスコンダ
クタンス値と、反転入力と、出力端子とを有するトラン
スコンダクタンス増幅器が設けられる。さらに、第１お
よび第２インピーダンスが設けられ、ここで信号電流は
第１インピーダンスを流れて、第１インピーダンス両端
に電圧を生成し、また信号電流は第２インピーダンスを
流れて、第２インピーダンス両端に電圧を生成する。第
２インピーダンスの値は、トランスコンダクタンス増幅
器のトランスコンダクタンス値の逆数の関数である。第
１および第２インピーダンス両端の電圧と、トランスコ
ンダクタンス増幅器の反転入力に現れる電圧とは加算さ
れ、第１インピーダンスおよび入力電流の関数である電
圧となる。
【０００６】図１は、本発明の第１実施例による積分器
回路１０の一例の概略図である。積分器回路１０は、ト
ランスコンダクタンス増幅器１１，補償ダイオード１
２，コンデンサ１３およびバイアス段１４を含む。一例
として、トランスコンダクタンス増幅器１１はＮＰＮバ
イポーラ・トランジスタ１５からなり、ここでトランジ
スタ１５のベース端子は、増幅器１１の制御電極として
機能し、トランジスタ１５のコレクタ端子およびエミッ
タ端子は増幅器１１の電流伝達電極として機能する。ト
ランジスタ１５のエミッタは、例えば、グランドなど、
電源電圧または動作電位源を受けるべく結合される。ト
ランジスタ１５のベース端子は、補償ダイオード１２の
カソードに接続される。補償ダイオード１２のアノード
は、コンデンサ１３を介してトランジスタ１５のコレク
タ端子に結合される。すなわち、コンデンサ１３の第１
端子は補償ダイオード１２のアノードに接続され、コン
デンサ１３の第２端子はトランジスタ１５のコレクタに
接続される。一例として、補償ダイオード１２はダイオ
ード接続トランジスタである。
回路１０の一例の概略図である。積分器回路１０は、ト
ランスコンダクタンス増幅器１１，補償ダイオード１
２，コンデンサ１３およびバイアス段１４を含む。一例
として、トランスコンダクタンス増幅器１１はＮＰＮバ
イポーラ・トランジスタ１５からなり、ここでトランジ
スタ１５のベース端子は、増幅器１１の制御電極として
機能し、トランジスタ１５のコレクタ端子およびエミッ
タ端子は増幅器１１の電流伝達電極として機能する。ト
ランジスタ１５のエミッタは、例えば、グランドなど、
電源電圧または動作電位源を受けるべく結合される。ト
ランジスタ１５のベース端子は、補償ダイオード１２の
カソードに接続される。補償ダイオード１２のアノード
は、コンデンサ１３を介してトランジスタ１５のコレク
タ端子に結合される。すなわち、コンデンサ１３の第１
端子は補償ダイオード１２のアノードに接続され、コン
デンサ１３の第２端子はトランジスタ１５のコレクタに
接続される。一例として、補償ダイオード１２はダイオ
ード接続トランジスタである。
【０００７】入力段１４は、電流源１６，１７，１８を
含む。電流源１６の第１端子は補償ダイオード１２のカ
ソードに接続され、電流源１６の第２端子は、グランド
などの電源電圧を受けるべく結合される。電流源１６
は、積分器１０の電流を沈め、電流シンク(current sin
k)ともいう。電流源（または電流シンク）１６は、補償
ダイオード１２が順方向導通モードで動作することを保
証する。電流源１７の第１端子は、補償ダイオード１２
のアノードと、コンデンサ１３の第１端子とに共通接続
される。電流源１７の第２端子は、例えば、ＶCCなど、
電源電圧または動作電位源を受けるべく結合される。電
流源１８の第１端子は、コンデンサ１３の第２端子と、
トランジスタ１５のコレクタ端子とに共通接続される。
電流源１８の第２端子は、例えば、ＶCCなど、電源電圧
を受けるべく結合される。トランジスタ１５のコレクタ
端子と、コンデンサ１３の第２端子と、電流源１８の第
１端子との共通接続によって形成されるノード１９は、
出力信号ｖo10 が現れる出力ノードまたは出力端子とし
て機能する。バイアス段１４の適切な回路構成は、電流
源と２トランジスタ電流ミラーでもよい。これは、トラ
ンジスタの平均直流（ｄｃ）電流が電流ミラー・トラン
ジスタの２倍のとき、トランジスタ１５のベース電流を
効果的に相殺し、平衡を改善する。
含む。電流源１６の第１端子は補償ダイオード１２のカ
ソードに接続され、電流源１６の第２端子は、グランド
などの電源電圧を受けるべく結合される。電流源１６
は、積分器１０の電流を沈め、電流シンク(current sin
k)ともいう。電流源（または電流シンク）１６は、補償
ダイオード１２が順方向導通モードで動作することを保
証する。電流源１７の第１端子は、補償ダイオード１２
のアノードと、コンデンサ１３の第１端子とに共通接続
される。電流源１７の第２端子は、例えば、ＶCCなど、
電源電圧または動作電位源を受けるべく結合される。電
流源１８の第１端子は、コンデンサ１３の第２端子と、
トランジスタ１５のコレクタ端子とに共通接続される。
電流源１８の第２端子は、例えば、ＶCCなど、電源電圧
を受けるべく結合される。トランジスタ１５のコレクタ
端子と、コンデンサ１３の第２端子と、電流源１８の第
１端子との共通接続によって形成されるノード１９は、
出力信号ｖo10 が現れる出力ノードまたは出力端子とし
て機能する。バイアス段１４の適切な回路構成は、電流
源と２トランジスタ電流ミラーでもよい。これは、トラ
ンジスタの平均直流（ｄｃ）電流が電流ミラー・トラン
ジスタの２倍のとき、トランジスタ１５のベース電流を
効果的に相殺し、平衡を改善する。
【０００８】動作時に、バイアス段１４は、電流源１
６，１７，１８を介してバイアス電流または零入力電流
Ｉ16，Ｉ17，Ｉ18をそれぞれ与える。さらに、電流源１
６，１７は協働して、差分小信号電流「ｉd16 」および
「ｉd17 」をそれぞれ与える。好ましくは、バイアス電
流Ｉ16，Ｉ17は等しい値であり、バイアス電流Ｉ18はバ
イアス電流Ｉ16，Ｉ17の値の２倍である。従って、トラ
ンジスタ１５のエミッタ抵抗は、ダイオード接続トラン
ジスタ１２のエミッタ抵抗の半分である。なお、小信号
電流「ｉd16 」，「ｉd17 」は、交流（ａｃ）または仮
想グランドであるノード３３に流れ込む差分電流である
ことに留意されたい。よって、コンデンサ１３は電流ｉ
d16 とｉd17 との和である差分電流を受けるべく結合さ
れる。本発明の第１実施例に従って、電流ｉd16 ，ｉ
d17 は等しい値であり、一般に文字「ｉ」によって表さ
れる。電流ｉd16 ，ｉd17 を表すために記号「ｉ」を利
用すると、コンデンサ１３に流れる電流は値「２＊ｉ」
を有し、補償ダイオード１２に流れる電流は値「ｉ」を
有する。従って、積分器１０の伝達関数は数１によって
与えられる：
６，１７，１８を介してバイアス電流または零入力電流
Ｉ16，Ｉ17，Ｉ18をそれぞれ与える。さらに、電流源１
６，１７は協働して、差分小信号電流「ｉd16 」および
「ｉd17 」をそれぞれ与える。好ましくは、バイアス電
流Ｉ16，Ｉ17は等しい値であり、バイアス電流Ｉ18はバ
イアス電流Ｉ16，Ｉ17の値の２倍である。従って、トラ
ンジスタ１５のエミッタ抵抗は、ダイオード接続トラン
ジスタ１２のエミッタ抵抗の半分である。なお、小信号
電流「ｉd16 」，「ｉd17 」は、交流（ａｃ）または仮
想グランドであるノード３３に流れ込む差分電流である
ことに留意されたい。よって、コンデンサ１３は電流ｉ
d16 とｉd17 との和である差分電流を受けるべく結合さ
れる。本発明の第１実施例に従って、電流ｉd16 ，ｉ
d17 は等しい値であり、一般に文字「ｉ」によって表さ
れる。電流ｉd16 ，ｉd17 を表すために記号「ｉ」を利
用すると、コンデンサ１３に流れる電流は値「２＊ｉ」
を有し、補償ダイオード１２に流れる電流は値「ｉ」を
有する。従って、積分器１０の伝達関数は数１によって
与えられる：
【０００９】
【数１】 ｖo10 ＝ΔＶbe15＋ΔＶbe12−（２＊ｉ／ｓ＊Ｃ13） ここでｖo10 は、積分器回路１０の出力電圧であり；Δ
Ｖbe15は、トランジスタ１５のベース・エミッタ間電圧
の小信号変化であり；ΔＶbe12は、ダイオード１２の小
信号電圧変化であり； ２＊ｉは、小信号電流であり；
ｓは、複素周波数を表す複素数であり；Ｃ13は、コンデ
ンサ１３の容量値である。数１は数２のように書き直す
ことができる：
Ｖbe15は、トランジスタ１５のベース・エミッタ間電圧
の小信号変化であり；ΔＶbe12は、ダイオード１２の小
信号電圧変化であり； ２＊ｉは、小信号電流であり；
ｓは、複素周波数を表す複素数であり；Ｃ13は、コンデ
ンサ１３の容量値である。数１は数２のように書き直す
ことができる：
【００１０】
【数２】ｖo12 ＝２＊ｉ＊ｒe15 −ｉ＊ｒe12 −２＊ｉ
／ｓ＊Ｃ13 ここでｒe15 は、トランジスタ１５のエミッタ抵抗であ
り；ｒe12 は、ダイオード接続トランジスタ１２のエミ
ッタ抵抗である。トランジスタ１５のエミッタ抵抗はダ
イオード接続トランジスタ１２のエミッタ抵抗の半分な
ので、数２は数３のように書くことができる：
／ｓ＊Ｃ13 ここでｒe15 は、トランジスタ１５のエミッタ抵抗であ
り；ｒe12 は、ダイオード接続トランジスタ１２のエミ
ッタ抵抗である。トランジスタ１５のエミッタ抵抗はダ
イオード接続トランジスタ１２のエミッタ抵抗の半分な
ので、数２は数３のように書くことができる：
【００１１】
【数３】ｖo10 ＝−２＊ｉ／ｓ＊Ｃ13 従って、補償ダイオード１２は、トランジスタ１５のエ
ミッタ抵抗を無効にするインピーダンスを与える。具体
的には、トランジスタ１１および補償ダイオード１２
は、補償ダイオード１２のインピーダンスおよびトラン
ジスタ１５のエミッタ抵抗と、これらに流れる小信号電
流とを組み合わせて、互いに相殺しあうようにバイアス
される。従って、出力信号はコンデンサ１３の関数に過
ぎない。なお、積分器１０の出力信号は反転であり、勾
配が２０ｄＢ／ＤＥＣの利得ロールオフを有することに
留意されたい。よって、積分器回路１０は、フィードバ
ック用途で用いるのに適している。
ミッタ抵抗を無効にするインピーダンスを与える。具体
的には、トランジスタ１１および補償ダイオード１２
は、補償ダイオード１２のインピーダンスおよびトラン
ジスタ１５のエミッタ抵抗と、これらに流れる小信号電
流とを組み合わせて、互いに相殺しあうようにバイアス
される。従って、出力信号はコンデンサ１３の関数に過
ぎない。なお、積分器１０の出力信号は反転であり、勾
配が２０ｄＢ／ＤＥＣの利得ロールオフを有することに
留意されたい。よって、積分器回路１０は、フィードバ
ック用途で用いるのに適している。
【００１２】フィードバック素子１３はコンデンサとし
て示したが、これは本発明の制限ではないことに留意さ
れたい。フィードバック素子１３は、抵抗器，抵抗器と
コンデンサの直列接続など、負荷インピーダンスでもよ
い。好ましくは、フィードバック素子１３のインピーダ
ンスは、トランスコンダクタンス増幅器１４の小信号抵
抗のほぼ１０倍以下である。
て示したが、これは本発明の制限ではないことに留意さ
れたい。フィードバック素子１３は、抵抗器，抵抗器と
コンデンサの直列接続など、負荷インピーダンスでもよ
い。好ましくは、フィードバック素子１３のインピーダ
ンスは、トランスコンダクタンス増幅器１４の小信号抵
抗のほぼ１０倍以下である。
【００１３】図２は、本発明の第１実施例による積分器
回路２０の別の例の概略図である。なお、図面を通じ
て、同じ要素を表すために同じ参照番号が用いられるこ
とが理解される。積分器回路２０は、電界効果トランジ
スタ２１がトランスコンダクタンス増幅器１４として機
能し、ダイオード２３は好ましくはダイオード接続電界
効果トランジスタから形成されることを除いて、図１の
積分器回路１０と同様である。従って、電界効果トラン
ジスタ２１のゲートは、トランスコンダクタンス増幅器
１４の制御電極として機能し、ドレインおよびソースは
電流導通電極として機能する。また、トランジスタ２１
のドレインは、コンデンサ１３を介して補償ダイオード
２３のアノードに結合される。コンデンサ１３の第２端
子と、トランジスタ２１のドレインと、電流源１８の第
１端子とに共通のノード２２は、出力信号ｖo20 が現れ
る出力ノードまたは出力端子として機能する。積分器回
路２０の伝達関数は、数４によって与えられる：
回路２０の別の例の概略図である。なお、図面を通じ
て、同じ要素を表すために同じ参照番号が用いられるこ
とが理解される。積分器回路２０は、電界効果トランジ
スタ２１がトランスコンダクタンス増幅器１４として機
能し、ダイオード２３は好ましくはダイオード接続電界
効果トランジスタから形成されることを除いて、図１の
積分器回路１０と同様である。従って、電界効果トラン
ジスタ２１のゲートは、トランスコンダクタンス増幅器
１４の制御電極として機能し、ドレインおよびソースは
電流導通電極として機能する。また、トランジスタ２１
のドレインは、コンデンサ１３を介して補償ダイオード
２３のアノードに結合される。コンデンサ１３の第２端
子と、トランジスタ２１のドレインと、電流源１８の第
１端子とに共通のノード２２は、出力信号ｖo20 が現れ
る出力ノードまたは出力端子として機能する。積分器回
路２０の伝達関数は、数４によって与えられる：
【００１４】
【数４】 ｖo20 ＝ΔＶds21＋ΔＶds23−（２＊ｉ／ｓ＊Ｃ13） ここでｖo20 は、積分器回路２０の出力電圧であり；Δ
Ｖds21は、トランジスタ２１のドレイン・ソース間電圧
の小信号電圧変化であり；ΔＶds23は、ダイオード２３
の電圧の小信号電圧変化であり；２＊ｉは、小信号電流
であり；ｓは、複素周波数を表す複素数であり；Ｃ
13は、コンデンサ１３の容量値である。数４は数５のよ
うに書き換えることができる：
Ｖds21は、トランジスタ２１のドレイン・ソース間電圧
の小信号電圧変化であり；ΔＶds23は、ダイオード２３
の電圧の小信号電圧変化であり；２＊ｉは、小信号電流
であり；ｓは、複素周波数を表す複素数であり；Ｃ
13は、コンデンサ１３の容量値である。数４は数５のよ
うに書き換えることができる：
【００１５】
【数５】ｖo20 ＝２＊ｉ＊ｒd21 −ｉ＊ｒd23 −２＊ｉ
／ｓ＊Ｃ13 ここでｒd21 は、トランジスタ２１のエミッタ抵抗であ
り；ｒd23 は、ダイオード接続トランジスタ２３のエミ
ッタ抵抗である。トランジスタ２１のドレイン・ソース
間抵抗はダイオード接続トランジスタ２３のドレイン・
ソース間抵抗の半分なので、数５は数６のように書くこ
とができる：
／ｓ＊Ｃ13 ここでｒd21 は、トランジスタ２１のエミッタ抵抗であ
り；ｒd23 は、ダイオード接続トランジスタ２３のエミ
ッタ抵抗である。トランジスタ２１のドレイン・ソース
間抵抗はダイオード接続トランジスタ２３のドレイン・
ソース間抵抗の半分なので、数５は数６のように書くこ
とができる：
【００１６】
【数６】ｖo20 ＝−２＊ｉ／ｓ＊Ｃ13 なお、積分器回路１０と同様に、積分器回路２０の出力
は反転であり、勾配が２０ｄＢ／ＤＥＣの利得ロールオ
フを有することに留意されたい。
は反転であり、勾配が２０ｄＢ／ＤＥＣの利得ロールオ
フを有することに留意されたい。
【００１７】図３は、本発明の第２実施例による積分器
回路３０の概略図である。積分器回路３０は、トランス
コンダクタンス増幅器１１，コンデンサ１３，補償ダイ
オード３２およびバイアス段１４を含む。なお、図面を
通じて、同じ要素を表すために同じ参照番号が用いられ
ることが理解される。一例として、トランスコンダクタ
ンス増幅器１１はＮＰＮバイポーラ・トランジスタ１５
からなり、ここでトランジスタ１５のベース端子はトラ
ンスコンダクタンス増幅器１１の制御電極として機能
し、トランジスタ１５のコレクタ端子およびエミッタ端
子はトランスコンダクタンス増幅器１１の電流伝達電極
として機能する。トランジスタ１５のエミッタは、例え
ば、グランドなど電源電圧を受けるべく結合される。ト
ランジスタ１５のベース端子は、コンデンサ１３の第１
端子に接続される。コンデンサ１３の第２端子は、コン
デンサ１３を介してトランジスタ１５のコレクタ端子に
結合される。すなわち、コンデンサ１３の第１端子は、
トランジスタ１５のベースに接続され、コンデンサ１３
の第２端子は、補償ダイオード３２のアノードに接続さ
れる。
回路３０の概略図である。積分器回路３０は、トランス
コンダクタンス増幅器１１，コンデンサ１３，補償ダイ
オード３２およびバイアス段１４を含む。なお、図面を
通じて、同じ要素を表すために同じ参照番号が用いられ
ることが理解される。一例として、トランスコンダクタ
ンス増幅器１１はＮＰＮバイポーラ・トランジスタ１５
からなり、ここでトランジスタ１５のベース端子はトラ
ンスコンダクタンス増幅器１１の制御電極として機能
し、トランジスタ１５のコレクタ端子およびエミッタ端
子はトランスコンダクタンス増幅器１１の電流伝達電極
として機能する。トランジスタ１５のエミッタは、例え
ば、グランドなど電源電圧を受けるべく結合される。ト
ランジスタ１５のベース端子は、コンデンサ１３の第１
端子に接続される。コンデンサ１３の第２端子は、コン
デンサ１３を介してトランジスタ１５のコレクタ端子に
結合される。すなわち、コンデンサ１３の第１端子は、
トランジスタ１５のベースに接続され、コンデンサ１３
の第２端子は、補償ダイオード３２のアノードに接続さ
れる。
【００１８】入力段１４は、電流源１６，１７，１８を
含む。電流源１６の第１端子はトランジスタ１５のベー
ス端子に接続され、電流源の第２端子は、例えば、グラ
ンドなど電源電圧または動作電位源を受けるべく結合さ
れる。電流源１７の第１端子は、コンデンサ１３の第１
端子と、トランジスタ１５のベース端子とに共通接続さ
れる。電流源１７の第２端子は、例えば、ＶCCなど電源
電圧または動作電位源を受けるべく結合される。電流源
１８の第１端子は、コンデンサ１３の第２端子と、ダイ
オード接続トランジスタ３２のアノードとに共通接続さ
れる。電流源１８の第２端子は、例えば、ＶCCなど電源
電圧を受けるべく結合される。トランジスタ１５のコレ
クタ端子と、補償ダイオード３２のアノードとの接続に
よって形成されるノード３４は、出力信号ｖo30 が現れ
る出力ノードまたは出力端子として機能する。
含む。電流源１６の第１端子はトランジスタ１５のベー
ス端子に接続され、電流源の第２端子は、例えば、グラ
ンドなど電源電圧または動作電位源を受けるべく結合さ
れる。電流源１７の第１端子は、コンデンサ１３の第１
端子と、トランジスタ１５のベース端子とに共通接続さ
れる。電流源１７の第２端子は、例えば、ＶCCなど電源
電圧または動作電位源を受けるべく結合される。電流源
１８の第１端子は、コンデンサ１３の第２端子と、ダイ
オード接続トランジスタ３２のアノードとに共通接続さ
れる。電流源１８の第２端子は、例えば、ＶCCなど電源
電圧を受けるべく結合される。トランジスタ１５のコレ
クタ端子と、補償ダイオード３２のアノードとの接続に
よって形成されるノード３４は、出力信号ｖo30 が現れ
る出力ノードまたは出力端子として機能する。
【００１９】動作時に、バイアス段１４は、電流源１
６，１７，１８を介してバイアス電流または零入力電流
Ｉ16，Ｉ17，Ｉ18をそれぞれ与える。さらに、電流源１
６，１７は協働して、差分小信号電流「ｉd16 」および
「ｉd17 」をそれぞれ与える。好ましくは、バイアス電
流Ｉ16，Ｉ17は等しい値である。従って、ダイオード接
続トランジスタ３２およびトランジスタ１５のエミッタ
抵抗は同じである。なお、小信号電流「ｉd16 」，「ｉ
d17 」は、交流（ａｃ）または仮想グランドであるノー
ド３５に流れ込む差分電流であることに留意されたい。
よって、コンデンサ１３に流れる電流は、電流ｉd16 と
ｉd17 の和である。本発明の第２実施例に従って、電流
ｉd16 ，ｉd17 は等しい値であり、そのためこれらの電
流は値「ｉ」を有するものとして表される。電流ｉ
d16 ，ｉd17 を表すために記号「ｉ」を利用すると、コ
ンデンサ１３に流れる電流は値「２＊ｉ」を有し、補償
ダイオード３２に流れる電流は値「２＊ｉ」を有する。
従って、積分器１０の伝達関数は数７によって与えられ
る：
６，１７，１８を介してバイアス電流または零入力電流
Ｉ16，Ｉ17，Ｉ18をそれぞれ与える。さらに、電流源１
６，１７は協働して、差分小信号電流「ｉd16 」および
「ｉd17 」をそれぞれ与える。好ましくは、バイアス電
流Ｉ16，Ｉ17は等しい値である。従って、ダイオード接
続トランジスタ３２およびトランジスタ１５のエミッタ
抵抗は同じである。なお、小信号電流「ｉd16 」，「ｉ
d17 」は、交流（ａｃ）または仮想グランドであるノー
ド３５に流れ込む差分電流であることに留意されたい。
よって、コンデンサ１３に流れる電流は、電流ｉd16 と
ｉd17 の和である。本発明の第２実施例に従って、電流
ｉd16 ，ｉd17 は等しい値であり、そのためこれらの電
流は値「ｉ」を有するものとして表される。電流ｉ
d16 ，ｉd17 を表すために記号「ｉ」を利用すると、コ
ンデンサ１３に流れる電流は値「２＊ｉ」を有し、補償
ダイオード３２に流れる電流は値「２＊ｉ」を有する。
従って、積分器１０の伝達関数は数７によって与えられ
る：
【００２０】
【数７】 ｖo30 ＝ΔＶbe15−ΔＶbe32−（２＊ｉ／ｓ＊Ｃ13） ここでｖo30 は、積分器回路３０の出力電圧であり；Δ
Ｖbe15は、トランジスタ１５のベース・エミッタ間電圧
の小信号変化であり；ΔＶbe32は、ダイオード３２の電
圧の小信号変化であり；２＊ｉは、小信号電流であり；
ｓは、複素周波数を表す複素値であり；Ｃ13は、コンデ
ンサ１３の容量値である。数７は、数８のように書き直
すことができる：
Ｖbe15は、トランジスタ１５のベース・エミッタ間電圧
の小信号変化であり；ΔＶbe32は、ダイオード３２の電
圧の小信号変化であり；２＊ｉは、小信号電流であり；
ｓは、複素周波数を表す複素値であり；Ｃ13は、コンデ
ンサ１３の容量値である。数７は、数８のように書き直
すことができる：
【００２１】
【数８】ｖo30 ＝２＊ｉ＊ｒe15 −２＊ｉ＊ｒe32 −２
＊ｉ／ｓ＊Ｃ13 トランジスタ１５のエミッタ抵抗はダイオード接続トラ
ンジスタ３２のエミッタ抵抗と同じなので、数８は数９
のように書くことができる：
＊ｉ／ｓ＊Ｃ13 トランジスタ１５のエミッタ抵抗はダイオード接続トラ
ンジスタ３２のエミッタ抵抗と同じなので、数８は数９
のように書くことができる：
【００２２】
【数９】ｖo30 ＝−２＊ｉ／ｓ＊Ｃ13 従って、補償ダイオード３２は、トランジスタ３４のエ
ミッタ抵抗を無効にするインピーダンスを与える。具体
的には、トランジスタ３４および補償ダイオード３２
は、補償ダイオード３２のインピーダンスおよびトラン
ジスタ３４のエミッタ抵抗と、これらに流れる小信号電
流とを組み合わせて、互いに相殺しあうようにバイアス
される。従って、出力信号はコンデンサ１３の関数に過
ぎない。なお、積分器３０の出力信号は反転であり、勾
配が２０ｄＢ／ＤＥＣの利得ロールオフを有することに
留意されたい。よって、積分器回路３０は、フィードバ
ック用途で用いるのに適している。
ミッタ抵抗を無効にするインピーダンスを与える。具体
的には、トランジスタ３４および補償ダイオード３２
は、補償ダイオード３２のインピーダンスおよびトラン
ジスタ３４のエミッタ抵抗と、これらに流れる小信号電
流とを組み合わせて、互いに相殺しあうようにバイアス
される。従って、出力信号はコンデンサ１３の関数に過
ぎない。なお、積分器３０の出力信号は反転であり、勾
配が２０ｄＢ／ＤＥＣの利得ロールオフを有することに
留意されたい。よって、積分器回路３０は、フィードバ
ック用途で用いるのに適している。
【００２３】フィードバック素子１３はコンデンサとし
て示したが、これは本発明の制限ではないことに留意さ
れたい。フィードバック素子１３は、抵抗器，抵抗器と
コンデンサの直列接続など、負荷インピーダンスでもよ
い。
て示したが、これは本発明の制限ではないことに留意さ
れたい。フィードバック素子１３は、抵抗器，抵抗器と
コンデンサの直列接続など、負荷インピーダンスでもよ
い。
【００２４】以上、周波数補償出力信号を与えるための
集積回路および方法が提供されたことが理解される。こ
の集積回路は、積分器，演算増幅器などにおいて有用で
ある。本発明の利点は、積分器回路用途において積分の
範囲を拡大し、かつ増幅器用途において周波数範囲を拡
大することである。
集積回路および方法が提供されたことが理解される。こ
の集積回路は、積分器，演算増幅器などにおいて有用で
ある。本発明の利点は、積分器回路用途において積分の
範囲を拡大し、かつ増幅器用途において周波数範囲を拡
大することである。
【図１】本発明の第１実施例による積分器回路の一例の
概略図である。
概略図である。
【図２】本発明の第１実施例による積分器回路の別の例
の概略図である。
の概略図である。
【図３】本発明の第２実施例による積分器回路の概略図
である。
である。
１０ 積分器回路 １１ トランスコンダクタンス増幅器 １２ 補償ダイオード １３ コンデンサ １４ バイアス段（入力段） １５ ＮＰＮバイポーラ・トランジスタ １６，１７，１８ 電流源 １９，３３ ノード ２０ 積分器回路 ２１ 電界効果トランジスタ ２２ ノード ２３ 補償ダイオード ３０ 積分器回路 ３２ 補償ダイオード ３４，３５ ノード
Claims (4)
- 【請求項１】 集積回路（１０）であって：制御電極
と、第１電流伝達電極と、第２電流伝達電極とを有する
トランスコンダクタンス増幅器（１１）であって、前記
第１電流伝達電極はバイアス電流を受けるべく結合さ
れ、前記第２電流伝達電極は第１動作電位源を受けるべ
く結合される、トランスコンダクタンス増幅器（１
１）；第１端子および第２端子を有する負荷インピーダ
ンス（１３）であって、前記第１端子は差分電流を受け
るべく結合され、前記第２端子は前記トランスコンダク
タンス増幅器（１１）の第１電流伝達電極に結合され、
前記第２端子は前記集積回路（１０）の出力として機能
する、負荷インピーダンス（１３）；第１端子および第
２端子を有するダイオード（１２）であって、前記第１
端子は前記負荷インピーダンス（１３）の第１端子に結
合され、前記第２端子は前記トランスコンダクタンス増
幅器（１１）の制御電極に結合される、ダイオード（１
２）；前記ダイオード（１２）の第１端子に結合された
電流源（１７）；および前記ダイオード（１２）が順方
向導通動作モードにバイアスされるように、前記ダイオ
ード（１２）の第２端子に結合された電流シンク（１
６）；によって構成されることを特徴とする集積回路
（１０）。 - 【請求項２】 集積回路（１０）であって：入力端子
と、第１および第２出力端子とを有する入力段（１
４）；制御電極と、第１電流伝達電極と、第２電流伝達
電極とを有するトランスコンダクタンス増幅器（１１）
であって、前記制御電極は前記入力段（１４）の第１出
力端子に結合され、前記第１電流伝達電極はバイアス電
流を受けるべく結合され、前記第２電流伝達電極は第１
動作電位源を受けるべく結合される、トランスコンダク
タンス増幅器（１１）；第１端子および第２端子を有す
る負荷インピーダンス（１３）であって、前記負荷イン
ピーダンス（１３）の第１端子は、前記入力段（１４）
の第２出力端子に結合され、前記負荷インピーダンス
（１３）の第２端子は、前記トランスコンダクタンス増
幅器（１１）の第１電流伝達電極に結合され、かつ前記
集積回路（１０）の出力として機能する、負荷インピー
ダンス（１３）；および第１および第２端子を有するダ
イオード（１２）であって、前記ダイオード（１２）の
第１端子は、前記負荷インピーダンス（１３）の第１端
子に結合され、前記ダイオード（１２）の第２端子は、
前記入力段（１４）の第１出力端子に結合される、ダイ
オード（１２）；によって構成されることを特徴とする
集積回路（１０）。 - 【請求項３】 集積回路（３０）であって：制御電極
と、第１電流伝達電極と、第２電流伝達電極とを有する
トランスコンダクタンス増幅器（１１）であって、前記
第１電流伝達電極は第１動作電位源を受けるべく結合さ
れる、トランスコンダクタンス増幅器（１１）；第１お
よび第２端子を有するダイオード（３２）であって、前
記第１端子はバイアス電流を受けるべく結合され、前記
第２端子は前記トランスコンダクタンス増幅器（１１）
の第２電流伝達電極に結合される、ダイオード（３
２）；および第１端子および第２端子を有する負荷イン
ピーダンス（１３）であって、前記第１端子は、差分電
流を受けるべく前記トランスコンダクタンス増幅器（１
１）の制御電極に結合され、前記第２端子は前記ダイオ
ード（３２）の第１端子に結合される、負荷インピーダ
ンス（１３）；によって構成されることを特徴とする集
積回路（３０）。 - 【請求項４】 トランスインピーダンス関数を生成する
方法であって：トランスコンダクタンス値と、反転入力
と、出力端子とを有するトランスコンダクタンス増幅器
（１１）を設ける段階；前記トランスコンダクタンス増
幅器（１１）の出力端子と、前記トランスコンダクタン
ス増幅器（１１）の反転入力との間で第１インピーダン
ス（１３）を設ける段階であって、信号電流は前記第１
インピーダンス（１３）に流れて、前記第１インピーダ
ンス（１３）両端で電圧を生成する、段階；前記トラン
スコンダクタンス増幅器（１１）のトランスコンダクタ
ンス値の逆数の関数である値を有する第２インピーダン
ス（１２）を設ける段階であって、信号電流は前記第２
インピーダンス（１２）に流れて、前記第２インピーダ
ンス（１２）両端で電圧を生成する、段階；および前記
第１インピーダンス（１３）および第２インピーダンス
（１２）の両端の電圧と、前記トランスコンダクタンス
増幅器（１１）の反転入力に現れる電圧とを加算して、
前記第１インピーダンス（１３）および入力電流の関数
である電圧を生成する段階；によって構成されることを
特徴とする方法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US08/706,886 US5751192A (en) | 1996-09-03 | 1996-09-03 | Integrated circuit and method for generating a transimpedance function |
| US706886 | 1996-09-03 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10107584A true JPH10107584A (ja) | 1998-04-24 |
Family
ID=24839486
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9250139A Pending JPH10107584A (ja) | 1996-09-03 | 1997-09-01 | トランスインピーダンス関数を発生するための集積回路および方法 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5751192A (ja) |
| EP (1) | EP0828344A3 (ja) |
| JP (1) | JPH10107584A (ja) |
| KR (1) | KR19980024303A (ja) |
| CN (1) | CN1107374C (ja) |
| TW (1) | TW348315B (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6262631B1 (en) * | 1998-04-30 | 2001-07-17 | The Whitaker Corporation | Silicon power bipolar junction transistor with an integrated linearizer |
| US7088175B2 (en) * | 2001-02-13 | 2006-08-08 | Quantum Applied Science & Research, Inc. | Low noise, electric field sensor |
| US6686800B2 (en) * | 2001-02-13 | 2004-02-03 | Quantum Applied Science And Research, Inc. | Low noise, electric field sensor |
| US6961601B2 (en) * | 2003-06-11 | 2005-11-01 | Quantum Applied Science & Research, Inc. | Sensor system for measuring biopotentials |
| EP1678464A2 (en) * | 2003-10-07 | 2006-07-12 | Quantum Applied Science and Research, Inc. | Sensor system for measurement of one or more vector components of an electric field |
| US7173437B2 (en) * | 2004-06-10 | 2007-02-06 | Quantum Applied Science And Research, Inc. | Garment incorporating embedded physiological sensors |
| CA2477615A1 (en) * | 2004-07-15 | 2006-01-15 | Quantum Applied Science And Research, Inc. | Unobtrusive measurement system for bioelectric signals |
| US20060041196A1 (en) * | 2004-08-17 | 2006-02-23 | Quasar, Inc. | Unobtrusive measurement system for bioelectric signals |
| JP4077831B2 (ja) * | 2005-05-11 | 2008-04-23 | 松下電器産業株式会社 | 高周波増幅器 |
| CN101610068B (zh) * | 2009-07-09 | 2012-07-18 | 北京七星华创电子股份有限公司 | 降低放大器噪声系数的电路 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB1140559A (en) * | 1968-01-11 | 1969-01-22 | Standard Telephones Cables Ltd | Repeater amplifiers |
| US3613011A (en) * | 1969-01-08 | 1971-10-12 | Gen Motors Corp | Varactor tone control apparatus |
| GB1473299A (en) * | 1973-08-13 | 1977-05-11 | Rca Corp | Feedback amplifier |
| US4088962A (en) * | 1977-04-06 | 1978-05-09 | Trilling Ted R | Self biasing differential amplifier |
| US4484148A (en) * | 1982-09-13 | 1984-11-20 | National Semiconductor Corporation | Current source frequency compensation for a CMOS amplifier |
| US4553106A (en) * | 1984-03-26 | 1985-11-12 | Motorola, Inc. | Output stage for an operational amplifier |
| US4713625A (en) * | 1986-12-15 | 1987-12-15 | Motorola, Inc. | Circuit for improving power supply rejection in an operational amplifier with frequency compensation |
| US4785258A (en) * | 1987-09-17 | 1988-11-15 | Motorola, Inc. | CMOS amplifier circuit which minimizes power supply noise coupled via a substrate |
| US4857863A (en) * | 1988-08-25 | 1989-08-15 | Motorola, Inc. | Low power output driver circuit with slew rate limiting |
-
1996
- 1996-09-03 US US08/706,886 patent/US5751192A/en not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-08-18 EP EP97114185A patent/EP0828344A3/en not_active Withdrawn
- 1997-09-01 JP JP9250139A patent/JPH10107584A/ja active Pending
- 1997-09-02 TW TW086112639A patent/TW348315B/zh not_active IP Right Cessation
- 1997-09-02 CN CN97117922A patent/CN1107374C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1997-09-03 KR KR1019970045631A patent/KR19980024303A/ko not_active Application Discontinuation
Also Published As
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|---|---|
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| US5751192A (en) | 1998-05-12 |
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| EP0828344A3 (en) | 1999-06-16 |
| CN1107374C (zh) | 2003-04-30 |
| CN1176528A (zh) | 1998-03-18 |
| TW348315B (en) | 1998-12-21 |
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