JPH0952071A

JPH0952071A - 振動発生装置

Info

Publication number: JPH0952071A
Application number: JP22855695A
Authority: JP
Inventors: Nagao Mizutani; 長夫水谷; Shigeru Kamata; 茂鎌田
Original assignee: Sayama Precision Ind Co Ltd
Current assignee: Sayama Precision Ind Co Ltd
Priority date: 1995-08-14
Filing date: 1995-08-14
Publication date: 1997-02-25

Abstract

(57)【要約】【課題】振動部の構成を簡単化でき、配線が少なくて
済み、電気機械エネルギー変換効率が高く、安定した振
動が得られる振動発生装置を提供すること。【解決手段】永久磁石１４が発生する磁界と駆動コイ
ル１８に周期的に流れる電流との作用によって、駆動コ
イル１８に鎖交する磁束が駆動コイル８に対して相対移
動するように機械的に振動する振動部１１と、駆動信号
Ｓｄを受け、その駆動信号に対応して大きさが周期的に
変化する電流を駆動コイル１８に流す駆動回路２０と、
駆動回路２０に駆動信号を与える振動制御部２５とを備
え、振動制御部２５が、駆動コイル１８の両端間に誘起
される誘起電圧信号に基づいて駆動信号の周波数および
デューティ比を変化させて振動部１１の振動を制御す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、主にページャ等の
携帯型呼出装置に用いられる振動発生装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】携帯型呼出装置において、呼出があった
ことを振動で知らせるために振動発生装置が用いられて
いる。この種の振動発生装置のうち、永久磁石が発生す
る磁束と交差する位置に配置したコイルに周期的に電流
を流すことによって、例えば、コイルと永久磁石とが接
近、離反を繰り返すように往復させて、振動を発生させ
るものが知られている。

【０００３】このような従来の振動発生装置では、図１
５に示すように、永久磁石１との間で振動に必要な力を
生じさせるための駆動コイル２に、振動検出用の検出コ
イル３を巻き込んで一つのコイルブロック４を形成する
とともに、この検出コイル３に発生する電圧を増幅器５
ａによって正帰還して、駆動コイル２に対して断続的に
電流を流す自励発振式の駆動回路５で振動を継続させて
いた。

【０００４】この駆動回路５は、電源スイッチ６がオン
になり電池７の電力が供給されると、駆動コイル２に電
流を流して永久磁石１をコイルブロック４から離し（ま
たは近づけ）、この移動によって検出コイル３に生じた
誘起電圧によって駆動コイル２の電流を絶ち、永久磁石
１がコイルブロック４に近づく（または離れる）ときに
検出コイル３に生じた誘起電圧によって駆動コイル２に
電流を流す、という動作を繰り返し行ない、振動を継続
的に発生させる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
ように駆動コイル２と検出コイル３とを用いて自励式の
駆動回路５で振動を発生する従来の振動発生装置では、
コイルブロック４の構成が複雑で、その検査やコイルブ
ロック４と駆動回路５との間の配線が煩雑化し、装置と
しての信頼性を低下させるという問題があった。

【０００６】また、少ない消費電力で大きな振動を得る
ためには、駆動コイル２の巻き数を増やして永久磁石１
との間に発生する力を増す必要があるが、小型化が要求
されている呼出装置等では、検出コイル３のスペースを
確保しながら駆動コイル２の巻き数を増すことは困難で
あり、電気機械エネルギー変換効率が低いという問題が
あった。

【０００７】また、前記したような自励発振式の振動発
生装置では、振動部に対する僅かな外力や電源電圧の変
動等の外的要因によって振動が不安定になるという問題
があった。

【０００８】本発明は、この課題を解決し、振動部の構
成を簡単化でき、配線が少なくて済み、電気機械エネル
ギー変換効率が高く、安定した振動が得られる振動発生
装置を提供することを目的としている。

【０００９】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明の請求項１記載の振動発生装置は、永久磁石
と駆動コイルとを有し、前記永久磁石が発生する磁界と
前記駆動コイルに周期的に流れる電流との作用によっ
て、該駆動コイルに鎖交する磁束が該駆動コイルに対し
て相対移動するように機械的に振動する振動部と、駆動
信号を受け、該駆動信号に対応して大きさが周期的に変
化する電流を前記駆動コイルに流す駆動回路と、前記駆
動回路に駆動信号を与えるとともに、該駆動信号を前記
駆動コイルの両端間に誘起される誘起電圧信号に基づい
て変化させて前記振動部の振動を制御する振動制御部と
を備えている。

【００１０】また、本発明の請求項２記載の振動発生装
置は、請求項１記載の振動発生装置において、前記駆動
回路は、駆動信号のレベルに応じてオンオフして前記駆
動コイルに断続的に電流を流すスイッチング素子で構成
され、前記振動制御部は、前記スイッチング素子がオフ
状態にあるときの前記誘起電圧信号に基づいて前記駆動
信号を可変して前記振動部の振動を制御するように構成
されている。

【００１１】また、本発明の請求項３記載の振動発生装
置は、請求項２記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク値に基づいて前記
駆動信号を可変して前記振動部の振動を制御するように
構成されている。

【００１２】また、本発明の請求項４記載の振動発生装
置は、請求項３記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク値が所定値に近づ
くように前記駆動信号の前記駆動コイルに対する通電時
間率を変化させて前記振動部の振幅を制御するように構
成されている。

【００１３】また、本発明の請求項５記載の振動発生装
置は、請求項２記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク発生タイミングに
基づいて前記駆動信号の周波数を変化させて前記振動部
の振動を制御するように構成されている。

【００１４】また、本発明の請求項６記載の振動発生装
置は、請求項５記載の振動発生装置において、前記振動
制御部は、前記誘起電圧信号のピーク発生タイミングが
所定タイミングに近づくように前記駆動信号の周波数を
変化させて前記振動部の振動を制御するように構成され
ている。

【００１５】また、本発明の請求項７記載の振動発生装
置は、請求項２または請求項５記載の振動発生装置にお
いて、前記振動制御部は、前記誘起電圧信号と該誘起電
圧信号を所定時間遅延した信号との電圧比較を行ない、
該比較結果が反転するタイミングに基づいて前記誘起電
圧信号のピーク発生タイミングを検出するように構成さ
れている。

【００１６】このように本発明の振動発生装置は、駆動
コイルの両端に発生する誘起電圧信号に基づき駆動回路
に対する駆動信号を変化させて、振動部の振動を制御し
ているので、検出コイルが不要となり、その構造や検査
および配線作業を簡単化でき、製品としての信頼性が向
上し、また、検出コイルを用いない分だけ小型化が可能
になり、検出コイルを用いない分だけ駆動コイルの巻き
数を増すことができるの電気機械エネルギー変換効率を
向上させることができる。

【００１７】また、駆動回路のオフ期間の誘起電圧信号
のピーク発生タイミングが駆動信号の周波数に依存して
変化し、誘起電圧信号のピーク値が駆動信号の駆動コイ
ルに対する通電時間率に依存して変化するという事象に
注目して、ピーク発生タイミングを所定タイミングに近
づけ、またピーク値を所定値に近づけるように駆動信号
の周波数と通電時間率とを制御することによって、より
効率的で且つ振動振幅の安定した振動を得ることができ
る。

【００１８】

【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施の形態を説明する。図１は、本発明を適用した振動発
生装置の全体構成を示すブロック図、図２は、振動部１
１の概略図である。

【００１９】この振動発生装置の振動部１１は、図２に
示すように、基部１２と、基部１２の上方に配置され上
面側が閉口された円筒状の外ヨーク１３と、ヨーク１３
の内部に同心状に固定された円柱状の永久磁石１４と、
永久磁石１４の下端面に固定された円板状の内ヨーク１
５と、基部１２の上面１２ａに対して接近、離反できる
ように外ヨーク１３を支持する板バネ等の弾性材１６
と、円筒状に巻かれその上部を外ヨーク１３と内ヨーク
１５の隙間（磁気ギャップ）１７に進入した状態で基部
１２の上面に固定された駆動コイル１８とで構成されて
いる。

【００２０】この振動部１１は、内ヨーク１５からヨー
ク１３へ至る磁束中の駆動コイル１８に断続的に電流を
流すことによって、永久磁石１４およびヨーク１３、１
５を基板１２の上面に接近、離反するように振動する。

【００２１】振動部１１の駆動コイル１８の一端１８ａ
は図１に示すように駆動回路２０に接続され、他端１８
ｂは接地されている。駆動回路２０は、後述する振動制
御部２５から出力されるパルス状の駆動信号Ｓｄのレベ
ルに応じてオンオフするスイッチング素子２１で構成さ
れ、例えば駆動信号Ｓｄのレベルがハイレベルになると
閉成して、駆動コイル１８の一端１８ａを負の電源−Ｖ
に接続して駆動コイル１８に電流を流し、駆動信号がロ
ーレベルになると開成して、駆動コイル１８の一端１８
ａを開放する。

【００２２】なお、このスイッチング素子２１として、
トランジスタ、ＦＥＴあるいは発光素子とフォトトラン
ジスタを組合わせたフォトカプラ等を使用することがで
きる。また、この振動発生装置に対する電源の供給は、
振動が必要なときにオンするスイッチ（図示せず）を介
してなされる。

【００２３】スイッチング素子２１をオンオフして、振
動部１１の駆動コイル１８に断続的に電流を流したと
き、駆動コイル１８の両端の電圧は、図３に示すよう
に、スイッチング素子２１のオン期間では−Ｖとなり、
スイッチング素子２１のオフ期間Ｔでは、駆動コイル１
８が永久磁石１４の磁束を横切るように相対移動するこ
とによって誘起電圧信号Ｖａが電圧が発生する。

【００２４】ここで、駆動信号の周波数およびデューテ
ィ比（駆動コイル１８に対する通電時間率）と、駆動コ
イル１８の両端に生じる誘起電圧信号Ｖａの波形との関
係について説明する。

【００２５】この誘起電圧信号Ｖａが最大となるのは、
機械的振動の速度が最も速いときであり、駆動信号の周
期が振動系の固有振動周期より短ければ、誘起電圧信号
Ｖａのピーク発生タイミングが遅れると考えられる。ま
た、誘起電圧信号Ｖａのピーク値は振動系の振動速度に
応じて大きくなり、この振動が正弦振動であるならば、
ピーク値の大きさは振幅に対応していると考えられ、さ
らにこの種の振動系の振幅は、供給される電気エネルギ
ーの大きさに応じて変化する。

【００２６】つまり、この誘起電圧信号Ｖａのピーク発
生タイミングは駆動信号の周波数と振動部１１の固有振
動数の差に依存して変化し、また、そのピーク値は、電
源電圧が一定ならば駆動コイル１８の通電時間率、即
ち、駆動信号のデューティ比に依存して変化することに
なる。

【００２７】例えば、前記した振動部１１に対してその
固有振動数Ｆｏより低い周波数Ｆｄの駆動信号を与えた
とき、図４の（ａ）に示すように誘起電圧信号Ｖａのピ
ークＰがオフ期間Ｔの前半側で発生し、固有振動数Ｆｏ
より高い周波数Ｆｄの駆動信号Ｓｄを与えたとき、図４
の（ｃ）のようにピークＰがオフ期間Ｔの後半側で発生
し、固有振動数Ｆｏとほぼ等しい周波数Ｆｄの駆動信号
を与えたとき、図４の（ｂ）のように波形のピークＰが
オフ期間Ｔのほぼ中間で発生することが実験によっても
認められた。

【００２８】したがって、この誘起電圧信号Ｖａのピー
ク発生タイミングがスイッチング素子２１のオフ期間Ｔ
の中間となるように駆動信号Ｓｄの周波数Ｆｄを制御す
れば、駆動信号の周波数と振動部１１の固有振動数がほ
ぼ等しくなり最も効率の良い振動が得られることにな
る。

【００２９】また、駆動信号のデューティ比が大きくな
る（駆動回路２０のオン期間が長くなる）と誘起電圧信
号Ｖａのピーク値が大きくなり、逆に、デューティ比が
小さくなると誘起電圧信号Ｖａのピーク値が小さくなる
ことも確認されている。したがって、このピーク値が一
定になるように、駆動信号のデューティ比を制御すれ
ば、振動部１１の振動振幅を安定にすることができる。

【００３０】図１に示した振動制御部２５は、上記した
原理に基づいて振動部１１を効率的に且つ安定に振動さ
せるために設けられたものであり、駆動コイル１８の両
端に発生する誘起電圧信号Ｖａに基づいて駆動回路２０
に対する駆動信号Ｓｄの周波数およびデューティ比を変
化させて、振動部１１の振動を制御する。

【００３１】以下、図１のブロック図および図５〜図７
に基づいてこの振動制御部２５の構成を説明する。な
お、図５〜図７は、図１に示した各ブロックの内部構成
の一例を示したものであり、図５は振動制御部２５のア
ナログ部の回路例、図６は振動制御部２５の周波数制御
部３０のディジタル部の回路例、図７は振動制御部２５
のデューティ比制御部４０のディジタル部の回路例を示
している。

【００３２】振動制御部２５は、図１に示しているよう
に、誘起電圧検出回路２６、周波数制御部３０およびデ
ューティ比制御部４０によって構成されている。

【００３３】誘起電圧検出回路２６は、例えば図５に示
すように、演算増幅器Ａ１によって負の入力に対しては
出力をほぼ零にクランプし、正の入力のみを同相で増幅
出力するように構成され、図３に示した駆動コイル１８
の両端に発生する電圧信号のうち、負の電源−Ｖ成分を
除いて誘起電圧信号Ｖａ成分のみを周波数制御部３０お
よびデューティ比制御部４０へ出力する。

【００３４】周波数制御部３０は、誘起電圧信号Ｖａの
ピーク発生タイミングを検出するためのピークタイミン
グ検出回路３１と、所定周波数Ｆｃのクロック信号を発
生するクロック信号発生回路３４、クロック信号を分周
するための第１、第２の分周器３５、３６と、このピー
ク発生タイミングが駆動コイル１８の通電遮断期間のほ
ぼ中間となるように分周比を可変制御する分周比制御回
路３７とによって構成されている。

【００３５】ピークタイミング検出回路３１は、図８の
（ａ）に示すように、誘起電圧信号Ｖａと、この誘起電
圧信号Ｖａを遅延回路３２によって所定時間Δｔだけ遅
延した遅延信号Ｖａ′との電圧の大小を第１の比較器３
３で行ない、例えば、図８の（ｂ）のように誘起電圧信
号Ｖａが遅延信号Ｖａ′より大きい間はローレベル、誘
起電圧信号Ｖａが遅延信号Ｖａ′より小さい間はハイレ
ベルとなる信号をピークタイミング信号として出力す
る。

【００３６】なお、この遅延回路３２の遅延時間Δｔ
は、後述する分周信号φ１、φ２の周期に比べて非常に
短く設定されており、ピークタイミング信号が立ち上が
るタイミングは、誘起電圧信号Ｖａのピーク発生タイミ
ングとほぼ等しい。このように遅延回路３２と第１の比
較器３３でピーク発生タイミングを検出するピークタイ
ミング検出回路３１は、図５に示すようにＣＲ積分回路
とアナログコンパレータＣＰ１で構成することができ、
例えば、誘起電圧信号を高速にサンプリングしてそのサ
ンプリングしたレベルの増減方向が変化するタイミング
を検出する方法等に比べ、極めて簡単な構成で、しかも
必要十分な検出精度を有している。

【００３７】一方、第１の分周器３５は、クロック信号
発生回路３４で発生したクロック信号を後述する分周比
制御回路３７によって可変される分周比Ｎで分周して、
周波数Ｆｃ／Ｎの分周信号φ０を第２の分周器３６へ出
力する。第２の分周器３６は、第１の分周器３５の出力
を固定分周比Ｍで分周して、図９の（ａ）、（ｂ）に示
すように、周波数がＦｃ／（Ｎ・Ｍ）、デューティ比が
５０パーセントで互いに９０度位相の異なる２相の分周
信号φ１、φ２と、分周信号φ０を分周比Ｍより少ない
分周比で分周した分周信号φ３とを出力する。

【００３８】２相の分周信号φ１、φ２のうち、９０度
位相の遅れた分周信号φ２は、その立ち下がりタイミン
グが駆動コイル１８の通電遮断期間Ｔの中間を示す信号
として、分周比制御回路３７に出力されている。

【００３９】図６では、このクロック信号発生回路３４
および第１の分周器３５を、発振機能付きのバイナリカ
ウンタＣ１と４ビットのディジタルコンパレータＣＰ２
とで構成し、また、第２の分周器３６をバイナリカウン
タＣ２および排他的論理和回路ＥＸＯＲ１で構成してい
る。

【００４０】バイナリカウンタＣ１は、ＣＲによって発
振させた所定周波数Ｆｃのクロック信号を、内部の複数
段の２進カウンタでカウントして、その４〜８段目まで
のカウント出力をディジタルコンパレータＣＰ２に並列
出力する。なお、このバイナリカウンタＣ１の内部の２
進カウンタは前段のカウント出力の立ち下がりでカウン
トが進む形式のものである。ディジタルコンパレータＣ
Ｐ２は、バイナリカウンタＣ１の８段目のカウント出力
がハイレベルになってから、４〜７段目までのカウント
出力と、後述する分周比制御回路３７からの分周比デー
タＤｎとを比較し、バイナリカウンタＣ１の４〜７段目
のカウント出力が分周比データＤｎを越えたことを示す
比較信号を分周信号φ０としてバイナリカウンタＣ２へ
出力し、また、この信号φ０によってバイナリカウンタ
Ｃ１をリセットする。

【００４１】バイナリカウンタＣ１の８段目の出力はそ
のリセット時からクロック信号が１２８個発生したとき
にハイレベルに立ち上がり、このとき４〜７段目の出力
は

〔００００〕に戻る。

【００４２】したがって、分周比データＤｎが例えば

〔００００〕の場合、１３６（＝１２８＋８）個のクロ
ック信号が発生する毎に比較信号（分周信号φ０）が１
つ出力されることになり、分周比データＤｎが例えば
〔１１１１〕の場合、２５６（＝１２８＋８×１６）個
のクロック信号が発生する毎に比較信号（分周信号φ
０）が１つ出力されることになる。つまり、この分周比
Ｎは、分周比データＤｎに対して〔１２８＋８（Ｄｎ＋
１）〕となり、１３６、１４４、……、２４８、２５６
の範囲で設定できる。

【００４３】また、バイナリカウンタＣ２は、分周信号
φ０（ディジタルコンパレータＣＰ２の出力）を内部の
複数段の２進カウンタでカウントして、その１〜５段目
までのカウント値を出力する。なお、このバイナリカウ
ンタＣ２も前段信号の立ち下がりで計数が進むものであ
り、その１〜４段目までの４ビットのカウンタ出力は分
周信号φ３としてデューテイ比制御部４０へ出力され、
また、５段目のカウント出力、即ち、分周信号φ０を１
／３２に分周した信号は分周信号φ２として分周比制御
回路３７へ出力される。また、その４段目と５段目のカ
ウント出力は排他的論理和回路ＥＸＯＲ１に出力され、
その排他的論理和出力は、分周信号φ２より９０度位相
が進んだ分周信号φ１としてデューティ比制御部４０へ
出力される。

【００４４】したがって、第１、第２の分周器３５、３
６による総合の分周比（Ｎ×Ｍ）は、（１３６×３２）
〜（２５６×３２）の範囲で、（８×３２）ステップで
変化させることができる。また、クロック信号の周波数
Ｆｃは分周信号φ１、φ２の周波数がほぼ２００Ｈｚ〜
１００Ｈｚの間で変化するように設定されている。

【００４５】なお、図６では、第１の分周器３５をバイ
ナリカウンタＣ１とディジタルコンパレータＣＰ２とで
構成した例を示したが、カウンタとコンパレータが一体
化されたプログラマブル分周器を第１の分周器３５とし
て用いてもよい。

【００４６】分周比制御回路３７は、分周信号φ２の立
ち下がりタイミング（駆動回路２０のオフ期間の中間）
と第１の比較器３３の出力が反転するタイミングとを比
較して、第１の分周器３２の分周比Ｎの値を可変する。

【００４７】即ち、分周信号φ２の立ち下がり時に第１
の比較器３３の出力レベルがＬレベルであれば、第１の
分周器３５の分周比データＤｎを２進数で１だけ増加し
て分周出力の周波数を低下させ、逆に、分周信号φ２の
立ち下がり時に第１の比較器３３の出力レベルがＨレベ
ルであれば、第１の分周器３５の分周比データＤｎを２
進数で１だけ減少して分周出力の周波数を上昇させる。
この分周比制御回路３７は、電源投入時に第１の分周器
３５に対して分周比データＤｏを初期設定する。

【００４８】この分周比制御回路３７は、図６に示して
いるように、第１の比較器３３の出力を直列に接続され
たインバータＩＮＶ１、２を介して、オア回路ＯＲ１、
２とインバータＩＮＶ３とからなる判定部へ入力させ
る。一方のオア回路ＯＲ１の一方の入力端子には、第１
の比較器３３の出力（インバータＩＮＶ２の出力）がＩ
ＮＶ３によって反転されて入力され、他方のオア回路Ｏ
Ｒ２の一方の入力端子には、第１の比較器３３の出力
（インバータＩＮＶ２の出力）がそのまま入力されてい
る。

【００４９】また、２つのオア回路ＯＲ１、２の他方の
入力端子には判定パルスＨが入力される。この判定パル
スＨは、分周信号φ２（バイナリカウンタＣ２の５段目
のカウント出力）をインバータＩＮＶ４で反転した信号
と、このインバータＩＮＶ４の出力を３つのインバータ
ＩＶ５〜ＩＶ７で遅延した信号とをナンド回路ＮＡＮＤ
１に入力して得たものであり、分周信号φ２の立ち下が
りに同期した幅の狭いローレベルパルスである。

【００５０】したがって、一方のオア回路ＯＲ１は、第
１の比較器３３の出力がハイレベルの間に判定パルスＨ
が入力されたとき、即ち、誘起電圧信号Ｖａのピーク発
生タイミングより通電遮断期間Ｔの中間タイミングの方
が遅いとき判定パルスＨに同期したパルスを出力し、他
方のオア回路ＯＲ２は、第１の比較器３３の出力がロー
レベルの間に判定パルスＨが入力されたときのみ、即
ち、誘起電圧信号Ｖａのピーク発生タイミングより通電
遮断期間の中間タイミングの方が早いとき判定パルスＨ
に同期したパルスを出力する。

【００５１】２つのオア回路ＯＲ１、２の出力は、出力
値のプリセットおよびアップカウント、ダウンカウント
が可能な４ビットのバイナリカウンタＣ３に入力されて
いる。バイナリカウンタＣ３は、一方のオア回路ＯＲ１
からローレベルパルスを受ける毎に出力値を１ずつ減少
させ、また、他方のオア回路ＯＲ２からローレベルパル
スを受ける毎に出力値を１ずつ増加させる。このバイナ
リカウンタＣ３の４ビット出力は、分周比データＤｎと
してディジタルコンパレータＣＰ２に出力され、前記し
た第１の分周器３５の分周比Ｎを変化させる。なお、バ
イナリカウンタＣ３には、電源オン時に分周比データＤ
ｎｏがプリセットされる。

【００５２】一方、図１に示すように第２の分周器３６
から出力される分周信号φ１、φ３はデューティ比制御
部４０に入力される。デューティ比制御部４０は、誘起
電圧信号Ｖａと基準電圧Ｖｒの電圧の大小を比較する第
２の比較器４１と、周波数が分周信号φ１と等しくパル
ス幅が任意に可変できる駆動信号Ｓｄを出力するパルス
幅可変回路４２とを有し、誘起電圧信号Ｖａのピーク値
が基準電圧Ｖｒに近づくように駆動信号Ｓｄのパルス
幅、即ち駆動信号のデューティ比を可変制御する。

【００５３】以下、図１、図５および図７に基づいてこ
のデューティ比制御部４０の構成を説明する。第２の比
較器４１は、図５に示しているように、アナログコンパ
レータＣＰ３によって誘起電圧信号Ｖａと基準電圧Ｖｒ
とを比較し、誘起電圧信号Ｖａが基準電圧Ｖｒより大き
いときローレベルを出力し、誘起電圧信号Ｖａが基準電
圧Ｖｒより小さいときハイレベルを出力する。

【００５４】パルス幅可変回路４２は、図９の（ｃ）に
示すように、分周信号φ１の立ち上がり時から分周信号
φ３の歩進を監視し、分周信号φ３の歩進数が基準値Ｐ
よりαだけ少ない値になったタイミング、即ち、分周信
号φ１の立ち上がり時から（Ｐ−α）・Ｔａ時間後（Ｔ
ａは分周信号φ３の歩進周期）にハイレベルに立ち上が
り、分周信号φ３の歩進数が基準値Ｐよりαだけ多い値
になったタイミング、即ち、分周信号φ１の立ち上がり
時から（Ｐ＋α）・Ｔａ時間後にローレベルに立ち下が
るパルス信号を駆動信号Ｓｄとして出力する。なお、基
準値Ｐは、時間Ｐ・Ｔａが分周信号φ１のハイレベル期
間の半分に等しくなる値に予め設定されている。

【００５５】図７に示したパルス幅可変回路４２は、Ｐ
が８でαが１〜８の範囲で設定できる具体的な回路例を
示したものである。この回路は、分周信号φ３の値（バ
イナリカウンタＣ２の１〜４段目までのカウント出力
値）と、４ビットの設定データとの大小を比較する２つ
のディジタルコンパレータＣＰ４、ＣＰ５を有してお
り、一方のディジタルコンパレータＣＰ４は分周信号φ
３の値が設定データより小のときにはローレベルの比較
信号を出力し、また、分周信号φ３の値が設定データ以
上のときにはハイレベルの比較信号を出力する。また、
他方のディジタルコンパレータＣＰ５は、分周信号φ３
の値が設定データ以下のときにはハイレベルの比較信号
を出力し、また、分周信号φ３の値が設定データより大
のときにはローレベルの比較信号を出力する。両ディジ
タルコンパレータＣＰ４、ＣＰ５の比較信号はオア回路
ＯＲ３に入力されている。

【００５６】なお、バイナリカウンタＣ２は、前記した
ように入力信号および前段の信号の立ち下がりで計数が
進む形式のものであるから、分周信号φ３の４段目のカ
ウント出力は図９の（ｄ）に示すように分周信号φ１と
同期して立ち上がり分周信号φ１のハイレベル期間の中
間でローレベルになる。また、１〜３段までのカウント
出力は、４段目の出力が立ち上がるとき全てローレベル
となる。したがって、この回路では、分周信号φ１が立
ち上がったときの分周信号φ３の初期値は〔１０００〕
となり、以後〔１００１〕、〔１０１０〕、〔１０１
１〕、……、〔１１１１〕と歩進して、分周信号φ１の
ハイレベル期間の中間で桁上がりして

〔００００〕とな
る。そして、さらに〔０００１〕、〔００１０〕、〔１
０１１〕、……、〔０１１１〕と歩進して、分周信号φ
１の立ち下がり時に〔１０００〕になる。

【００５７】つまり、分周信号φ１が立ち上がったとき
から分周信号φ１のハイレベル期間の中間までの間分周
信号φ３の４ビット目の出力は常に〔１〕であり、分周
信号φ１のハイレベル期間の中間からその立ち下がりま
での間分周信号φ３の４ビット目の出力は常に

〔０〕で
ある。

【００５８】よって、ここでは、一方のディジタルコン
パレータＣＰ４の４ビットの設定データのうち、最上位
ビットをハイレベルに固定し、３ビットのパルス幅デー
タβと分周信号φ３の下位３ビットとの比較を行い、ま
た、他方のディジタルコンパレータＣＰ５の４ビットの
設定データのうち、最上位ビットをローレベルに固定
し、３ビットのパルス幅データβをインバータＩＮＶ８
〜ＩＮＶ１０でそれぞれ反転したデータβ′（＝α）と
分周信号φ３の下位３ビットとの比較を行なうようにし
ている。

【００５９】したがって、一方のディジタルコンパレー
タＣＰ４からは、分周信号φ１の立ち上がり時から分周
信号φ３の下位３ビットがパルス幅データβより小の間
はローレベルで、分周信号φ３の下位３ビットがパルス
幅データβに等しくなってから分周信号φ１のハイレベ
ル期間の中間までハイレベルとなる比較信号が出力さ
れ、そして他方のディジタルコンパレータＣＰ４から
は、分周信号φ１のハイレベル期間の中間から分周信号
φ３の下位３ビットがデータβ′を越えるまでハイレベ
ルとなる比較信号が出力されることになり、オア回路Ｏ
Ｒ３からは、分周信号φ１のハイレベル期間の中間をパ
ルスの幅中心とし、２・α・Ｔａ＝２・（８−β）・Ｔ
ａの幅のパルスが出力される。

【００６０】このオア回路ＯＲ３の出力は、分周信号φ
１とともにナンド回路ＮＡＮＤ２に入力され、その出力
はインバータＩＮＶ１１に入力される。したがって、こ
のインバータＩＮＶ１１からは、図９の（ｃ）に示した
ように、パルス幅が２・α・Ｔａの駆動信号Ｓｄが出力
される。

【００６１】一方、パルス幅制御回路４３は、図１に示
しているように、ピークタイミング検出回路３１から出
力されるピークタイミング信号が立ち上がるときの第２
の比較器４１の出力レベルに応じて、パルス幅可変回路
４２に対するパルス幅データβ（＝Ｐ−α）を可変す
る。

【００６２】即ち、ピークタイミング信号の立ち上がり
時の第２の比較器４１の出力レベルがハイレベルの場
合、パルス幅データβを１だけ増加して駆動信号Ｓｄの
デューティ比を減少させ、逆に、ピークタイミング信号
の立ち上がり時の第２の比較器４１の出力レベルがロー
レベルの場合、パルス幅データβを１だけ減少して駆動
信号Ｓｄのデューティ比を増加させる。なお、このパル
ス幅制御回路４３は電源投入時にパルス幅可変回路４２
に対して初期パルス幅データβｏを設定する。

【００６３】パルス幅制御回路４３の具体的な回路は図
７に示されている。図７に示すパルス幅制御回路４３
は、ナンド回路ＮＡＮＤ２の出力と、第２の比較器４１
の出力と論理和をナンド回路ＮＡＮＤ３でとり、その出
力をインバータＩＮＶ１２およびオア回路ＯＲ４、ＯＲ
５とからなる判定部へ入力している。

【００６４】一方のオア回路ＯＲ４の一方の入力端子に
は、ナンド回路ＮＡＮＤ３の出力がＩＮＶ１２によって
反転されて入力され、他方のオア回路ＯＲ５の一方の入
力端子には、ナンド回路ＮＡＮＤ３の出力がそのまま入
力されている。

【００６５】また、２つのオア回路ＯＲ４、ＯＲ５の他
方の入力端子には判定パルスＧが入力される。この判定
パルスＧは、図６に示した分周比制御回路３７のインバ
ータＩＮＶ２の入力信号（ピークタイミング信号を反転
した信号）と、その出力信号を３つのインバータＩＮＶ
１３〜ＩＮＶ１５で遅延した信号とをオア回路ＯＲ６に
入力して得たものであり、ピークタイミング信号の立ち
上がりに同期した幅の狭いローレベルパルスである。

【００６６】したがって、一方のオア回路ＯＲ４は、ナ
ンド回路ＮＡＮＤ３の出力がハイレベルの間に判定パル
スＧが入力されたとき、即ち、誘起電圧信号Ｖａのピー
ク値が基準電圧Ｖｒより低いとき判定パルスＧに同期し
たローレベルのダウンパルスを出力し、他方のオア回路
ＯＲ５は、ナンド回路ＮＡＮＤ３の出力がローレベルの
間に判定パルスＧが入力されたとき、即ち、誘起電圧信
号Ｖａのピーク値が基準電圧Ｖｒより大きいとき判定パ
ルスＧに同期したローレベルのアップパルスを出力す
る。

【００６７】２つのオア回路ＯＲ４、ＯＲ５の出力は、
それぞれオア回路ＯＲ６、ＯＲ７を介して、出力値のプ
リセットおよびアップカウント、ダウンカウントが可能
な４ビットのバイナリカウンタＣ４に入力されている。
バイナリカウンタＣ４は、一方のオア回路ＯＲ６からダ
ウンパルスを受ける毎に出力値を１ずつ減少させ、ま
た、他方のオア回路ＯＲ７からアップパルスを受ける毎
に出力値を１ずつ増加させる。このバイナリカウンタＣ
４の下位３ビット出力は、パルス幅データβとしてパル
ス幅可変回路４２に出力される。バイナリカウンタＣ４
には、電源オン時に初期のパルス幅データβｏがプリセ
ットされる。前記したように、この回路例では、駆動信
号Ｓｄのパルス幅は２・（８−β）・Ｔａと表せるの
で、０〜７までのβに対して、そのパルス幅は、１６Ｔ
ａ、１４Ｔａ、……、４Ｔａ、２Ｔａとなる。駆動信号
の周期は３２Ｔａであるから、駆動信号Ｓｄのデューテ
イ比は、８／１６、７／１６、６／１６、……、３／１
６、２／１６、１／１６の範囲で変化させることができ
る。

【００６８】なお、このパルス幅制御回路４３では、４
入力のナンド回路ＮＡＮＤ４と４入力のアンド回路ＡＮ
Ｄ１とによって、バイナリカウンタＣ４の下位３ビット
出力が下限値

〔０００〕になった状態でダウンパルスを
受け付けを禁止し、また下位３ビット出力が上限値〔１
１１〕になった状態でアップパルスを受け付けを禁止し
ている。

【００６９】この振動発生装置は上記のように構成され
ているので、駆動回路２０および振動制御部２５に電源
が供給されると、初期分周比データＤｏおよび初期パル
ス幅データβｏで決まる初期周波数と初期デューティ比
の駆動信号Ｓｄによって駆動回路２０がオンオフし、駆
動コイル１８に断続的に電流が流れ、振動部１１が振動
を開始する。

【００７０】駆動信号Ｓｄの初期周波数が振動部１１の
固有振動数より低い場合には周波数制御部２５の第１の
分周器３５の分周比Ｎが１周期毎に減少してゆき、逆
に、駆動信号Ｓｄの初期周波数が振動部１１の固有振動
数より高い場合には第１の分周器３５の分周比Ｎが１周
期毎に増加してゆき、駆動コイル１８の両端に発生する
誘起電圧信号Ｖａのピーク発生タイミングが駆動コイル
１８の通電遮断期間Ｔのほぼ中間となるように制御され
る。

【００７１】また、駆動回路２０の通電遮断期間中に駆
動コイル１８の両端間に発生する誘起電圧信号Ｖａの初
期のピーク値が基準電圧Ｖｒに達していない場合には、
デューティ比制御部４０のパルス幅可変回路４２のパル
ス幅データβがβｏから減少してゆき、逆に、誘起電圧
信号Ｖａの初期のピーク値が基準電圧Ｖｒを越えている
場合には、デューティ比制御部４０のパルス幅可変回路
４２のパルス幅データβがβｏから増加してゆき、誘起
電圧信号Ｖａのピーク値が基準電圧Ｖｒにほぼ等しくな
るように制御される。

【００７２】この駆動信号の周波数およびデューティ比
の制御によって、振動部１１は、外的要因や電源電圧の
変動等に影響されず効率的に且つ一定の振幅で安定に振
動する。

【００７３】また、この振動発生装置では駆動コイル１
８以外にコイルを使用しないから、駆動コイルの巻き数
を多くすることができ、より少ない電力で大きな振動を
得ることができる。

【００７４】また、この振動発生装置の振動制御部２５
は、誘起電圧検出回路２６、ピークタイミング検出回路
３１および第２の比較器４１を除いて、図６、図７のよ
うに集積化しやすいディジタル回路で構成することがで
きるので、振動制御部２５および駆動回路２０を容易に
小型な１チップの集積回路にすることができ、振動部１
１の空きスペース等に組み込むことが十分可能であり、
振動発生装置全体が大型化することはない。

【００７５】

【他の実施形態】前記実施形態の振動部１１は、基部１
２に駆動コイル１８を固定し、基部１２に弾性材１６を
介して支持された外ヨーク１３および永久磁石１４を基
部１２に対して振動させていたが、永久磁石側と駆動コ
イル側とがともに弾性材で支持され、両者が互いに離
反、接近するように振動するものや、駆動コイルと鉄心
とを組み合わせて電磁石を形成して、この電磁石と永久
磁石との磁気作用によって振動するものや、あるいは、
駆動コイルが発生する磁力で永久磁石の磁力を周期的に
変化させて、永久磁石と振動片との間を相対的に離反、
接近するように構成したものを振動部として用いた振動
発生装置にも本発明を同様に適用できる。

【００７６】また、前記した実施形態では、駆動コイル
１８に発生する誘起電圧信号Ｖａの極性が接地を基準に
して＋側であったが、電源の極性や永久磁石１４の磁界
方向と駆動コイル１８の巻き方向によっては、図１０に
示すように誘起電圧信号Ｖａの極性が−側になる場合も
ある。この場合には、−側のピーク（ボトム）が発生す
るタイミングとそのピーク値とによって、駆動信号を可
変制御すればよい。

【００７７】また、駆動回路２０による駆動コイル１８
への電流供給の方法は、前記のように一端が接地された
駆動コイル１８の他端と負の電源−Ｖとの間をスイッチ
ングする形式だけでなく、図１１に示すように、一端が
正の電源＋Ｖに接続された駆動コイル１８の他端と接地
の間をスイッチングするようにしてもよい。図１１の回
路では、駆動回路２０がオフの期間に駆動コイル１８の
一端１８ｂと接地との間に発生する電圧Ｖｂは、図１２
に示すように、駆動コイル１８の両端間に発生する誘起
電圧信号Ｖａと電源電圧Ｖとの和になる。この場合に
は、電圧Ｖｂが正にならないようにクランプして誘起電
圧信号成分Ｖａのみを検出すればよい。

【００７８】また、前記した実施形態のように誘起電圧
検出回路を用いずに、電源電圧成分を含んだ信号を誘起
電圧信号としてそのピークおよびピーク発生タイミング
を検出するようにしてもよい。

【００７９】また、前記実施形態では、駆動コイルに発
生する誘起電圧信号とこの信号を遅延した信号との比較
結果で、誘起電圧信号のピーク発生タイミングを求めて
いたが、誘起電圧信号を短い周期でサンプリングして、
そのサンプリングしたレベルの増減方向が変化したタイ
ミングをピーク発生タイミングとして検出するように構
成してもよい。

【００８０】また、前記実施形態では、駆動回路のオフ
期間のほぼ中間で誘起電圧信号がピークとなるように駆
動信号の周波数を制御していたが、振動部の構成によっ
てはこのピーク発生タイミングがオフ期間の中間でない
タイミングのときに最も効率のよい振動が得られる場合
もある。この場合には、誘起電圧信号のピークが、その
振動部が最も効率的に振動するときのピーク発生タイミ
ングに近づくように制御すればよい。

【００８１】また、前記したように、図５〜７に示した
回路は、図１の各ブロックの一回路例であり本願発明を
限定するものでなく、他の回路によって構成することが
できる。

【００８２】例えば、図６に示した周波数制御部ではク
ロック信号に対する分周器の分周比を可変することによ
って駆動信号の周波数を可変するように構成していた
が、駆動信号の発生源として電圧制御発振器を用い、こ
の電圧制御発振器への制御信号を変化させて駆動信号の
周波数を変化させるように構成してもよい。

【００８３】また、図７に示したデューティ比制御部で
は分周信号の出力値を設定値と比較して駆動信号のパル
ス幅を可変していたが、例えば、デューティ比の異なる
複数の波形データを予めメモリの異なるアドレス領域に
記憶しておき、周波数制御部３０で周波数が可変制御さ
れる信号をアドレスカウンタに入力し、このアドレスカ
ウンタによってメモリから一連の波形を読み出して駆動
回路２０に与え、第２の比較器４１の比較結果に応じ
て、読み出す波形のアドレス領域を切り換えていくよう
に構成してもよい。また、周波数制御部からの信号でシ
フトする多段（例えば３２段）のシフトレジスタを用い
ることもできる。例えば、前記実施形態のようにデュー
テイ比が２・β／３２の駆動信号を３２段のシフトレジ
スタを用いて得る場合には、シフトレジスタの８−β段
から８＋β段目までに〔１〕のデータを連続的にセット
すればよく、このβを誘起電圧信号のピーク値が基準値
に近づく方向に可変制御すれば、振動部１１の振幅を一
定にすることができる。

【００８４】また、駆動コイル１８の両端に発生する誘
起電圧信号をＡ／Ｄ変換器でディジタル信号に変換して
マイクロコンピュータに入力し、マイクロコンピュータ
が前記実施形態と同様に、誘起電圧信号のピーク発生タ
イミングおよびピーク値に基づいて駆動信号の周波数お
よびデューティ比を可変制御するように構成してもよ
い。

【００８５】また、前記した実施形態では、駆動信号の
周波数の制御とデューティ比の制御とを並行して且つ一
周期毎に行なっていたが、各制御を交互に行なったり、
あるいは、一方の制御（例えば周波数制御）が安定して
から他方の制御（例えばデューティ比制御）を行なうよ
うにしてもよい。

【００８６】また、前記した実施形態では、駆動コイル
１８に対して一方向に電流が流れるように駆動していた
が、例えば図１３に示すように、２つの駆動回路２０、
２０を用いて駆動コイル１８に正負２つの電源を交互に
接続し、駆動コイル１８に流れる電流の向きを交互に反
転させてもよい。この場合、図１４の（ａ）、（ｂ）に
示すように、１８０度の位相差のある駆動信号Ｓｄ１、
Ｓｄ２を各駆動回路２０、２０に与えるとともに、一方
の駆動信号（図１４では駆動信号Ｓｄ１）の停止期間Ｔ
中のいずれかに他方の駆動信号の入力も停止させ、その
間に図１４の（ｃ）に示すように駆動コイル１８の両端
に発生する誘起電圧信号Ｖａのピークタイミングとピー
ク値とに基づいて、駆動信号Ｓｄ１、Ｓｄ２の周波数お
よびパルス幅を可変制御する。なお、このように、正負
両電源で駆動コイル１８を駆動するほうが、片電源で駆
動する場合より円滑な振動が得られる。

【００８７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明の振動発生
装置は、振動部の駆動コイルの両端に発生する誘起電圧
信号に基づき駆動回路に対する駆動信号を変化させて振
動部の振動を制御するように構成したので、検出コイル
が不要となり、その振動部の構造、検査および配線作業
を簡単化でき、装置の信頼性が格段に高くなる。また、
検出コイルを用いない分だけ振動部を小型化でき、検出
コイルを用いない分だけ駆動コイルの巻き数を増すこと
もできるので、限られたスペースで電気機械エネルギー
変換効率を向上させることができる。

【００８８】また、検出コイルの誘起電圧の正帰還によ
る自励発振式の駆動回路でないので、外的要因や電源電
圧の変動等によって振動が不安定になることがない。ま
た、駆動信号の周波数と駆動コイルに対する通電時間率
とを制御することによって、より効率的で且つ振動振幅
の安定した振動を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態の構成図

【図２】一実施形態の振動部の概略構造を示す側面図

【図３】駆動コイルの両端の電圧波形図

【図４】駆動信号の周波数に対する誘起電圧信号の波形
図

【図５】一実施形態の振動制御部のアナログ部の回路例

【図６】一実施形態の振動制御部のディジタル部の回路
例

【図７】一実施形態の振動制御部のディジタル部の回路
例

【図８】要部の動作を説明するための波形図

【図９】分周信号および駆動信号の波形図

【図１０】極性が反転した誘起電圧信号の波形図

【図１１】駆動回路の他の構成を示す回路図

【図１２】図１１の回路の電圧波形図

【図１３】駆動回路の変形例を示す回路図

【図１４】図１３における駆動信号および誘起電圧信号
の波形図

【図１５】従来装置の構成図

【符号の説明】

１１振動部１４永久磁石１８駆動コイル２０駆動回路２１スイッチング素子２５振動制御部２６誘起電圧検出回路３０周波数制御部３１ピークタイミング検出回路３２遅延回路３３第１の比較器３４クロック信号発生回路３５第１の分周器３６第２の分周器３７分周比制御回路４０デューティ比制御部４１第２の比較器４２パルス幅可変回路４３パルス幅制御回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】永久磁石と駆動コイルとを有し、前記永久
磁石が発生する磁界と前記駆動コイルに周期的に流れる
電流との作用によって、該駆動コイルに鎖交する磁束が
該駆動コイルに対して相対移動するように機械的に振動
する振動部と、駆動信号を受け、該駆動信号に対応して大きさが周期的
に変化する電流を前記駆動コイルに流す駆動回路と、前記駆動回路に駆動信号を与えるとともに、該駆動信号
を前記駆動コイルの両端間に誘起される誘起電圧信号に
基づいて変化させて前記振動部の振動を制御する振動制
御部とを備えた振動発生装置。
【請求項２】前記駆動回路は、駆動信号のレベルに応じ
てオンオフして前記駆動コイルに断続的に電流を流すス
イッチング素子で構成され、前記振動制御部は、前記スイッチング素子がオフ状態に
あるときの前記誘起電圧信号に基づいて前記駆動信号を
可変して前記振動部の振動を制御するように構成されて
いることを特徴とする請求項１記載の振動発生装置。
【請求項３】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号のピ
ーク値に基づいて前記駆動信号を可変して前記振動部の
振動を制御するように構成されていることを特徴とする
請求項２記載の振動発生装置。
【請求項４】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号のピ
ーク値が所定値に近づくように前記駆動信号の前記駆動
コイルに対する通電時間率を変化させて前記振動部の振
幅を制御するように構成されていることを特徴とする請
求項３記載の振動発生装置。
【請求項５】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号のピ
ーク発生タイミングに基づいて前記駆動信号の周波数を
変化させて前記振動部の振動を制御するように構成され
ていることを特徴とする請求項２記載の振動発生装置。
【請求項６】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号のピ
ーク発生タイミングが所定タイミングに近づくように前
記駆動信号の周波数を変化させて前記振動部の振動を制
御するように構成されていることを特徴とする請求項５
記載の振動発生装置。
【請求項７】前記振動制御部は、前記誘起電圧信号と該
誘起電圧信号を所定時間遅延した信号との電圧比較を行
ない、該比較結果が反転するタイミングに基づいて前記
誘起電圧信号のピーク発生タイミングを検出するように
構成されていることを特徴とする請求項２または請求項
５記載の振動発生装置。