JPH0954124A - 周波数判定方法及びディジタル信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 複数の周波数が混在する信号の各周波数を速
やかに検出できようにする。 【構成】 受信した変調信号を所要の周波数により直交
復調し（Ｔ１）、直交復調にて得られる２次元出力を所
定サンプル数前の２次元出力に基づき前記変調信号の所
定サンプル期間における位相の変位角に応ずる位相を基
準座標軸に対して持つ２次元データに変換する一次変換
による位置変換を行い（Ｔ２）、位置変換された２次元
データに対する期待値の範囲を決定する係数データ（Ｄ
ＡＴＡ）を判定対象周波数毎に記憶手段から読み出し、
読み出した係数データと前記位置変換にて得られた２次
元データとに基づいて前記変調信号に含まれる所定周波
数の信号の周波数を判定する（Ｔ３）。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、複数周波数が混在した
信号に含まれる当該周波数を判定する技術に係り、例え
ばプッシュボタン式電話の信号周波数を使用したデータ
の伝送装置に利用して有効な技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】データ受信装置において、複数周波数が
混在した信号に含まれる周波数を識別するために、夫々
の周波数に対応した狭帯域フィルタを用いることができ
る。例えば低群４周波の内の何れか１周波と高群４周波
の内の何れか１周波とを含む周波数信号によってプッシ
ュボタンコードを特定するようなＤＴＭＦ信号におい
て、各周波数信号の周波数検出には、ＤＳＰにて実現さ
れる狭帯域フィルタを利用することができる。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】上記夫々の周波数に対
応した狭帯域フィルタを用いる方法によれば、回路にお
ける遅延若しくはディジタル的に多くの動作ステップ数
を要する演算処理により夫々の周波数の検出に時間がか
かるという問題がある。例えば、ＦＩＲ(FiniteImpulse
response Filter)やＩＩＲ(Infinite Impulse respons
e Filter)等のディジタルフィルタリング処理のように
積和演算の繰返し数が多い場合には遅延データとして複
数サンプル前のデータを要することから高速に周波数検
出を行うことができない。さらに所望の特性を持つ回路
の設計が困難であるという不都合がある。例えば、フィ
ルタ特性を所望に設定若しくは変更する場合には遅延要
素の変更若しくはディジタルフィルタにおけるフィルタ
リング処理プログラムに変更を要し、それらは容易に達
成できるものではなかった。

【０００４】本発明者は、そのような周波数判定のため
に、直交復調のようなディジタル検波の技術を利用する
ことについて検討した。ディジタル復調について記載さ
れた文献の例としては特開昭６１−１４５９０６号公報
がある。

【０００５】本発明の目的は、信号の周波数を速やかに
検出でき、かつ周波数の検出許容範囲などに対して所望
の特性を容易に得ることができるようにする技術を提供
することである。

【０００６】本発明の前記並びにその他の目的と新規な
特徴は本明細書の記述及び添付図面から明らかになるで
あろう。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち代表的なものの概要を図１及び図２を参照し
ながら簡単に説明すれば下記の通りである。

【０００８】周波数判定のための処理の概略は、図１に
例示されるように、受信した変調信号を所要の周波数に
より直交復調し（Ｔ１）、直交復調にて得られる２次元
出力を所定サンプル数前の２次元出力に基づき前記変調
信号の所定サンプル期間における位相の変位角に応ずる
位相を基準座標軸に対して持つ２次元データに変換する
一次変換による位置変換を行い（Ｔ２）、位置変換され
た２次元データに対する期待値の範囲を決定する係数デ
ータ（ＤＡＴＡ）を判定対象周波数毎に記憶手段から読
み出し、読み出した係数データと前記位置変換にて得ら
れた２次元データとに基づいて前記変調信号に含まれる
所定周波数の信号の周波数を判定する（Ｔ３）。

【０００９】更に詳細な態様を持って説明する。先ず、
所定周波数でサンプリングされた受信信号に対して周波
数ＦＣ（ＦＣl）により直交復調を行う（第１の処
理）。直交復調は、図１に例示されるように、受信した
変調信号を所要の周波数（ＦＣl）により同期検波し、
同期検波処理にて得られたデータに対して低域通過フィ
ルタリング処理を行うことによって実現される。直交変
調によって得られる２次元出力は図２の（Ｂ）に例示さ
れるように｜ＦＣl−Ｆｋ｜の周波数成分を持つ。Ｆｋ
は検出しようとする信号周波数である。検出しようとす
る周波数Ｆｋが例えば６９７Ｈｚ，７７０Ｈｚ，８５２
Ｈｚ，９４１Ｈｚを中心周波数とする場合に前記検波の
搬送波周波数に相当するような周波数ＦＣを、６９７Ｈ
ｚと９４１Ｈｚの中間周波数（ＦＣl）とすると、直交
変調によって得られる２次元出力Ｉ０、Ｑ０（Ｉ０l、
Ｑ０l）は図２の（Ｃ）に例示されるような向きで回転
される信号点を形成することができる。

【００１０】次に、前記第１の処理にて得られた２次元
出力Ｉ０、Ｑ０（Ｉ０l、Ｑ０l）と所定サンプル数前
（例えば１サンプル前）のサンプリング信号に対する２
次元出力Ｉ１、Ｑ１（Ｉ１l、Ｑ１l）に対し、Ｉ２＝Ｉ
０・Ｉ１＋Ｑ０・Ｑ１とＱ２＝Ｉ１・Ｑ０―Ｑ１・Ｉ０
を算出して、図２の（Ｅ）に例示されるように前記変調
信号の１サンプル期間における位相の変位角（θ２）に
応ずる位相（θ２）を基準座標軸（Ｉ）に対して持つ２
次元データＩ２，Ｑ２（Ｉ２l、Ｑ２l）を得る。即ち、
上記Ｉ２，Ｑ２を得るための算出式は、ＩＱ平面におい
て、ベクトルＩ１，Ｑ１（Ｉ１l，Ｑ１l）に対するベク
トルＩ０，Ｑ０（Ｉ０l，Ｑ０l）の位置関係をＩＱ平面
のＩ軸を基準とする位置に写像若しくは位置変換する、
２行２列の一次変換式を用いた行列の積の各成分毎の等
式とされる。

【００１１】そして、検出しようとする周波数をＦｋ
（ｋ＝１〜ｎ）、サンプリング周波数をＦＳとすると
き、夫々のＦｋに対して用意されている係数データＳｋ
＝Ｓｉｎ［２・π・（Ｆｋ―ＦＣ）／ＦＳ］とＣｋ＝Ｃ
ｏｓ［２・π・（Ｆｋ―ＦＣ）／ＦＳ］を、判定対象周
波数毎に記憶手段から読み出す。図２に例示される
（Ｆ）の場合には、周波数Ｆｋに対して上限を規定する
係数データＣｐlｋ，Ｓｐlｋと下限を規定する係数デー
タＣｍlｋ，Ｓｍlｋが読出される。読み出された係数デ
ータＳｋ（Ｓｐlｋ，Ｓｍlｋ），Ｃｋ（Ｃｐlｋ，Ｃｍl
ｋ）に対しては、前記２次元データＩ２，Ｑ２（Ｉ２
l，Ｑ２l）を利用してＳｋ・Ｉ２―Ｃｋ・Ｑ２を算出す
る。これによって算出された値の正負に応じて、その係
数データに対応される周波数Ｆｋの信号を前記受信信号
が含むか否かを判定する。

【００１２】

【作用】上記手段によれば、まず入力受信信号の周波数
をＦＩとすると、周波数ＦＣの搬送波により直交復調を
行うと、Ｉ、Ｑ出力は図２の（Ｃ）に例示されるよう
に、ＩＱ平面上で角速度２・π・（Ｆｋ―ＦＣ）／ＦＳ
で回転する信号点の座標に相当する。さらに、回転演算
にてＩ２＝Ｉ０・Ｉ１＋Ｑ０・Ｑ１とＱ２＝Ｉ１・Ｑ０
―Ｑ１・Ｉ０を算出することにより、図２の（Ｄ）に示
されるように、座標（Ｉ２、Ｑ２）とＩＱ平面上でのＩ
軸とのなす角（θ２）が、すなわち図２の（Ｅ）に例示
されるように、Ｉ１、Ｑ１とＩ０、Ｑ０のＩＱ平面上で
の回転角（θ２）に相当する。また、予め格納されてい
る上記Ｓｋ、Ｃｋ（ｋ＝１〜ｎ）について、Ｑｋ＝Ｓｋ
・Ｉ２―Ｃｋ・Ｑ２を算出する。そうすれば、Ｑｋの値
の正負により、ＦＩがＦｋと比較して高いか低いかを判
定できる。さらに、上記操作をｋ＝１からｎまで繰り返
すことにより、周波数Ｆｋ（ｋ＝１〜ｎ）の全てに対し
て検出することができる。上記演算は、遅延データとし
ては１サンプル前のＩ、Ｑを使用するのみであるため、
検出の遅延は高々１／ＦＳであり、速やかな周波数検出
が可能となる。

【００１３】

【実施例】図３は本発明に係る周波数信号検出技術を適
用したデータ伝送装置の一実施例システム構成図であ
る。同図に示されるシステムは、プッシュボタン電話器
の中で音声データの処理を行うと共に、プッシュボタン
に使用される信号例えばＤＴＭＦ（デュアル・トーン・
マルチ・フリクエンシ）信号を送受信する処理を行い、
全体の制御を司るＭＰＵ（マイクロプロセッサ）１、Ｄ
ＳＰ（ディジタル・シグナル・プロセッサ）２、音声入
力装置３からの音声データをＡ／Ｄ変換してＤＳＰ２に
与えるＡ／Ｄ変換器４、ＤＳＰ２からのディジタルデー
タをＤ／Ａ変換して音声出力装置５に与えるＤ／Ａ変換
器で６によって構成される。Ａ／Ｄ変換器４は、音声入
力装置３から入力されたアナログ音声信号をディジタル
音声データに変換し、ＤＳＰ２に入力する。Ｄ／Ａ変換
器６は、ＤＳＰ２から出力されるディジタル音声データ
をアナログ音声信号に変換し音声出力装置５に出力す
る。ＤＳＰ２は、音声の符号化復号化処理に加えて、上
記プッシュボタンコードに対応する周波数のＤＴＭＦ信
号を発生し、また、上記プッシュボタンコードに使用さ
れる信号周波数の検出を行う。ＤＳＰ２は通信制御装置
７ともインタフェースされ、通信制御装置７はＤＴＭＦ
信号や音声情報の通信制御を行う。ＤＳＰ２は、特に制
限されないが、上記処理を全て内蔵プログラムにより実
行する。ＭＰＵ１は、ＤＳＰ２の制御を行うとともに、
図示を省略するプッシュボタン入力装置とＤＳＰ２の間
でプッシュボタンコードの受渡しを行う。

【００１４】前記プッシュボタン信号はプッシュボタン
コードに対応される信号であって、同時に伝送される２
つの周波数を含む信号とされる。これら２つの周波数
は、２つの分割された帯域に属しており、夫々の帯域に
は４つの周波数が含まれている。これよりプッシュボタ
ンは１６の異なったコードを伝送することができる。そ
のようなプッシュボタン信号が前記ＤＴＭＦ信号であ
る。ＤＴＭＦ信号における前記２つの帯域とそれに含ま
れる４つの周波数は、例えば、低群周波数が、６９７Ｈ
ｚ、７７０Ｈｚ、８５２Ｈｚ、９４１Ｈｚの４通り、高
群周波数が１２０９Ｈｚ、１３３６Ｈｚ、１４７７Ｈ
ｚ、１６３３Ｈｚの４通りに規定される。

【００１５】図４には前記ＤＳＰ２の一例ブロック図が
示される。このＤＳＰ２は、特に制限されないが、汎用
ＤＳＰと同様の構成とされる。すなわち、ＤＳＰ２は、
演算されるデータ（被演算データ）を格納するデータＲ
ＡＭ２００と、所定の演算で使用される係数等を格納す
るデータＲＯＭ２０１を内蔵しており、上記データＲＡ
Ｍ２００とデータＲＯＭ２０１に格納されている被演算
データや係数等がマルチプレクサ２０２を介してデータ
レジスタ２０３，２０４に供給され、このレジスタ２０
３，２０４から乗算器２０５に供給される。上記乗算器
２０５での演算結果は乗算値レジスタ２０６に一旦保持
され、加減算機能を有する加算器２０７に供給される。
加算器２０７において算出された演算結果は、一旦アキ
ュムレータ２０８に保持されてから、データバス２０９
を介して上記データＲＡＭ２００に格納されるようにな
っている。２０はＤＳＰ演算部である。

【００１６】前記データバス２０９は、入出力ポート２
１０を介してＭＰＵ１とインタフェースされ、入出力ポ
ート２１１を介して通信制御装置７とインタフェースさ
れ、入出力ポート２１２を介してＡ／Ｄ変換器４とＤ／
Ａ変換器６にインタフェースされる。前記入出力ポート
２１０は、前記ＭＰＵ１から制御コマンドを受け取った
りプッシュボタン信号の検出等の内部状態をＭＰＵ１に
通知したりするために利用される。前記入出力ポート２
１１はシリアル／パラレル変換器を供え、ディジタル音
声データはこのシリアル／パラレル変換器を介して前記
Ａ／Ｄ変換器４及びＤ／Ａ変換器６との間で転送される
ようになっている。前記入出力ポート２１２もシリアル
／パラレル変換器を有し、符号化データはこのシリアル
／パラレル変換器を介して通信制御装置７との間で転送
されるようになっている。

【００１７】更にＤＳＰ２は、前記アキュムレータ２０
８とデータＲＡＭ２００との間のデータ転送や乗算器２
０５、加算器２０７等を所定の演算アルゴリズムに従っ
て動作させるためのマイクロプログラムが格納されたイ
ンストラクションＲＯＭ２１４を有する。このインスト
ラクションＲＯＭ２１４に対するアクセスアドレスはマ
イクロインストラクションアドレスコントローラ２１５
が生成する。マイクロインストラクションアドレスコン
トローラ２１５はＭＰＵ１から与えられる制御コマンド
やＡ／Ｄ変換器４などから与えられる割込みによって、
マイクロ命令系列の先頭アドレスを生成する。マイクロ
インストラクションアドレスコントローラ２１５から出
力されたマイクロ命令系列の先頭アドレスによってイン
ストラクションＲＯＭ２１４から先頭のマイクロ命令が
読出される。読み出されたマイクロ命令は、インストラ
クションレジスタ２１６に保持され、コントロールロジ
ック２１７に供給される。コントロールロジック２１７
はマイクロ命令をデコードし、かつ適当なタイミングで
内部の各種制御信号を形成して乗算器２０５や加算器２
０７等に供給してその動作を制御すると共に、インスト
ラクションＲＯＭ２１４のネクストアドレスを形成して
マイクロインストラクションアドレスコントローラ２１
５に与える。これによって制御コマンドや割込みなどに
よってに指示されるデータ処理手順が制御される。

【００１８】図５には前記インストラクションＲＯＭ２
１４が保有するマイクロプログラムによって実行される
処理の全体的な手順の一例が示される。同図に示される
処理フローは、例えばＡ／Ｄ変換器４にディジタル音声
データが入ってきたことを受けて割込が発生することに
より開始され、それによって先ずＡ／Ｄ変換器４からデ
ィジタル音声データが取り込まれる（ステップＳａ）。
特に制限されないが、本実施例では、上記ディジタル音
声データによる割込は８ｋＨｚの周期で発生する。この
ときプッシュボタン入力装置からコードが入力された場
合（ステップＳｂの有）、ＤＳＰ２はそのコードに対応
する信号周波数をＤＳＰ内部でディジタル信号データと
して発生させ（ステップＳｃ）、入力されたディジタル
音声データに加算し（ステップＳｄ）、これを符号デー
タに符号化して（ステップＳｅ）、通信回線へ出力する
（ステップＳｆ）。また、通信回線から、符号化データ
が入力されると、ＤＳＰ２はそれを取り込んで（ステッ
プＳｇ）、ディジタル音声データに復号化する（ステッ
プＳｈ）。この後、プッシュボタン信号を検出するとそ
れに対する解析若しくは判定を行い（ステップＳｉ）、
また、復号化されたディジタル音声データは、Ｄ／Ａ変
換器に８ｋＨｚの周期で出力される（ステップＳｊ）。

【００１９】図６〜図９にはプッシュボタン信号を検出
する処理の詳細な制御フローが示される。先ず、復号化
されたディジタル音声データＤ０が取り込まれる（ステ
ップＳ１）。プッシュボタン信号のうち最も高い周波数
は１６３３Ｈｚであることより、ディジタル音声データ
Ｄ０は低域通過フィルターにより２０００Ｈｚ以下の帯
域に制限される（ステップＳ２）。低域通過フィルタか
ら出力されたディジタル音声データＤ１に対しては、低
域通過フィルタの遮断周波数（２０００Ｈｚ）に応じ
て、サンプリング周波数ＦＳ１＝４０００Ｈｚで処理さ
れる。これは、処理サイクルの周波数を必要最小限の周
波数まで落とすことによりＤＳＰ２によるデータ処理量
を低減することを目的とする。

【００２０】次に、ディジタル音声データＤ１に対して
低群同期検波処理（ステップＳ３）と検波されたデータ
に対する低域通過フィルタリング処理（ステップＳ４，
Ｓ５）が施され、同様に高群同期検波処理（ステップＳ
６）と検波されたデータに対する低域通過フィルタリン
グ処理（ステップＳ７，Ｓ８）が施される。これらの処
理は図１に示される直交復調とされる。

【００２１】低群同期検波処理（ステップＳ３）におい
ては、８１９Ｈｚの搬送波周波数ＦＣlを想定し、これ
により下記の数式〔１〕，〔２〕に従った処理が行われ
る。ここで８１９Ｈｚの周波数は、低群周波数において
最も低い周波数６９７Ｈｚと最も高い周波数９４１Ｈｚ
の中間の周波数である。ｎはサンプル番号である。 ＤＩl＝Ｄ１・Ｓｉｎ（２・π・ｎ・ＦＣl／ＦＳ１）…〔１〕 ＤＱl＝Ｄ１・Ｃｏｓ（２・π・ｎ・ＦＣl／ＦＳ１）…〔２〕 上記数式〔１〕，〔２〕の処理は見掛け上、例えばＦＳ
Ｋ（Frequency Shift Keying）信号に対する同期検波の
一種である直交変換（直交復調）に類似の処理である。
ＤＩlを同相成分、ＤＱlを直交成分とも称する。例え
ば、Ｄ１＝Ｓｉｎ（２・π・ｎ・Ｆｋ／ＦＳ１）とする
と（Ｆｋ；検出しようとする信号周波数）、上記数式
〔２〕より、 ＤＱl＝Ｄ１・Ｃｏｓ（２・π・ｎ・ＦＣl／ＦＳ１） ＝Ｓｉｎ（２・π・ｎ・Ｆｋ／ＦＳ１）・Ｃｏｓ（２・π・ｎ・ＦＣl／Ｆ Ｓ１） ＝［Ｓｉｎ｛２・π・ｎ（Ｆｋ＋ＦＣl）／ＦＳ１｝＋Ｓｉｎ｛２・π・ｎ （Ｆｋ−ＦＣl）／ＦＳ１｝］／２…〔２’〕 とされ、上記数式〔１〕より ＤＩl＝Ｄ１・Ｓｉｎ（２・π・ｎ・ＦＣl／ＦＳ１） ＝Ｓｉｎ（２・π・ｎ・Ｆｋ／ＦＳ１）・Ｓｉｎ（２・π・ｎ・ＦＣl／Ｆ Ｓ１） ＝［Ｃｏｓ｛２・π・ｎ（Ｆｋ−ＦＣl）／ＦＳ１｝−Ｃｏｓ｛２・π・ｎ （Ｆｋ＋ＦＣl）／ＦＳ１｝］／２…〔１’〕 とされる。尚、本実施例では、低群周波数に関する処理
のための定数やデータと、高群周波数に関する処理のた
めの定数やデータとを、サフィックスl(low)とh(high)
とによって区別するようにしている。表記上サフィック
スlは数値１とは区別されていることに注意されたい。

【００２２】低域通過フィルタリング処理（ステップＳ
４，Ｓ５）においては同期検波処理（ステップＳ３）の
結果ＤＩl，ＤＱlに対して高域成分の除去が行われ、２
チャネルの演算結果Ｉ０l、Ｑ０lを得る。ここで低域フ
ィルターの遮断周波数は、高群と低群の帯域を分ける閾
値周波数１０７５Ｈｚを８１９Ｈｚの搬送周波数にて同
期検波で変換して得られる周波数である２５６Ｈｚに設
定する。これにより例えば上記数式〔１’〕の例ではそ
の第２項目［−Ｃｏｓ｛２・π・ｎ（Ｆｋ＋ＦＣl）／
ＦＳ１｝］が必ず遮断されて第１項目［Ｃｏｓ｛２・π
・ｎ（Ｆｋ−ＦＣl）／ＦＳ１｝］が必ず通過される。
同様に上記数式〔２’〕の例ではその第１項目［Ｓｉｎ
｛２・π・ｎ（Ｆｋ＋ＦＣl）／ＦＳ１｝］が必ず遮断
されて第２項目［Ｓｉｎ｛２・π・ｎ（Ｆｋ−ＦＣl）
／ＦＳ１｝］が必ず通過される。したがって、 Ｉ０l＝Ｃｏｓ｛２・π・ｎ（Ｆｋ−ＦＣl）／ＦＳ１｝…〔１”〕 Ｑ０l＝Ｓｉｎ｛２・π・ｎ（Ｆｋ−ＦＣl）／ＦＳ１｝…〔２”〕 とされる。ここで、ＦＣl＝８１９Ｈｚ、Ｆｋ＝６９７
Ｈｚ，７７０Ｈｚ，８５２Ｈｚ，９４１Ｈｚとすると、
上記Ｉ０l，Ｑ０lで規定される値は、時系列的なサンプ
リングに従って図２の（Ｃ）で示される方向に変化され
る信号点の座標として把握される。即ち、周波数ＦＣl
の搬送波により直交復調を行い、上述の低域通過フィル
タリング処理を行うことにより、Ｉ０l，Ｑ０lに代表さ
れる値は、ＩＱ平面上で角速度２・π・ｎ（Ｆｋ―ＦＣ
l）／ＦＳ１で回転する信号点の座標に相当されること
になる。

【００２３】同様に、高群同期検波処理（ステップＳ
６）では、１４２１Ｈｚの搬送波周波数ＦＣhを想定
し、これにより下記の数式〔３〕，〔４〕に従った処理
が行われる。ここで１４２１Ｈｚの周波数は、高群周波
数において最も低い周波数１２０９Ｈｚと最も高い周波
数１６３３Ｈｚの中間の周波数である。ｎはサンプル番
号である。 ＤＩh＝Ｄ１・Ｓｉｎ（２・π・ｎ・ＦＣh／ＦＳ１）…〔３〕 ＤＱh＝Ｄ１・Ｃｏｓ（２・π・ｎ・ＦＣh／ＦＳ１）…〔４〕 上記数式〔３〕，〔４〕の処理は前記同様に見掛け上、
例えばＦＳｋ信号に対する同期検波の一種である直交変
換（直交復調）に類似の処理とされる。ＤＩhを同相成
分、ＤＱhを直交成分とも称する。例えば、Ｄ１＝Ｓｉ
ｎ（２・π・ｎ・Ｆｋ／ＦＳ１）とすると（Ｆｋ；検出
しようとする信号周波数）、上記数式〔４〕より、 ＤＱh＝Ｄ１・Ｃｏｓ（２・π・ｎ・ＦＣh／ＦＳ１） ＝Ｓｉｎ（２・π・ｎ・Ｆｋ／ＦＳ１）・Ｃｏｓ（２・π・ｎ・ＦＣh／Ｆ Ｓ１） ＝［Ｓｉｎ｛２・π・ｎ（Ｆｋ＋ＦＣh）／ＦＳ１｝＋Ｓｉｎ｛２・π・ｎ （Ｆｋ−ＦＣh）／ＦＳ１｝］／２…〔４’〕 とされ、上記数式〔３〕より ＤＩh＝Ｄ１・Ｓｉｎ（２・π・ｎ・ＦＣh／ＦＳ１） ＝Ｓｉｎ（２・π・ｎ・Ｆｋ／ＦＳ１）・Ｓｉｎ（２・π・ｎ・ＦＣh／Ｆ Ｓ１） ＝［Ｃｏｓ｛２・π・ｎ（Ｆｋ−ＦＣh）／ＦＳ１｝−Ｃｏｓ｛２・π・ｎ （Ｆｋ＋ＦＣh）／ＦＳ１｝］／２…〔３’〕 とされる。

【００２４】低域通過フィルタリング処理（ステップＳ
７，Ｓ８）においては同期検波処理（ステップＳ６）の
結果ＤＩh，ＤＱhに対して高域成分の除去が行われ、２
チャネルの演算結果Ｉ０h、Ｑ０hを得る。ここで低域フ
ィルターの遮断周波数は、高群低群の帯域を分ける閾値
周波数１０７５Ｈｚを１４２１Ｈｚの搬送周波数にて同
期検波で変換して得られる周波数である３４６Ｈｚに設
定する。これにより例えば上記数式〔３’〕の例ではそ
の第２項目［−Ｃｏｓ｛２・π・ｎ（Ｆｋ＋ＦＣh）／
ＦＳ１｝］が必ず遮断されて第１項目［Ｃｏｓ｛２・π
・ｎ（Ｆｋ−ＦＣh）／ＦＳ１｝］が必ず通過される。
同様に上記数式〔４’〕の例ではその第１項目［Ｓｉｎ
｛２・π・ｎ（Ｆｋ＋ＦＣh）／ＦＳ１｝］が必ず遮断
されて第２項目［Ｓｉｎ｛２・π・ｎ（Ｆｋ−ＦＣh）
／ＦＳ１｝］が必ず通過される。したがって、 Ｉ０h＝Ｃｏｓ｛２・π・ｎ（Ｆｋ−ＦＣh）／ＦＳ１｝…〔３”〕 Ｑ０h＝Ｓｉｎ｛２・π・ｎ（Ｆｋ−ＦＣh）／ＦＳ１｝…〔４”〕 とされる。ここで、ＦＣh＝１４２１Ｈｚ、Ｆｋ＝１２
０９Ｈｚ，１３３６Ｈｚ，１４７７Ｈｚ，１６３３Ｈｚ
とすると、上記Ｉ０h，Ｑ０hで規定される値は、図２の
（Ｃ）に示されるように、ＩＱ平面上で角速度２・π・
ｎ（Ｆｋ―ＦＣh）／ＦＳ１で回転する信号点の座標に
相当されることになる。

【００２５】上記低域通過フィルタリング処理（ステッ
プＳ４，Ｓ５，Ｓ７，Ｓ８）によって得られた値ＤＩ
l、ＤＱl、ＤＩh、ＤＱhは、その処理の遮断周波数（２
５６Ｈｚ，４４７Ｈｚ）より明らかなように、全て、帯
域５００Ｈｚ以下に抑えられるため、図７〜図９に示さ
れるそれ以降の処理では、サンプリング周波数ＦＳ２＝
１０００Ｈｚで処理を行うことによってＤＳＰ２による
データ処理量の低減を可能にしている。

【００２６】先ず前記出力Ｉ０l，Ｑ０lによって特定さ
れる座標点とその１サンプル前の出力Ｉ１l，Ｑ１lによ
って特定される座標点とのＩＱ平面上における回転角度
に着目した位置変換の処理が行われる（ステップＳ
９）。この処理は、図１の一次変換による位置変換処理
とされ、１サンプル前の同期検波及び低域通過フィルタ
リング処理で得られたデータをＩ１l，Ｑ１lとすると、
下記の数式〔５〕，〔６〕に従ってＩ２l，Ｑ２lを得る
処理とされる。 Ｉ２l＝Ｉ０l・Ｉ１l＋Ｑ０l・Ｑ１l…〔５〕 Ｑ２l＝Ｑ０l・Ｉ１l−Ｉ０l・Ｑ１l…〔６〕 上記Ｉ２l，Ｑ２lを得るための算出式は、ＩＱ平面にお
いて、ベクトルＩ１l，Ｑ１lに対するベクトルＩ０l，
Ｑ０lの位置関係をＩＱ平面のＩ軸を基準とする位置に
写像若しくは位置変換する、２行２列の一次変換式を用
いた行列の積の各成分毎の等式とされる。

【００２７】上記の処理を行うことで、ベクトル（Ｉ２
l、Ｑ２l）とＩ軸のなす角度をθ２とすると、図２の
（Ｄ），（Ｅ）に例示されるように、ベクトル（Ｉ０
l、Ｑ０l）の位相が、１サンプル前からθ２だけ変動し
たということが言える。換言すれば、ＩＱ平面上でのＩ
軸と座標（Ｉ２l、Ｑ２l）とのなす角度が、Ｉ１l、Ｑ
１lとＩ０l、Ｑ０lのＩＱ平面上での回転角度に相当す
る。したがって、ディジタル音声データＤの周波数が定
常的にＦｋであったとすると、前記数式〔１”〕，
〔２”〕，〔３”〕，〔４”〕より、前後のサンプリン
グデータに関して、常にθ２＝２・π・（Ｆｋ―ＦＣ）
／ＦＳが成り立つことになる。ステップＳ９の処理を行
った後、前記データＩ０l、Ｑ０lは、次のサンプルデー
タに対するステップＳ９の処理のために１サンプル期間
保持するためにデータＲＡＭ２００に格納される（ステ
ップＳ１０）。

【００２８】ここで、信号周波数の一つＦｋを±Ｐｋ％
の精度で検出すると仮定する。すなわち、ディジタル音
声データＤの周波数がＦｍｋ＝Ｆｋ・（１―Ｐｋ／１０
０）からＦｐｋ＝Ｆｋ・（１＋Ｐｋ／１００）の範囲に
入っていれば、Ｆｋの周波数を検出したとみなす。そこ
で、前記数式〔１”〕，〔２”〕，〔３”〕，〔４”〕
に対応させて、下記数式〔７〕〜〔１０〕で表せる４種
の係数を一つの信号周波数に対して夫々データＲＯＭ２
０１に格納しておく。ＦＣは、高群に関しては１４２１
Ｈｚの搬送周波数（Ｆｃh）とされ、低群に関しては８
１９Ｈｚの搬送周波数（Ｆｃl）とされる。 Ｃｐｋ＝Ｃｏｓ［２・π・（Ｆｐｋ―ＦＣ）／ＦＳ２］…〔７〕 Ｓｐｋ＝Ｓｉｎ［２・π・（Ｆｐｋ―ＦＣ）／ＦＳ２］…〔８〕 Ｃｍｋ＝Ｃｏｓ［２・π・（Ｆｍｋ―ＦＣ）／ＦＳ２］…

〔９〕 Ｓｍｋ＝Ｓｉｎ［２・π・（Ｆｍｋ―ＦＣ）／ＦＳ２］…〔１０〕

【００２９】データＲＯＭ２１０に格納される前記数式
〔７〕〜〔１０〕で示されるデータの一覧は図１０に例
示される。図１０は高群及び低群夫々４種類の中心周波
数についてのデータを例示する。図１０の表記では、前
記数式〔７〕〜〔１０〕におけるサフィックスｋをl１
〜l４，h１〜h４としており、lは低群周波数、hは高群
周波数を意味し、１〜４は夫々４種類の中心周波数を意
味する。図１０においてＦｔはＦｐｋ，Ｆｍｋを意味す
る。図１１にはデータＲＯＭ２０１に格納される上記デ
ータのＩＱ平面上での概念図が示される。図１１におい
てハッチング部分が、対応する中心周波数に対する判定
許容範囲とされる。

【００３０】前記データＲＯＭ２０１の内容を用いる周
波数判定処理は、ステップＳ１１〜Ｓ１３によって行わ
れる。先ず、低群周波数の検出に関し、上記（Ｉ２l、
Ｑ２l）に対して、数式〔１１〕，〔１２〕に従ってＱ
ｐlｋ、Ｑｍlｋを得る。 Ｑｐlｋ＝Ｑ２l・Ｃｐlｋ−Ｉ２l・Ｓｐlｋ…〔１１〕 Ｑｍlｋ＝Ｑ２l・Ｃｍlｋ−Ｉ２l・Ｓｍlｋ…〔１２〕 上記数式〔１１〕は、ＩＱ平面上における関数Ｑ＝（Ｓ
ｐlｋ／Ｃｐlｋ）・Ｉに対して座標点（Ｉ２l，Ｑ２l）
が当該関数にて特定される直線の上側にあるか下側にあ
るかを判定するために利用され、同様に数式〔１２〕
は、ＩＱ平面上における関数Ｑ＝（Ｓｍlｋ／Ｃｍlｋ）
・Ｉに対して座標点（Ｉ２l，Ｑ２l）が当該関数にて特
定される直線の上側にあるか下側にあるかを判定するた
めに利用される。ここで、ステップＳ１２，Ｓ１３にて
Ｑｐlｋ＜０、かつＱｍlｋ＞０が成り立てば、信号周波
数Ｆlｋを検出したとする。即ち、信号周波数Ｆlｋは図
１１のハッチング部分に含まれることになる。さらに、
上記ステップＳ１１〜Ｓ１３の処理をｋ＝１〜４まで４
回繰り返せば、Ｆl１〜Ｆl４の低群４周波について逐次
的に検出と未検出のチェックをすることが可能にされ
る。４回の各処理における周波数検出状態はステップＳ
１４にてＭＰＵ１に通知され、周波数未検出状態はステ
ップＳ１５にてＭＰＵ１に通知される。尚、Ｆl１〜Ｆl
４の低群４周波についての逐次的な検出と未検出のチェ
ックにおいて一度周波数検出を行うことができた場合に
はそれ以降の検出処理を省くことも可能であるが、誤検
出防止の観点からは実施例のようにＦl１〜Ｆl４の低群
４周波について全て逐次的な検出と未検出のチェックを
行うことが得策である。

【００３１】次に、高群周波数につき同様に周波数検出
のための処理が行われる。先ず、前記出力Ｉ０h，Ｑ０h
によって特定される座標点とその１サンプル前の出力Ｉ
１h，Ｑ１hによって特定される座標点とのＩＱ平面上に
おける回転角度を算出する処理が行われる（ステップＳ
１６）。即ち、１サンプル前の同期検波及び低域通過フ
ィルタリング処理で得られたデータをＩ１h，Ｑ１hとす
ると、下記の数式〔１３〕，〔１４〕に従ってＩ２h，
Ｑ２hを得る。 Ｉ２h＝Ｉ０h・Ｉ１h＋Ｑ０h・Ｑ１h…〔１３〕 Ｑ２h＝Ｑ０h・Ｉ１h−Ｉ０h・Ｑ１h…〔１４〕 その後、前記データＩ０h、Ｑ０hは、次のサンプルデー
タに対するステップＳ１６の処理のために１サンプル期
間保持するためにデータＲＡＭ２００に格納される（ス
テップＳ１７）。

【００３２】そして前記データＲＯＭ２０１に格納され
ているデータを用いた高群周波数判定処理に当たり、上
記（Ｉ２h、Ｑ２h）に対して、数式〔１５〕，〔１６〕
に従ってＱｐhｋ、Ｑｍhｋを得る（ステップＳ１８）。 Ｑｐhｋ＝Ｑ２h・Ｃｐhｋ−Ｉ２h・Ｓｐhｋ…〔１５〕 Ｑｍhｋ＝Ｑ２h・Ｃｍhｋ−Ｉ２l・Ｓｍhｋ…〔１６〕 ここで、ステップＳ１９，Ｓ２０にてＱｐhｋ＜０、か
つＱｍhｋ＞０が成り立てば、信号周波数Ｆhｋを検出し
たとする。さらに、上記ステップＳ１８〜Ｓ２０処理を
ｋ＝１〜４まで４回繰り返せば、Ｆh１〜Ｆh４の高群４
周波数について逐次的な検出と未検出のチェックをする
ことが可能にされる。４回の各処理における周波数検出
状態はステップＳ２１にてＭＰＵ１に通知され、周波数
未検出状態はステップＳ２２にてＭＰＵ１に通知され
る。

【００３３】上記図７及び図８の処理により、Ｆl１〜
Ｆl４の何れか１つの周波数を検出し、かつＦh１〜Ｆh
４の何れか１つの周波数を検出した場合（ステップＳ２
３，Ｓ２４）、１つのプッシュボタンコードを検出した
とみなすことができる。

【００３４】本実施例では更に、検出の信頼度を上げる
ために下記の数式〔１７〕，〔１８〕に従って信号周波
数のエネルギーを算出する（ステップＳ２５）。下記数
式〔１７〕，〔１８〕はＩＱ平面上における原点から座
標点までの距離の２乗とされる。 ＰＷl＝Ｉ０l・Ｉ０l＋Ｑ０l・Ｑ０l…〔１７〕 ＰＷh＝Ｉ０h・Ｉ０h＋Ｑ０h・Ｑ０h…〔１８〕 そして、ＰＷl，ＰＷhの値が双方ともに予め設定された
最小検出レベル値ＰＷlｍｉｎ，ＰＷhｍｉｎより大きく
（ステップＳ２６，Ｓ２７）、かつ高群低群のレベル差
があらかじめ設定された値ＴＷ以内であること（ステッ
プＳ２８）を検出の条件とし、これを判定対象に加える
ことにより誤検出を防ぐことができる。上記処理を経て
検出されたプッシュボタンコードは入出力ポートを介し
てＭＰＵ１に通知される。

【００３５】上記実施例によれば以下の作用効果を得
る。〔１〕上記実施例の周波数判定のための演算処理
は、遅延データとして１サンプル前のデータＩ，Ｑを使
用するのみであるため、検出の遅延は高々１／ＦＳであ
り、速やかに周波数検出を行うことができる。ＦＩＲや
ＩＩＲ等のディジタルフィルタリング処理のように積和
演算の繰返し数が多い場合には遅延データとして複数サ
ンプル前のデータを要することから高速に周波数検出を
行うことができない。

【００３６】〔２〕周波数の検出精度を変更する場合に
は、図１０に例示されるＲＯＭ２０１の格納データを変
更するだけで済む。精度を高くする場合には各周波数の
上限と下限の値を中心周波数に関して近付けるようにす
ればよい。この意味においてデータＲＯＭ２０１を電気
的に書換可能なＥＰＲＯＭ，ＥＥＰＲＯＭ，フラッシュ
メモリなどで構成すれば周波数検出特性の変更を極めて
容易に行うことができる。特にシステム上で書換可能な
フラッシュメモリなどを用いれば、システムのチューニ
ング結果に従って所要のデータをシステム上でデータＲ
ＯＭ２０１に格納することができる。前記ＰＷlｍｉ
ｎ，ＰＷhｍｉｎ，ＴＷの値をデータＲＯＭ２０１に格
納する場合にも上記同様に、ＥＰＲＯＭ，ＥＥＰＲＯ
Ｍ，フラッシュメモリを採用することが得策である。

【００３７】〔３〕信号周波数のエネルギーを算出して
周波数判定を行うことによって、検出精度を更に向上さ
せることができる。

【００３８】以上本発明者によってなされた発明を実施
例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に
限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で
種々変更可能であることは言うまでもない。例えば上記
実施例ではＤＳＰのような汎用プロセッサーとそのソフ
トウエアで実現しているが、上記個々の処理を例えば図
１に示される機能毎に個別的に実現するハードウエア部
品で構成されてもよい。また、実施例では、プッシュボ
タン電話の信号周波数を利用したデータ伝送システムを
例にとって説明したが、この発明はそれに限定されず、
複数の周波数をデータ列に対応させた周波数変調方式に
よるデータ伝送システム、さらにＦＭ変調方式によるア
ナログ信号伝送システムなどにも適用することができ
る。

【００３９】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記
の通りである。

【００４０】すなわち、同期検波若しくは直交復調にお
いて低域通過フィルターを使用する以外には、いかなる
処理の遅延も帰還経路も必要ない。また遅延データとし
ては１サンプル前の直交復調データを利用するだけでも
十分である。したがって、速やかかつ安定に周波数検出
を行うことができる。さらに、設定される周波数や周波
数の検出精度は、簡単な演算により算出される係数デー
タにより自在に設定できるため、周波数判定のための回
路やソフトウェアの設計及び変更を容易に行うことがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】周波数判定方法を実現する一例機能ブロック図
である。

【図２】周波数判定方法の主な処理を概略的に示す説明
図である。

【図３】本発明に係る周波数信号検出技術を適用したデ
ータ伝送装置の一実施例システム構成図である。

【図４】ＤＳＰの一例ブロック図である。

【図５】インストラクションＲＯＭが保有するマイクロ
プログラムによって実行されるＤＳＰの全体的な処理の
一例フローチャートである。

【図６】プッシュボタン信号検出手段の動作フローチャ
ートである。

【図７】プッシュボタン信号検出手段の図６に続く動作
フローチャートである。

【図８】プッシュボタン信号検出手段の図７に続く動作
フローチャートである。

【図９】プッシュボタン信号検出手段の図８に続く動作
フローチャートである。

【図１０】本実施例におけるデータＲＯＭに格納される
データの一例説明図である。

【図１１】データＲＯＭに格納されるデータのＩＱ平面
上での概念図である。

【符号の説明】 Ｔ１ 直交復調 Ｔ２ 一次変換による位置変換 Ｔ３ 周波数判定 ＤＡＴＡ 係数データ １ ＭＰＵ ２ ＤＳＰ ２０ ＤＳＰ演算部 ２００ データＲＡＭ ２０１ データＲＯＭ ２０５ 乗算器 ２０７ 加算器 ２１５ マイクロインストラクションコントローラ ２１４ インストラクションＲＯＭ ２１６ インストラクションレジスタ ２１７ コントロールロジック

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信した変調信号を所要の周波数により
   同期検波する第１の処理と、 第１の処理にて得られたデータに対して低域通過フィル
   タリング処理を行う第２の処理と、 第２の処理にて得られる２次元出力を所定サンプル数前
   の２次元出力に基づき前記変調信号の所定サンプル期間
   における位相の変位角に応ずる位相を基準座標軸に対し
   て持つ２次元データに変換する第３の処理と、 第３の処理にて変換された２次元データに対する期待値
   の範囲を決定する係数データを判定対象周波数毎に記憶
   手段から読み出し、読み出した係数データと前記第３の
   処理にて変換された２次元データとに基づいて前記変調
   信号に含まれる所定周波数の信号の周波数を判定する第
   ４の処理と、を含むことを特徴とする周波数判定方法。
2. 【請求項２】 前記受信した変調信号は検出すべき複数
   の周波数を含むＤＴＭＦ信号であることを特徴とする請
   求項１記載の周波数判定方法。
3. 【請求項３】 前記第３及び第４の処理における信号の
   サンプリング周波数は、前記第１及び第２の処理におけ
   る信号のサンプリング周波数よりも低くすることを特徴
   とする請求項１又は２記載の周波数判定方法。
4. 【請求項４】 所定周波数でサンプリングされた受信信
   号に対して周波数ＦＣにより直交復調を行う第１の処理
   と、 第１の処理にて得られた２次元出力Ｉ０、Ｑ０と所定サ
   ンプル数前のサンプリング信号に対する２次元出力Ｉ
   １、Ｑ１に対し、Ｉ２＝Ｉ０・Ｉ１＋Ｑ０・Ｑ１とＱ２
   ＝Ｉ１・Ｑ０―Ｑ１・Ｉ０を算出して、前記変調信号の
   所定サンプル期間における位相の変位角に応ずる位相を
   基準座標軸に対して持つ２次元データＩ２，Ｑ２を得る
   第２の処理と、 検出しようとする周波数をＦｋ（ｋ＝１〜ｎ）、サンプ
   リング周波数をＦＳとするとき、夫々のＦｋに対して用
   意されている係数データＳｋ＝Ｓｉｎ［２・π・（Ｆｋ
   ―ＦＣ）／ＦＳ］とＣｋ＝Ｃｏｓ［２・π・（Ｆｋ―Ｆ
   Ｃ）／ＦＳ］を、判定対象周波数毎に記憶手段から読み
   出し、読み出した係数データＳｋ，Ｃｋに対し、前記第
   ２の処理にて得られた２次元データＩ２，Ｑ２を利用し
   てＳｋ・Ｉ２―Ｃｋ・Ｑ２を算出する第３の処理と、 第３の処理にて算出された値の正負に応じて、前記受信
   信号が周波数Ｆｋの信号を含むか否かを判定する第４の
   処理と、を含むことを特徴とする周波数判定方法。
5. 【請求項５】 データを一時的に記憶する第１のデータ
   記憶手段と、係数データを保有する第２の記憶手段と、
   乗算器と加算器を有し前記第１及び第２の記憶手段に格
   納されたデータに基づいてディジタル信号処理演算を行
   う演算手段と、演算対象データを入力し且つ演算結果を
   出力可能な外部インタフェース手段と、前記記憶手段、
   演算手段及びインタフェース手段に対する動作を制御す
   る制御手段とを供え、 前記制御手段は、外部インタフェース手段から供給され
   た変調信号に対して演算手段にて直交復調を行い、直交
   復調にて得られた２次元出力を、所定サンプル数前に第
   １のデータ記憶手段に格納されている２次元出力に基づ
   き前記変調信号の所定サンプル期間における位相の変位
   角に応ずる位相を基準座標軸に対して持つ２次元データ
   に変換し、これによって変換された２次元データに対す
   る期待値の範囲を決定する係数データを判定対象周波数
   毎に前記第２の記憶手段から読み出し、読み出した係数
   データと前記２次元データとに基づいて前記変調信号に
   含まれる所定周波数の信号の周波数を判定するものであ
   ることを特徴とするディジタル信号処理装置。
6. 【請求項６】 前記第２の記憶手段は電気的に書き換え
   可能なＲＯＭであることを特徴とする請求項５記載のデ
   ィジタル信号処理装置。