JPH0947031A - ３レベルインバータのｐｗｍ制御装置 - Google Patents
３レベルインバータのｐｗｍ制御装置Info
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- JPH0947031A JPH0947031A JP7188802A JP18880295A JPH0947031A JP H0947031 A JPH0947031 A JP H0947031A JP 7188802 A JP7188802 A JP 7188802A JP 18880295 A JP18880295 A JP 18880295A JP H0947031 A JPH0947031 A JP H0947031A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】ＰＷＭ制御としてダイポーラ変調と部分ダイポ
ーラ変調を用いたものにおいて、瞬時の電圧指令に忠実
に出力電圧を連続制御可能な３レベルインバータのPWM
制御装置を提供する。 【構成】直流電圧を、ＰＷＭ制御により正の電圧パルス
と負の電圧パルス及び零電圧の３つの電位を有する交流
相電圧に変換して交流端子に導出する３レベルインバー
タのＰＷＭ制御装置において、正負いずれか一方の出力
電圧パルスが所定のパルス幅以下となったとき、逆極性
側の電圧パルスの幅を零電圧期間が短くなる方向に調整
する補正手段を備える。
ーラ変調を用いたものにおいて、瞬時の電圧指令に忠実
に出力電圧を連続制御可能な３レベルインバータのPWM
制御装置を提供する。 【構成】直流電圧を、ＰＷＭ制御により正の電圧パルス
と負の電圧パルス及び零電圧の３つの電位を有する交流
相電圧に変換して交流端子に導出する３レベルインバー
タのＰＷＭ制御装置において、正負いずれか一方の出力
電圧パルスが所定のパルス幅以下となったとき、逆極性
側の電圧パルスの幅を零電圧期間が短くなる方向に調整
する補正手段を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流を交流に変換する
３レベルインバータのＰＷＭ制御装置に係り、特に交流
電圧の連続制御に好適なＰＷＭ制御に関する。
３レベルインバータのＰＷＭ制御装置に係り、特に交流
電圧の連続制御に好適なＰＷＭ制御に関する。
【０００２】
【従来の技術】３レベルインバータは、直流電源電圧
（架線電圧）を直列接続されたコンデンサで２つの直流
電圧に分圧することにより、正（高電位），零（中間電
位）及び負（低電位）の３つの電圧レベルを作り、主回
路スイッチング素子のオン・オフ動作により、これら３
レベルの電圧をインバータ出力端子に選択的に導出する
ことにより出力電圧を制御するものである。この３レベ
ルインバータの出力電圧のＰＷＭ制御法として、例え
ば、特開平5−146160 号に示されたダイポーラ変調（出
力電圧の半周期内にパルスを零電圧を介して正負交互に
出力することにより出力電圧を表現），ユニポーラ変調
（出力電圧の半周期中に単一極性のパルスを出力するこ
とにより出力電圧を表現），部分ダイポーラ変調（上記
ダイポーラ変調とユニポーラ変調が１周期中に混在）を
用いた方法が知られている。
（架線電圧）を直列接続されたコンデンサで２つの直流
電圧に分圧することにより、正（高電位），零（中間電
位）及び負（低電位）の３つの電圧レベルを作り、主回
路スイッチング素子のオン・オフ動作により、これら３
レベルの電圧をインバータ出力端子に選択的に導出する
ことにより出力電圧を制御するものである。この３レベ
ルインバータの出力電圧のＰＷＭ制御法として、例え
ば、特開平5−146160 号に示されたダイポーラ変調（出
力電圧の半周期内にパルスを零電圧を介して正負交互に
出力することにより出力電圧を表現），ユニポーラ変調
（出力電圧の半周期中に単一極性のパルスを出力するこ
とにより出力電圧を表現），部分ダイポーラ変調（上記
ダイポーラ変調とユニポーラ変調が１周期中に混在）を
用いた方法が知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術のＰＷＭ
制御では、正負にシフトした２本の変調波のシフト量に
相当するバイアスＢを連続可変することにより、ダイポ
ーラ変調とユニポーラ変調の連続移行を部分ダイポーラ
変調を介して実現している。この部分ダイポーラ変調
は、ダイポーラ変調とユニポーラ変調が同一周期内に交
互に混在するモードである。
制御では、正負にシフトした２本の変調波のシフト量に
相当するバイアスＢを連続可変することにより、ダイポ
ーラ変調とユニポーラ変調の連続移行を部分ダイポーラ
変調を介して実現している。この部分ダイポーラ変調
は、ダイポーラ変調とユニポーラ変調が同一周期内に交
互に混在するモードである。
【０００４】図３にダイポーラ変調領域での変調波と出
力電圧の波形の一例を示す。このＰＷＭ制御では、出力
電圧基本波に比例した基本変調波ａ（図３(ａ)）を２分
割して、振幅１／２でバイアスＢだけ正負にシフトした
正負バイアス変調波ａｂｐ及びａｂｎ（図３（ｂ））を
正負出力電圧パルス（図３（ｃ））の瞬時指令（瞬時出
力電圧指令）に用いている。
力電圧の波形の一例を示す。このＰＷＭ制御では、出力
電圧基本波に比例した基本変調波ａ（図３(ａ)）を２分
割して、振幅１／２でバイアスＢだけ正負にシフトした
正負バイアス変調波ａｂｐ及びａｂｎ（図３（ｂ））を
正負出力電圧パルス（図３（ｃ））の瞬時指令（瞬時出
力電圧指令）に用いている。
【０００５】ここで、図３（ｂ）における±ΔＡの範囲
は、主回路を構成するスイッチング素子の特性によって
定まる最小オンパルス幅よりも出力パルスが狭くなる領
域であり、このようなパルス幅の設定指令が来てもこの
領域ではパルス幅を最小オンパルス幅に制限して、素子
故障を避けるようにＰＷＭ制御装置を構成している。こ
のため、図３（ｂ）の斜線で示した部分の電圧が制御で
きず、トータルとして図３（ｄ）に示す電圧分だけ出力
電圧が減少する。このような電圧低下は、ダイポーラ変
調から部分ダイポーラ変調へ移行する際に発生し、特に
電圧低下量が最大となるのは、ダイポーラ変調から部分
ダイポーラ変調へ移行する直前である。例えば、キャリ
ア周波数３ｋＨｚ，ダイポーラ変調で出力電圧３０％
（方形波電圧出力となる１パルスを出力電圧１００％と
する）までをカバーするものとすると、この電圧低下量
は最大約３％となる。このような電圧低下により、出力
電流やトルクの変動などの問題が生じる。
は、主回路を構成するスイッチング素子の特性によって
定まる最小オンパルス幅よりも出力パルスが狭くなる領
域であり、このようなパルス幅の設定指令が来てもこの
領域ではパルス幅を最小オンパルス幅に制限して、素子
故障を避けるようにＰＷＭ制御装置を構成している。こ
のため、図３（ｂ）の斜線で示した部分の電圧が制御で
きず、トータルとして図３（ｄ）に示す電圧分だけ出力
電圧が減少する。このような電圧低下は、ダイポーラ変
調から部分ダイポーラ変調へ移行する際に発生し、特に
電圧低下量が最大となるのは、ダイポーラ変調から部分
ダイポーラ変調へ移行する直前である。例えば、キャリ
ア周波数３ｋＨｚ，ダイポーラ変調で出力電圧３０％
（方形波電圧出力となる１パルスを出力電圧１００％と
する）までをカバーするものとすると、この電圧低下量
は最大約３％となる。このような電圧低下により、出力
電流やトルクの変動などの問題が生じる。
【０００６】本発明の目的は、ＰＷＭ制御としてダイポ
ーラ変調と部分ダイポーラ変調を用いたものおいて、瞬
時の電圧指令に忠実に出力電圧を連続制御可能な３レベ
ルインバータのＰＷＭ制御装置を提供することにある。
ーラ変調と部分ダイポーラ変調を用いたものおいて、瞬
時の電圧指令に忠実に出力電圧を連続制御可能な３レベ
ルインバータのＰＷＭ制御装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的は、直流電圧
を、ＰＷＭ制御により正の電圧パルスと負の電圧パルス
及び零電圧の３つの電位を有する交流相電圧に変換して
交流端子に導出する３レベルインバータのＰＷＭ制御装
置において、正負いずれか一方の出力電圧パルスが所定
のパルス幅以下となったとき、逆極性側の電圧パルスの
幅を零電圧期間が短くなる方向に調整する補正手段を備
えることにより達成される。
を、ＰＷＭ制御により正の電圧パルスと負の電圧パルス
及び零電圧の３つの電位を有する交流相電圧に変換して
交流端子に導出する３レベルインバータのＰＷＭ制御装
置において、正負いずれか一方の出力電圧パルスが所定
のパルス幅以下となったとき、逆極性側の電圧パルスの
幅を零電圧期間が短くなる方向に調整する補正手段を備
えることにより達成される。
【０００８】
【作用】上記補正手段は、正負の電圧パルスが零電圧を
介して交互に出力される期間で、ＰＷＭ制御された出力
パルスが最小パルス幅に制限される領域では、このパル
ス幅の制限によって生じる電圧不足分を補うように逆極
性側のパルス幅を調整する。これにより、瞬時の出力電
圧指令に忠実に出力電圧の制御が可能となる。
介して交互に出力される期間で、ＰＷＭ制御された出力
パルスが最小パルス幅に制限される領域では、このパル
ス幅の制限によって生じる電圧不足分を補うように逆極
性側のパルス幅を調整する。これにより、瞬時の出力電
圧指令に忠実に出力電圧の制御が可能となる。
【０００９】
【実施例】図１に本発明の一実施例を示す。
【００１０】図１において、Ｇは直流電圧源である電車
線（架線）、６１，６２は直流電圧源Ｇの電圧から交流
出力側の零電位に相当する中間電圧（中性点電圧）を作
り出すため分割したコンデンサ（分圧コンデンサ）であ
る。ここでは、分圧コンデンサ電圧はＥｄ／２であるも
のとした。７０〜７３は還流用の整流素子を備えた自己
消弧可能なスイッチング素子（この例ではＩＧＢＴとし
たが、ＧＴＯ，トランジスタ等でも良い）、７４，７５
はコンデンサの中性点電圧を導出する補助整流素子であ
り、７ａでＵ相一相分のスイッチングアームを構成す
る。７ｂ及び７ｃは、７ａと同様で、それぞれＶ相分と
Ｗ相分を構成する。８は誘導電動機で、誘導電動機負荷
の場合を示した。
線（架線）、６１，６２は直流電圧源Ｇの電圧から交流
出力側の零電位に相当する中間電圧（中性点電圧）を作
り出すため分割したコンデンサ（分圧コンデンサ）であ
る。ここでは、分圧コンデンサ電圧はＥｄ／２であるも
のとした。７０〜７３は還流用の整流素子を備えた自己
消弧可能なスイッチング素子（この例ではＩＧＢＴとし
たが、ＧＴＯ，トランジスタ等でも良い）、７４，７５
はコンデンサの中性点電圧を導出する補助整流素子であ
り、７ａでＵ相一相分のスイッチングアームを構成す
る。７ｂ及び７ｃは、７ａと同様で、それぞれＶ相分と
Ｗ相分を構成する。８は誘導電動機で、誘導電動機負荷
の場合を示した。
【００１１】スイッチングアーム７ａ〜７ｃは、それぞ
れ相毎に独立に動作可能であり、スイッチング素子の選
択的なオン・オフ制御により３レベルの出力電圧を発生
する。
れ相毎に独立に動作可能であり、スイッチング素子の選
択的なオン・オフ制御により３レベルの出力電圧を発生
する。
【００１２】なお、３レベルインバータの主回路の詳細
は特開昭51−47848 号公報，特開昭56−74088 号公報な
ど、また、ＰＷＭ制御の詳細は特願平3−301512 号など
に記載されている。
は特開昭51−47848 号公報，特開昭56−74088 号公報な
ど、また、ＰＷＭ制御の詳細は特願平3−301512 号など
に記載されている。
【００１３】次に、ＰＷＭ制御部について説明する。
【００１４】図１において、基本波電圧指令発生器１は
インバータ出力電圧の周波数指令Ｆｉ＊，出力電圧実効
値指令Ｅ＊及び直流電圧Ｅｄを入力し瞬時のインバータ
出力電圧指令Ａ・sinθを求め振幅指令分配器２に出力
する。
インバータ出力電圧の周波数指令Ｆｉ＊，出力電圧実効
値指令Ｅ＊及び直流電圧Ｅｄを入力し瞬時のインバータ
出力電圧指令Ａ・sinθを求め振幅指令分配器２に出力
する。
【００１５】振幅指令分配器２は、インバータ出力電圧
指令Ａ・sinθ を１／２して、さらにバイアス設定器２
１によって基本波振幅指令値Ａ（変調率）に応じて設定
されたバイアス量Ｂを加算または減算して、正側バイア
ス指令ａｂｐ及び負側バイアス指令ａｂｎを発生する。
指令Ａ・sinθ を１／２して、さらにバイアス設定器２
１によって基本波振幅指令値Ａ（変調率）に応じて設定
されたバイアス量Ｂを加算または減算して、正側バイア
ス指令ａｂｐ及び負側バイアス指令ａｂｎを発生する。
【００１６】極性判別分配器３は正側バイアス指令ａｂ
ｐ及び負側バイアス指令ａｂｎを正負パルスのための正
負電圧指令ａｐ及びａｎに分配し、パルス発生器４で主
回路スイッチング素子７０と７３のＰＷＭ信号を作り、
それらの信号を反転して１相分のＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ４
を作る。
ｐ及び負側バイアス指令ａｂｎを正負パルスのための正
負電圧指令ａｐ及びａｎに分配し、パルス発生器４で主
回路スイッチング素子７０と７３のＰＷＭ信号を作り、
それらの信号を反転して１相分のＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ４
を作る。
【００１７】これらのＰＷＭ信号を受けて、ゲート論理
部５は最小オン・オフ時間の確保や素子短絡を防止する
非ラップ時間等を管理したＰＷＭパルス列を生成し、図
示してないゲートドライバを介して主回路スイッチング
素子にゲート信号を送る。
部５は最小オン・オフ時間の確保や素子短絡を防止する
非ラップ時間等を管理したＰＷＭパルス列を生成し、図
示してないゲートドライバを介して主回路スイッチング
素子にゲート信号を送る。
【００１８】本実施例では、極性判別分配器３の中で３
０，３１，３３，３４に示した極性判別分配器の働きに
よって、本発明の効果が発揮される。図２に、極性判別
分配器３の構成例を示す。信号分配器３０，３１，３３
及び３４は、±ΔＡの範囲に入った正側バイアス指令ａ
ｂｐまたは負側バイアス指令ａｂｎの無効分を逆極性側
バイアス指令に重畳するように働く。その結果、正負バ
イアス指令は図３(ｅ)に示すような波形と等価になり、
正負バイアス指令が±ΔＡの範囲に入る領域では所定の
パルス幅を確保しつつ、電圧無効分は逆極性側パルス列
で補正される。これにより、電圧指令に対する実電圧と
の誤差が縮小され、出力電圧の正弦波性も保たれる（正
負バイアス変調波の和が図３（ａ）の基本変調波と一致
する）。一方、ＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ４を直接調整するこ
とによっても同様の補正が可能である。図４に、パルス
幅の補正例を示す。この例では、負側のパルス幅が所定
の最小オンパルス幅Ｔｏｎ以下となった場合を示してい
る。ＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ４に、図４（ａ）に示すような
狭幅のパルスが発生すると、パルス発生器４の後段に設
けたゲート論理部５によってこの狭幅パルスが所定の最
小オンパルス幅Ｔｏｎに制限される。そのため、負の電
圧が実際の指令電圧よりも増大してしまう。そこで本実
施例では、図４（ｂ）に示すように、最小オンパルス幅
を確保するために調整されたパルス幅ΔＴだけ、反対側
（この例では正側）のパルス幅を補正する。これによ
り、電圧指令通りの出力電圧を実現可能となる。
０，３１，３３，３４に示した極性判別分配器の働きに
よって、本発明の効果が発揮される。図２に、極性判別
分配器３の構成例を示す。信号分配器３０，３１，３３
及び３４は、±ΔＡの範囲に入った正側バイアス指令ａ
ｂｐまたは負側バイアス指令ａｂｎの無効分を逆極性側
バイアス指令に重畳するように働く。その結果、正負バ
イアス指令は図３(ｅ)に示すような波形と等価になり、
正負バイアス指令が±ΔＡの範囲に入る領域では所定の
パルス幅を確保しつつ、電圧無効分は逆極性側パルス列
で補正される。これにより、電圧指令に対する実電圧と
の誤差が縮小され、出力電圧の正弦波性も保たれる（正
負バイアス変調波の和が図３（ａ）の基本変調波と一致
する）。一方、ＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ４を直接調整するこ
とによっても同様の補正が可能である。図４に、パルス
幅の補正例を示す。この例では、負側のパルス幅が所定
の最小オンパルス幅Ｔｏｎ以下となった場合を示してい
る。ＰＷＭ信号Ｓ１〜Ｓ４に、図４（ａ）に示すような
狭幅のパルスが発生すると、パルス発生器４の後段に設
けたゲート論理部５によってこの狭幅パルスが所定の最
小オンパルス幅Ｔｏｎに制限される。そのため、負の電
圧が実際の指令電圧よりも増大してしまう。そこで本実
施例では、図４（ｂ）に示すように、最小オンパルス幅
を確保するために調整されたパルス幅ΔＴだけ、反対側
（この例では正側）のパルス幅を補正する。これによ
り、電圧指令通りの出力電圧を実現可能となる。
【００１９】以上の実施例は誘導電動機を例にとって説
明したが、この他の交流電動機でも同様である。また、
ここではインバータにおける実施例を示したが、これら
のインバータの出力端子をリアクタンス要素を介して交
流電源と接続し、交流を直流に変換する自励式コンバー
タとして動作（回生動作）させることも可能である。こ
の場合も、インバータの場合と同様の効果が期待でき
る。
明したが、この他の交流電動機でも同様である。また、
ここではインバータにおける実施例を示したが、これら
のインバータの出力端子をリアクタンス要素を介して交
流電源と接続し、交流を直流に変換する自励式コンバー
タとして動作（回生動作）させることも可能である。こ
の場合も、インバータの場合と同様の効果が期待でき
る。
【００２０】当然ながら、マイクロプロセッサ等を用い
れば、上記パルス発生手段の一部または全てをプログラ
ム化して、ソフトウェア的に実現することが可能であ
る。
れば、上記パルス発生手段の一部または全てをプログラ
ム化して、ソフトウェア的に実現することが可能であ
る。
【００２１】
【発明の効果】本発明によれば、正負の電圧パルスが零
電圧を介して交互に出力される期間で、ＰＷＭ制御され
た出力パルスが最小パルス幅に制限される領域で、この
パルス幅の制限によって生じる電圧不足分を補うように
逆極性側のパルス幅を調整することにより、瞬時の出力
電圧指令に忠実に出力電圧の制御が可能となり、出力電
圧の連続制御を実現できる。
電圧を介して交互に出力される期間で、ＰＷＭ制御され
た出力パルスが最小パルス幅に制限される領域で、この
パルス幅の制限によって生じる電圧不足分を補うように
逆極性側のパルス幅を調整することにより、瞬時の出力
電圧指令に忠実に出力電圧の制御が可能となり、出力電
圧の連続制御を実現できる。
【図１】本発明の一実施例を示す構成図。
【図２】図１の極性判別分配器の構成例を示す図。
【図３】本発明のパルス幅の補正原理を説明する図。
【図４】本発明の第２の実施例を示す図。
１…基本波電圧指令発生器、２…振幅指令分配器、３…
極性判別分配器、４…パルス発生器、５…ゲート論理
部、Ｇ…直流電圧源（架線）、７ａ，７ｂ，７ｃ…スイ
ッチングアーム、８…誘導電動機、２１…バイアス設定
器、３０，３１，３３，３４…信号分配器、６１，６２
…分圧コンデンサ、７０〜７３…スイッチング素子、７
４，７５…補助整流素子。
極性判別分配器、４…パルス発生器、５…ゲート論理
部、Ｇ…直流電圧源（架線）、７ａ，７ｂ，７ｃ…スイ
ッチングアーム、８…誘導電動機、２１…バイアス設定
器、３０，３１，３３，３４…信号分配器、６１，６２
…分圧コンデンサ、７０〜７３…スイッチング素子、７
４，７５…補助整流素子。
Claims (3)
- 【請求項１】直流電圧を、ＰＷＭ制御により正の電圧パ
ルスと負の電圧パルス及び零電圧の３つの電位を有する
交流相電圧に変換して交流端子に導出する３レベルイン
バータのＰＷＭ制御装置において、前記正負いずれか一
方の出力電圧パルスが所定のパルス幅以下となったと
き、逆極性側の電圧パルスの幅を零電圧期間が短くなる
方向に調整する手段を備えた３レベルインバータのＰＷ
Ｍ制御装置。 - 【請求項２】第１項において、前記正負出力電圧パルス
の調整分の合計が零となるように、前記電圧パルスの幅
を調整した３レベルインバータのＰＷＭ制御装置。 - 【請求項３】直流電圧を、ＰＷＭ制御により正の電圧パ
ルスと負の電圧パルス及び零電圧の３つの電位を有する
交流相電圧に変換して交流端子に導出する３レベルイン
バータのＰＷＭ制御装置において、正の出力電圧パルス
を発生させるための正の瞬時電圧指令と負の出力電圧パ
ルスを発生させるための負の瞬時電圧指令を備え、正負
いずれか一方の瞬時出力電圧指令の絶対値が所定値以下
となったとき、逆極性側の瞬時電圧指令を調整する手段
を備えた３レベルインバータのＰＷＭ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18880295A JP3333883B2 (ja) | 1995-07-25 | 1995-07-25 | ３レベルインバータのｐｗｍ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18880295A JP3333883B2 (ja) | 1995-07-25 | 1995-07-25 | ３レベルインバータのｐｗｍ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0947031A true JPH0947031A (ja) | 1997-02-14 |
| JP3333883B2 JP3333883B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=16230065
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18880295A Expired - Fee Related JP3333883B2 (ja) | 1995-07-25 | 1995-07-25 | ３レベルインバータのｐｗｍ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3333883B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3382882A1 (en) * | 2017-03-28 | 2018-10-03 | Schneider Electric IT Corporation | Multistate pwm command for 3 level inverters |
| CN113839587A (zh) * | 2020-06-23 | 2021-12-24 | 美的威灵电机技术（上海）有限公司 | 极性判断方法、判断装置和电机控制系统 |
-
1995
- 1995-07-25 JP JP18880295A patent/JP3333883B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3382882A1 (en) * | 2017-03-28 | 2018-10-03 | Schneider Electric IT Corporation | Multistate pwm command for 3 level inverters |
| CN113839587A (zh) * | 2020-06-23 | 2021-12-24 | 美的威灵电机技术（上海）有限公司 | 极性判断方法、判断装置和电机控制系统 |
| CN113839587B (zh) * | 2020-06-23 | 2023-06-16 | 美的威灵电机技术（上海）有限公司 | 极性判断方法、判断装置和电机控制系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3333883B2 (ja) | 2002-10-15 |
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