JPH0947041A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH0947041A JPH0947041A JP7196908A JP19690895A JPH0947041A JP H0947041 A JPH0947041 A JP H0947041A JP 7196908 A JP7196908 A JP 7196908A JP 19690895 A JP19690895 A JP 19690895A JP H0947041 A JPH0947041 A JP H0947041A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電力回生運転時の高調波電流を少なくする。
【解決手段】 ３相整流ブリッジを構成する整流ダイオ
ードＤＵ１〜ＤＺ１と逆並列に回生電力用自己消弧素子
ＴＲＵ１〜ＴＲＵ２を接続したコンバータ１Ａと、平滑
用コンデンサＣDを有する直流中間回路２と、自己消弧
素子ＴＲと帰還ダイオードＤからなるインバータ３から
なる電力変換装置において、コンバータ１Ａと同じ構成
のコンバータ１Ｂを設け、コンバータ１Ａ，１Ｂを２
次，３次電圧位相差が３０°のトランスＴＦに接続し、
２次，３次の相電圧Ａ，Ｂを電圧検出回路５Ａ，５Ｂで
検出し、検出した各相電圧Ａ，Ｂを参照電圧と比較して
各々の各相電圧に位相同期したゲート信号を回路７で生
成し、ドライバ回路８を介してコンバータ１Ａ，１Ｂの
自己消弧素子を各々３０°の位相差でＯＮする。回生運
転時にはコンバータ１Ａ，１Ｂに３０°位相差をもって
高調波を有する電流が流れるがトランスＴＦで相殺され
る。
ードＤＵ１〜ＤＺ１と逆並列に回生電力用自己消弧素子
ＴＲＵ１〜ＴＲＵ２を接続したコンバータ１Ａと、平滑
用コンデンサＣDを有する直流中間回路２と、自己消弧
素子ＴＲと帰還ダイオードＤからなるインバータ３から
なる電力変換装置において、コンバータ１Ａと同じ構成
のコンバータ１Ｂを設け、コンバータ１Ａ，１Ｂを２
次，３次電圧位相差が３０°のトランスＴＦに接続し、
２次，３次の相電圧Ａ，Ｂを電圧検出回路５Ａ，５Ｂで
検出し、検出した各相電圧Ａ，Ｂを参照電圧と比較して
各々の各相電圧に位相同期したゲート信号を回路７で生
成し、ドライバ回路８を介してコンバータ１Ａ，１Ｂの
自己消弧素子を各々３０°の位相差でＯＮする。回生運
転時にはコンバータ１Ａ，１Ｂに３０°位相差をもって
高調波を有する電流が流れるがトランスＴＦで相殺され
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力回生運転時の
高調波電流を少なくできる電力変換装置に関する。
高調波電流を少なくできる電力変換装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、コンバータとインバータからなる
電力変換装置は、図５（ａ）に示すように、主回路がコ
ンバータ１と直流中間回路２及びインバータ３からな
り、コンバータ１は三相整流ブリッジを構成する整流ダ
イオードＤＵ〜ＤＺと、これらダイオードと逆並列に接
続された電力回生（吸収）用自己消弧素子ＴＲＵ〜ＴＲ
Ｚで構成され、直流中間回路２は平滑用直流コンデンサ
ＣDを有し、インバータ３は自己消弧素子ＴＲと帰還ダ
イオードＤからなるアーム素子をブリッジ結線して構成
され、ＰＷＭ制御される。
電力変換装置は、図５（ａ）に示すように、主回路がコ
ンバータ１と直流中間回路２及びインバータ３からな
り、コンバータ１は三相整流ブリッジを構成する整流ダ
イオードＤＵ〜ＤＺと、これらダイオードと逆並列に接
続された電力回生（吸収）用自己消弧素子ＴＲＵ〜ＴＲ
Ｚで構成され、直流中間回路２は平滑用直流コンデンサ
ＣDを有し、インバータ３は自己消弧素子ＴＲと帰還ダ
イオードＤからなるアーム素子をブリッジ結線して構成
され、ＰＷＭ制御される。
【０００３】コンバータ１の制御回路は図５（ｂ）に示
すように、コンバータの交流電源電圧を検出する電圧検
出回路５Ａと、検出した電圧の大きさを設定電圧と比較
して交流電源電圧に位相同期した１２０°（３０°〜１
５０°）のドライブ信号を生成するドライブ信号生成回
路７Ａとこのドライブ信号を増幅して自己消弧素子ＴＲ
Ｕ〜ＴＲＺのゲート（又はベース）を駆動するドライバ
ー回路８Ａで構成されている。
すように、コンバータの交流電源電圧を検出する電圧検
出回路５Ａと、検出した電圧の大きさを設定電圧と比較
して交流電源電圧に位相同期した１２０°（３０°〜１
５０°）のドライブ信号を生成するドライブ信号生成回
路７Ａとこのドライブ信号を増幅して自己消弧素子ＴＲ
Ｕ〜ＴＲＺのゲート（又はベース）を駆動するドライバ
ー回路８Ａで構成されている。
【０００４】しかして、電源ｅからの交流入力はコンバ
ータ１で全波整流され、その直流はコンデンサＣDによ
り平滑される。インバータ３はこの直流を電源としてＰ
ＷＭ制御されて誘導電動機ＩＭを駆動する。回生運転時
に帰還ダイオードＤを介して回生されるエネルギにより
コンデンサＣDの電圧が上昇すると、コンバータ１の自
己消弧素子は順バイアス，ダイオードは逆バイアスされ
て、回生電流は自己消弧素子を流れ負荷電力が電源ｅに
回生される。駆動，吸収（回生）はスムーズに切り換わ
る。
ータ１で全波整流され、その直流はコンデンサＣDによ
り平滑される。インバータ３はこの直流を電源としてＰ
ＷＭ制御されて誘導電動機ＩＭを駆動する。回生運転時
に帰還ダイオードＤを介して回生されるエネルギにより
コンデンサＣDの電圧が上昇すると、コンバータ１の自
己消弧素子は順バイアス，ダイオードは逆バイアスされ
て、回生電流は自己消弧素子を流れ負荷電力が電源ｅに
回生される。駆動，吸収（回生）はスムーズに切り換わ
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のインバータ
装置で電力回生を行った場合の入力電流波形は図６のよ
うになる。これらの波形には高調波成分が多く含まれ、
場合によっては同一系統に接続されている他の周辺機器
を誤動作させる。
装置で電力回生を行った場合の入力電流波形は図６のよ
うになる。これらの波形には高調波成分が多く含まれ、
場合によっては同一系統に接続されている他の周辺機器
を誤動作させる。
【０００６】本発明は、従来のこのような問題点に鑑み
てなされたものであり、その目的とするところは、電力
回生時に発生する入力電流の高調波成分を減少させるこ
とができる電力回生装置を提供することにある。
てなされたものであり、その目的とするところは、電力
回生時に発生する入力電流の高調波成分を減少させるこ
とができる電力回生装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の電力変換装置
は、２次，３次巻線から３相線間電圧が平衡し、かつ互
いに３０°の位相差を持つ３相電圧を出力する入力トラ
ンスと、各々整流ダイオードとそれに逆並列に自己消弧
素子からなるアーム素子をブリッジ結線して入力トラン
スの２次及び３次巻線に接続した第１及び第２のコンバ
ータと、第１，第２のコンバータに接続された平滑コン
デンサを有する直流中間回路と、自己消弧素子とそれに
逆並列に接続された帰還ダイオードからなるアーム素子
をブリッジ結線して、直流中間回路に接続されたＰＷＭ
制御される１又は複数のインバータと、第１及び第２の
コンバータの交流電源電圧を検出する第１及び第２の電
圧検出回路と、この検出電圧の大きさをそれぞれ比較
し、各々の交流電源電圧に位相同期したゲート信号を生
成し、又は、第１又は第２のコンバータの一方の交流電
源電圧を検出回路と、この検出電圧の大きさの比較結果
と既知の入力トランスの２次及び３次の電圧位相差から
第１及び第２のコンバータの電源電圧に位相同期したゲ
ート信号を生成し、第１及び第２のコンバータの自己消
弧素子をドライブする回路からなるものである。
は、２次，３次巻線から３相線間電圧が平衡し、かつ互
いに３０°の位相差を持つ３相電圧を出力する入力トラ
ンスと、各々整流ダイオードとそれに逆並列に自己消弧
素子からなるアーム素子をブリッジ結線して入力トラン
スの２次及び３次巻線に接続した第１及び第２のコンバ
ータと、第１，第２のコンバータに接続された平滑コン
デンサを有する直流中間回路と、自己消弧素子とそれに
逆並列に接続された帰還ダイオードからなるアーム素子
をブリッジ結線して、直流中間回路に接続されたＰＷＭ
制御される１又は複数のインバータと、第１及び第２の
コンバータの交流電源電圧を検出する第１及び第２の電
圧検出回路と、この検出電圧の大きさをそれぞれ比較
し、各々の交流電源電圧に位相同期したゲート信号を生
成し、又は、第１又は第２のコンバータの一方の交流電
源電圧を検出回路と、この検出電圧の大きさの比較結果
と既知の入力トランスの２次及び３次の電圧位相差から
第１及び第２のコンバータの電源電圧に位相同期したゲ
ート信号を生成し、第１及び第２のコンバータの自己消
弧素子をドライブする回路からなるものである。
【０００８】
実施の形態１ 図１（ａ）は電力変換装置の主回路構成を、（ｂ）は順
変換器の制御回路構成を示す。同図において、ＴＦは入
力トランスで、２次側に絶縁された３相の２次，３次巻
線Ｓ，Ｔを有し、各々平衡した３相電圧Ａ，Ｂを出力
し、２次巻線Ｓから出力される線間電圧と３次巻線Ｔか
ら出力される線間電圧は３０°の位相を持つように構成
されている。
変換器の制御回路構成を示す。同図において、ＴＦは入
力トランスで、２次側に絶縁された３相の２次，３次巻
線Ｓ，Ｔを有し、各々平衡した３相電圧Ａ，Ｂを出力
し、２次巻線Ｓから出力される線間電圧と３次巻線Ｔか
ら出力される線間電圧は３０°の位相を持つように構成
されている。
【０００９】１Ａ及び１Ｂは入力トランスＴＦの２次及
び３次巻線Ｓ及びＴに回路電流抑制用リアクトルＬ１及
びＬ２を介して接線された第１及び第２のコンバータ
で、各々整流ダイオードＤＵ１〜ＤＺ１及びＤＵ２〜Ｄ
Ｚ２とこれに逆並列に接続された自己消弧素子ＴＲＵ１
〜ＴＲＺ１及びＴＲＵ２〜ＴＲＺ２からなるアーム素子
をブリッジ結線して構成されている。２は直流中間回路
で、コンバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧を平滑するコンデ
ンサＣDを有する。
び３次巻線Ｓ及びＴに回路電流抑制用リアクトルＬ１及
びＬ２を介して接線された第１及び第２のコンバータ
で、各々整流ダイオードＤＵ１〜ＤＺ１及びＤＵ２〜Ｄ
Ｚ２とこれに逆並列に接続された自己消弧素子ＴＲＵ１
〜ＴＲＺ１及びＴＲＵ２〜ＴＲＺ２からなるアーム素子
をブリッジ結線して構成されている。２は直流中間回路
で、コンバータ１Ａ，１Ｂの出力電圧を平滑するコンデ
ンサＣDを有する。
【００１０】３は直流中間回路２を直流電源としＰＷＭ
制御されて誘導電動機（負荷）を駆動するインバータ
で、自己消弧素子ＴＲと帰還ダイオードＤからなるアー
ム素子をブリッジ結線して構成されている。
制御されて誘導電動機（負荷）を駆動するインバータ
で、自己消弧素子ＴＲと帰還ダイオードＤからなるアー
ム素子をブリッジ結線して構成されている。
【００１１】４はコンバータ１Ａ，１Ｂを回生可能に制
御するコンバータの制御回路で、コンバータ１Ａ及び１
Ｂの交流電源の相電圧Ａ（ｅU2〜ｅW2）及びＢ（ｅU2〜
ｅW3）を検出する電圧検出回路５Ａ及び５Ｂと、この検
出した各相電圧を参照電圧と比較して各交流電源電圧に
位相同期した信号を出力するドライブ信号生成回路７
と、この回路の信号を増幅してコンバータ１Ａ，１Ｂの
自己消弧素子にゲート駆動信号を出力するドライバ回路
８で構成されている。
御するコンバータの制御回路で、コンバータ１Ａ及び１
Ｂの交流電源の相電圧Ａ（ｅU2〜ｅW2）及びＢ（ｅU2〜
ｅW3）を検出する電圧検出回路５Ａ及び５Ｂと、この検
出した各相電圧を参照電圧と比較して各交流電源電圧に
位相同期した信号を出力するドライブ信号生成回路７
と、この回路の信号を増幅してコンバータ１Ａ，１Ｂの
自己消弧素子にゲート駆動信号を出力するドライバ回路
８で構成されている。
【００１２】このコンバータ１Ａの制御回路（５Ａ，
７，８）及びコンバータ１Ｂの制御回路（５Ｂ，７，
８）は従来図５（ｂ）に示した制御回路と同等の構成と
なっているので、図２に示すように、コンバータ１Ａの
電源電圧ｅU2〜ｅW2及びこの電圧と３０°位相差を有す
るコンバータ１Ｂの電源電圧ｅU3〜ｅW3（図示省略）に
対し、コンバータ１Ａ及び１Ｂの自己消弧素子ＴＲＵ１
〜ＴＲＺ１及びＴＲＵ２〜ＴＲＺ２は図示のタイミング
でＯＮする。
７，８）及びコンバータ１Ｂの制御回路（５Ｂ，７，
８）は従来図５（ｂ）に示した制御回路と同等の構成と
なっているので、図２に示すように、コンバータ１Ａの
電源電圧ｅU2〜ｅW2及びこの電圧と３０°位相差を有す
るコンバータ１Ｂの電源電圧ｅU3〜ｅW3（図示省略）に
対し、コンバータ１Ａ及び１Ｂの自己消弧素子ＴＲＵ１
〜ＴＲＺ１及びＴＲＵ２〜ＴＲＺ２は図示のタイミング
でＯＮする。
【００１３】コンバータ１Ａの電流とコンバータ１Ｂの
電流は３０°位相を異にしているので、入力トランスＴ
Ｆの１次側にはその合成電流が流れ、高調波が相殺され
るので、回生運転時の入力電流に含まれる高調波が減少
する。
電流は３０°位相を異にしているので、入力トランスＴ
Ｆの１次側にはその合成電流が流れ、高調波が相殺され
るので、回生運転時の入力電流に含まれる高調波が減少
する。
【００１４】なお、コンバータ１Ａ，１Ｂの入力側に接
続されているリアクトルＬ１，Ｌ２はコンバータの出力
側に接続することができる。
続されているリアクトルＬ１，Ｌ２はコンバータの出力
側に接続することができる。
【００１５】実施の形態２ 図３（ａ）は電力変換装置の主回路を示すもので、図１
（ａ）と同じく構成されている。図３（ｂ）はそのコン
バータの制御回路構成を示すもので、この制御回路４は
コンバータ１Ａの電源電圧の相電圧Ａ（ｅU2〜ｅW2）を
検出する電圧検出回路５Ａと、既知の入力トランスＴＦ
の２次，３次の電圧位相差３０°を生成する位相生成回
路６と、検出した相電圧Ａを参照電圧と比較し、その比
較結果と２次，３次の電圧位相差からコンバータ１Ａと
２Ａの電源電圧に位相同期した信号を出力するドライブ
信号生成回路７と、この回路の信号を増幅してコンバー
タ１Ａ，１Ｂの自己消弧素子にゲート駆動信号を出力す
るドライバ回路８で構成されている。
（ａ）と同じく構成されている。図３（ｂ）はそのコン
バータの制御回路構成を示すもので、この制御回路４は
コンバータ１Ａの電源電圧の相電圧Ａ（ｅU2〜ｅW2）を
検出する電圧検出回路５Ａと、既知の入力トランスＴＦ
の２次，３次の電圧位相差３０°を生成する位相生成回
路６と、検出した相電圧Ａを参照電圧と比較し、その比
較結果と２次，３次の電圧位相差からコンバータ１Ａと
２Ａの電源電圧に位相同期した信号を出力するドライブ
信号生成回路７と、この回路の信号を増幅してコンバー
タ１Ａ，１Ｂの自己消弧素子にゲート駆動信号を出力す
るドライバ回路８で構成されている。
【００１６】この制御回路によれば、実施の形態１と同
様にコンバータ１Ａ，１Ｂを動作させることができるの
で、高調波電流が減少する。
様にコンバータ１Ａ，１Ｂを動作させることができるの
で、高調波電流が減少する。
【００１７】実施の形態３ 図４はインバータ装置の主回路構成を示すもので、図１
（ａ）の回路との相違はコンバータ１Ｂにインバータ２
Ｂを設け、インバータを複数とすると共に直流電圧平滑
用のコンデンサＣDを追加した点にある。コンバータ１
Ａ，１Ｂは図１（ｂ）又は図３（ｂ）の制御回路で制御
する。入力トランスＴＦ及びコンバータ１Ａ，１Ｂは図
１（ａ）と同様の構成となっているので、これを図１
（ｂ）又は図３（ｂ）の制御回路で制御すれば、図１，
図３の場合と同様に入力電流に含まれる高調波が減少す
る。
（ａ）の回路との相違はコンバータ１Ｂにインバータ２
Ｂを設け、インバータを複数とすると共に直流電圧平滑
用のコンデンサＣDを追加した点にある。コンバータ１
Ａ，１Ｂは図１（ｂ）又は図３（ｂ）の制御回路で制御
する。入力トランスＴＦ及びコンバータ１Ａ，１Ｂは図
１（ａ）と同様の構成となっているので、これを図１
（ｂ）又は図３（ｂ）の制御回路で制御すれば、図１，
図３の場合と同様に入力電流に含まれる高調波が減少す
る。
【００１８】
【発明の効果】本発明は、入力トランスの位相差を有す
る電圧を出力する２次巻線及び３次巻線を電源として第
１及び第２のコンバータを接続し、この第１及び第２の
コンバータを各々電源位相差によりゲートをＯＮ制御し
ているので、回生運転時に入力トランスの１次側には第
１，第２インバータ電流の合成された電流が流れ、入力
電流に含まれる高調波が低減する。また、コンバータの
制御回路を電圧検出回路を１回路のみ設けて構成した場
合は、回路が簡素化できる。
る電圧を出力する２次巻線及び３次巻線を電源として第
１及び第２のコンバータを接続し、この第１及び第２の
コンバータを各々電源位相差によりゲートをＯＮ制御し
ているので、回生運転時に入力トランスの１次側には第
１，第２インバータ電流の合成された電流が流れ、入力
電流に含まれる高調波が低減する。また、コンバータの
制御回路を電圧検出回路を１回路のみ設けて構成した場
合は、回路が簡素化できる。
【図１】実施の形態１を示す回路構成図。
【図２】ゲートのタイミング図。
【図３】実施の形態２を示すブロック構成図。
【図４】実施の形態３を示すブロック構成図。
【図５】従来例を示す回路構成図。
【図６】従来入力を示す波形図。
１Ａ，１Ｂ…コンバータ ２…直流中間回路 ３Ａ，３Ｂ…インバータ ４…コンバータの制御回路 ５Ａ，５Ｂ…電圧検出回路 ６…位相生成回路 ７…ドライブ信号生成回路 ８…ドライバー回路 ＴＦ…２次、３次巻線から位相差のある電圧を出力する
入力トランス ＩＭ…誘導電動機（負荷）
入力トランス ＩＭ…誘導電動機（負荷）
Claims (4)
- 【請求項１】 ２次側に絶縁された３相の２次巻線及び
３次巻線を有し、各々平衡した３相電圧を出力し、かつ
２次巻線から出力される線間電圧と３次巻線から出力さ
れる線間電圧に位相差を持つ入力トランスと、 各々整流ダイオードとそれに逆並列に接続された自己消
弧素子からなるアーム素子をブリッジ結線してなり、交
流端子が入力トランスの２次巻線及び３次巻線に接続さ
れた第１及び第２のコンバータと、 第１及び第２のコンバータの直流出力端子間に接続され
たコンデンサを有する直流中間回路と、 自己消弧素子とそれに逆並列に接続された帰還ダイオー
ドからなるアーム素子がブリッジ結線され、直流端子が
直流中間回路に接続され、交流端子が負荷電動機に接続
されたＰＷＭ制御されるインバータと、 第１及び第２のコンバータの自己消弧素子のゲートを各
々交流電源電圧に位相同期してＯＮ制御するコンバータ
制御回路と、 からなることを特徴とした電力変換装置。 - 【請求項２】 直流中間路に接続されるインバータを複
数台としたことを特徴とした請求項１記載の電力変換装
置。 - 【請求項３】 コンバータ制御回路を、 第１及び第２のコンバータの交流電源電圧を検出する第
１及び第２の電圧検出回路と、 検出した電圧の大きさを比較し各々の交流電源電圧に位
相同期したゲート信号を生成し第１及び第２のコンバー
タの自己消弧素子をドライブする回路と、で構成したこ
とを特徴とした請求項１又は２記載の電力変換装置。 - 【請求項４】 コンバータ制御回路を、 第１又は第２のコンバータの一方の交流電源電圧を検出
する電圧検出回路と、 この電圧検出回路によって検出された電圧の大きさの比
較結果と既知の入力トランスの２次及び３次の電圧位相
差から第１及び第２のコンバータの電源電圧に位相同期
したゲート信号を生成し、第１及び第２のコンバータの
自己消弧素子をドライブする回路と、 で構成したことを特徴とした請求項１又は２記載の電力
変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7196908A JPH0947041A (ja) | 1995-08-02 | 1995-08-02 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7196908A JPH0947041A (ja) | 1995-08-02 | 1995-08-02 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0947041A true JPH0947041A (ja) | 1997-02-14 |
Family
ID=16365659
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7196908A Pending JPH0947041A (ja) | 1995-08-02 | 1995-08-02 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0947041A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006174534A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換装置 |
| CN100392974C (zh) * | 2004-09-21 | 2008-06-04 | 华北电力大学 | 一种自动识别相控整流器相序相位的方法及其相控整流器 |
-
1995
- 1995-08-02 JP JP7196908A patent/JPH0947041A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100392974C (zh) * | 2004-09-21 | 2008-06-04 | 华北电力大学 | 一种自动识别相控整流器相序相位的方法及其相控整流器 |
| JP2006174534A (ja) * | 2004-12-13 | 2006-06-29 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換装置 |
| JP4639787B2 (ja) * | 2004-12-13 | 2011-02-23 | 富士電機ホールディングス株式会社 | 電力変換装置 |
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