JPH0933202A - 変位検出装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 変位を検出するコイルを１個とし、装置の小
型化を図るとともに、周囲温度によって測定結果が影響
を受けることの少ない変位検出装置の提供。 【解決手段】 一定の長さに巻回したコイル１と、コイ
ル１とほぼ同等或いはそれ以上の長さを有する非磁性で
比較的電気良導体からなる外筒１０をコイル１の軸線方
向に移動可能に配設し、コイル１に直流電流で偏倚され
た交流電流を供給し外筒１０のコイル１に対する相対変
位に比例的に変化するコイル１の端子間の直流偏倚分を
除く交流電圧信号、又はこの交流電圧を直流電圧若しく
は直流電流に交換した信号を出力とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、産業機械装置の機械的
変位、或いは液体のレベル変化を浮子等による機械的変
位に変換して、その変化を電気信号として出力する変位
検出装置に関する。

【０００２】

【従来の技術及びその課題】変位を検出する装置として
従来から種々の方式が提案されている。最も古典的なも
のとしては、差動トランス或いはポテンショメータなど
を挙げることが出来る。差動トランスは基本的に無接触
で変位を検出できるが、その原理構造上、有効な変位検
出測定範囲に対して検出装置の変位検出方向長さが大き
くなる欠点があるとともに、検出装置の可動部（差動ト
ランスのコア）が機械的振動、衝撃によって破損し易い
欠点がある。ポテンショメータは安価であることから多
くの機械装置に用いられているが、原理的に接触式変位
検出装置であり、寿命に限界があるといった問題があ
る。

【０００３】無接触である特徴を維持しながら上記従来
方式（特に差動トランス）を改良した例として、特開昭
６３−２７３００１号、特開昭６３−２７３００２号、
特開平２−１１６７１２号、特開平２−２０１１１４号
及び特開平３−４６５１２号などを挙げることができ
る。これらの例は、いずれもコイルの中心部に設けられ
るコアは固定しておき、このコイルの外周部に金属外筒
をコイルの軸線方向に移動可能なように配設し、金属外
筒のコイルに対する相対変位を電気信号に変換するもの
である。

【０００４】この改良例は、上記公開特許公報に記載さ
れているように、機械的に強い構造を有する変位検出装
置を具現できることになる。

【０００５】しかしながら、変位検出装置においては、
その機械的構造の強さだけでなく、その性能、特に周囲
の温度変化に対して出力信号の変化が少ないものが要求
される。

【０００６】特開昭６３−２７３００１号では、温度特
性を良くするためにコイルＡとＢの２個を軸方向に設け
ている。この方式であると、コイルが２個になるため装
置の軸方向長さが大きくなる。この欠点を改善するた
め、特開昭６３−２７３００２号では２個のコイルを並
設する方式を提案している。

【０００７】特開平２−１１６７１２号では２個のコイ
ルの一方を別な場所に設置し、変位検出装置の小型化を
図っている。特開平２−２０１１１４号及び特開平３−
４６５１２号も同様の考えで小型化を提案したものであ
る。

【０００８】いずれにしても、２個のコイルを差動型に
接続して変位検出装置の温度特性を良くしようとするも
のである。しかしながら、この方式でも、実際上は３０
０〜９００ppm/℃と非常に大きな温度特性しか得られて
いない。この理由は、コイルを２個用いて差動型にして
も、当然のことながら、変位に応じて２個のコイルが異
なるインダクタンスを有するため完全な温度補償ができ
ないためである。

【０００９】

【発明の目的】そこで、本発明は、変位を検出するため
のコイルを１個として装置の小型化を図るとともに、コ
イルを直流成分でバイアスされた交流電流で駆動し、こ
の直流成分によって生ずる直流電圧変化が周囲温度によ
って比例的に変化することを応用して温度補償特性の優
れた変位検出装置を提案するものである。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、一定の長さに
巻回したコイルと、前記コイルとほぼ同等或いはそれ以
上の長さを有する非磁性で比較的電気良導体からなる外
筒を前記コイルの軸線方向に移動可能に配設し、前記コ
イルに直流電流で偏倚された交流電流を供給し前記外筒
の前記コイルに対する相対変位に比例的に変化する前記
コイルの端子間の直流偏倚分を除く交流電圧信号、又は
前記交流電圧を直流電圧若しくは直流電流に交換した信
号を出力とすることを特徴とする変位検出装置によっ
て、前記課題を解決した。

【００１１】なお、本発明の好適な実施態様としては、
■コイルの端子間に２組の抵抗回路を直列に接続し、こ
の抵抗回路の少なくとも一方の抵抗値をコイル端子間に
発生する直流電圧に比例的に変化させ、この抵抗回路の
接合点に得られる直流偏倚分を除いた電圧変化をもとに
出力信号を得る変位検出装置、■コイルの端子間にポテ
ンショメータを接続し、このポテンショメータの分圧比
をコイル端子間に発生する直流電圧に応じて変化させ、
このポテンショメータのワイパー電圧の直流偏倚分を除
いた電圧変化をもとに出力信号を得る変位検出装置、■
コイルに供給される直流偏倚分を除いた交流電流の振幅
をコイル端子間に発生する直流電圧に応じて変化させ、
このコイル端子間の直流偏倚分を除いた電圧変化をもと
に出力信号を得る変位検出装置、■コイルに供給される
直流偏倚分を除いた交流電流の励振源としてクワドラチ
ュア発振器を用い、この発振器の出力の振幅を制限する
抵抗及びダイオードからなる回路に供給する電圧をコイ
ル端子間に発生する直流電圧に応じて変化させ、このコ
イル端子間の直流偏倚分を除いた電圧変化をもとに出力
信号を得る変位検出装置、及び■コイルに供給される直
流偏倚分を除いた交流電流の励振源としてクワドラチュ
ア発振器を用い、この発振器の出力の振幅を制限する抵
抗及びダイオードからなる回路に供給する電圧を、この
クワドラチュア発振器の交流出力の振幅或いは実効値に
比例する直流電圧と基準電圧との差に基づき変化させる
とともに、コイル端子間に発生する直流電圧によっても
変化させ、このコイル端子間の直流偏倚分を除いた電圧
変化をもとに出力信号を得る変位検出装置がある。

【００１２】

【作用】本発明においては、交流信号によって駆動され
るコイルは１個であり、前記コイルに直流電流で偏倚さ
れた交流電流を供給し前記外筒の前記コイルに対する相
対変位に比例的に変化する前記コイルの端子間の直流偏
倚分を除く交流電圧信号、又は前記交流電圧を直流電圧
若しくは直流電流に交換した信号として取り出すことが
できるから、この種変位検出装置の小型化を実現するこ
とができるとともに、温度補償特性の向上を図ることが
可能になる。

【００１３】

【実施例】図１は本発明の実施例の変位検出装置の一例
を示す。図１において、コイル１はボビン２に巻回され
ている。本例ではコイル１は２層に巻回されているが１
層でもよいし、また２層を超える多層巻でもよい。コイ
ル１は変位検出軸方向に１個だけ設けたもので、このコ
イルの引出し線３と４が図２、図７、図８及び図９に示
される電気回路に接続される。金属パイプ５は、非磁性
で比較的電気不良導体、例えば、オーステナイト系ステ
ンレスＳＵＳ３０４等の金属パイプからなり、この金属
パイプ５の両端は、先端プラグ６とヘッドプラグ７で封
止された密閉構造になっている。本例では、符号８と９
で示すように、溶接によって封止しているが、Ｏリング
等でシール性を持たせた取付方法でもよい。本発明の動
作原理からいって、先端プラグ６とヘッドプラグ７も金
属パイプ５と同様な材質が望ましい。また、機械的強度
を余り要求しないような場合は、５，６及び７をプラス
ティック或いはセラミックスなどの材質で構成してもよ
い。

【００１４】外筒１０は、非磁性で比較的電気良導体、
例えば、銅、銅合金、アルミニウム或いはアルミニウム
合金などから製作される。この外筒１０は、コイル１の
軸線方向でコイル１に対して相対変位し、外筒１０がコ
イル１に対して一種のショートコイルの役をなし、外筒
１０の変位に応じてコイル１のインダクタンスが変化す
るようになっている。コア１１は、ボビン２の中心部に
挿入され透磁率の良い材質、例えば、パーマロイなどが
望ましいが、コア１１は必須のものではなく、ボビン２
の中心部は空洞でもよい。ただし空洞の場合はコイル１
のインダクタンスの外筒１０の変位に対する変化率（感
度）が小さくなることを覚悟しなければならない。

【００１５】なお、図１の符号１２は、ヘッドプラグ７
に設けられたねじ部であり、後述する応用例図１０に示
すように機器にねじ込むことができるようにしたもので
ある。

【００１６】次に、図２は、本発明の変位検出器の主た
る部分であるコイル１を駆動する電気回路及び信号検出
回路を示す。図２の回路は、励振源１３、加算器１４、
電圧・電流変換器１５、低域フィルタ１６、高域フィル
タ１７、抵抗素子１８及び抵抗素子１９から構成され
る。コイル１の引出し線３，４の一方は電圧・電流変換
器１５の出力に接続され、他の引出し線は図２の回路の
グランドに接続される。

【００１７】励振源１３は、図３の左図に示すようなＯ
ｖを中心に振れる交流信号、望ましくは、正弦波状交流
信号を出力する。加算器１４は演算増幅器２０、抵抗２
１，２２及び２３から構成され、この加算器１４の出力
は図３の右図に示すようなＶｂだけＯｖから偏倚された
交流信号となる。この加算器１４の出力は次段の電圧・
電流変換器１５に印加され、この印加された電圧に比例
した電流がコイル１に流れることになる。すなわち、図
３の右図に示すような電流値０から偏倚された交流電流
がコイル１に流れることになる。ただし、図３の右図は
加算器１４の出力を示す。

【００１８】なお、電圧・電流変換器１５は，演算増幅
器２４、抵抗２５，２６，２７，２８及び２９から構成
される典型的従来例の一つを示したに過ぎない。コイル
１に加算器１４の出力電圧に比例した電流を供給できる
回路であればどのようなものでも良い。既に述べたよう
に外筒１０のコイル１に対する相対変位に比例的にコイ
ル１のインダクタンスが変化するので、このコイル１の
２つの引出し線３と４の間には外筒１０のコイル１に対
する相対変位に比例的に変化する交流電圧信号が得られ
ることになる。コイル１のインダクタンスは外筒１０が
図２で右方向に移動（Ｘが大きくなる方向）するに比例
して大きくなるので、上記した交流電圧も比例的に大き
くなる。

【００１９】コイル１の２つの引出し線３と４の間の電
圧は抵抗素子１８及び抵抗素子１９で分圧され、この分
圧された電圧が高域フィルタ１７に伝えられる。高域フ
ィルタ１７は演算増幅器３５、抵抗３６，３７，３８及
びコンデンサ３９からなる典型的な回路である。抵抗３
８とコンデンサ３９の値を適当に選べば，図３の右図に
示すような直流偏倚−Ｖｂの除去されたＯｖを中心に振
れる交流信号のみを高域フィルタ１７の出力Ｖａとして
得ることができる。このＶａは，既に述べた如く、周囲
温度が一定であれば、外筒１０のコイル１に対する相対
変位に比例する。

【００２０】また、コイル１の２つの引出し線３と４の
間の電圧は低域フィルタ１６にも伝えられるようになっ
ており、この低域フィルタ１６は演算増幅器３０、抵抗
３１，３２，３３及びコンデンサ３４からなる典型的な
回路で、抵抗３３とコンデンサ３４の値を適当に選べば
図３の右図に示すような直流偏倚−Ｖｂに相当する直流
電圧Ｖｄを得ることができる。

【００２１】さて、上記の直流電圧Ｖｄは、コイル１の
直流抵抗値に比例し、この直流抵抗値はコイル１の周囲
温度Ｔに比例しコイル１のインダクタンスには無関係で
ある。すなわち、α、βを定数とするとＶｄは次の式で
表わすことができる。 Ｖｄ＝α・Ｔ＋β …■ 後述する実験結果からも明らかなように、コイル１のイ
ンダクタンスは外筒１０の変位に応じて変化するのみな
らず、コイル１の周囲温度の変化によっても変動する。
本発明の中心的特徴は，■式で示される関係を応用して
温度特性の優れた変位検出装置を提案するところにあ
る。

【００２２】

【実験例】本発明の効果を実証するために、図１で示す
変位検出装置を試作した。コイル１の線径は０．２〓
で、軸方向長さを１５０〓、ボビン２の外径、すなわ
ち、コイル１の内径は４〓とし２層巻回した。外筒１０
の有効移動範囲は、コイル１の軸方向長さ１５０〓の両
端から１０〓以内、すなわち、１３０〓とした。

【００２３】図４、図５及び図６は実験結果の一例を示
し、図４はＸ＝０〓、図５はＸ＝６５〓及び図６はＸ＝
１３０〓の場合を示す。図の中の横軸は周囲温度で、縦
軸は高域フィルタ１７の出力Ｖａの電圧を示す。実験で
は抵抗素子１９を固定抵抗２０ＫΩとし、抵抗素子１８
を０Ωから１００Ω毎に変化させた。すなわち、図４〜
図５において０Ωと記した実験結果は抵抗素子１８と１
９による分圧効果のない場合を示す。

【００２４】これらの実験結果から明らかなように、コ
イル１のインダクタンスの大きさ、言い換えると外筒１
０の位置の差異によって、出力信号の周囲温度に対する
変化率が大きく異なることが分かる。例えば、抵抗素子
１８が０Ωの場合、変位検出装置の有効測定範囲１３０
〓をフルストローク（ＦＳ）として温度特性を計算する
と、 Ｘ＝０〓のとき ４８５ppmFS／℃ Ｘ＝６５〓のとき １００４ppmFS／℃ Ｘ＝１３０〓のとき １５２４ppmFS／℃ であった。（注：周囲温度２０℃一定の条件下で外筒１
０が１３０〓変位したときのＶａの変化は３７８３mvAC
であった。この３７８３mvACに対する１℃当りの変動率
を ppmで表わしたものが上記の各数値である。）

【００２５】このように、変位によって温度特性の異な
ることが、前述した先行技術によるコイル２個を使用し
た差動方式にしても完全に温度補償しきれない理由であ
る。

【００２６】さて、図４〜図５の実験結果から、次に示
す線形方程式でデータを近似できることが分かった。 Ｘ＝０〓のとき Ｖａ＝１．８３３・Ｔ＋Ｄ１−（７／１００）・Ｒｘ …■ Ｘ＝６５〓のとき Ｖａ＝３．８００・Ｔ＋Ｄ２−（１５／１００）・Ｒｘ…■ Ｘ＝１３０〓のとき Ｖａ＝５．８７６７・Ｔ＋Ｄ３−（２３／１００）・Ｒｘ …■ 但し、Ｖａ：高域フィルタ１７の出力 Ｔ ：周囲温度 Ｒｘ：抵抗素子１８の抵抗値 Ｄ１，Ｄ２及びＤ３：Ｔ＝０、Ｒｘ＝０のときの出力信
号Ｖａの値

【００２７】ここで、Ｒｘが周囲温度に対して線形にそ
の抵抗値を変化し得るとすると、 Ｒｘ＝κ１Ｔ ＋ κ２ …■ 但し、κ１、κ２は定数 となり、これをＸ＝６５〓のときの方程式■に代入すれ
ば、 Ｖａ＝［３．８００−（１５／１００）・κ１］・Ｔ＋Ｄ２−１５κ２／１００ …■ となる。

【００２８】■式において周囲温度Ｔの係数が０であれ
ば、少なくともＸ＝６５〓のとき、高域フィルタ１７の
出力信号Ｖａは周囲温度に全く影響されないことにな
る。そこで、この場合のκ１の値を求めると、 ３．８００−１５／１００・κ１＝０ κ１＝２５．３３３ …■ ■式で得られたκ１をＸ＝０〓及びＸ＝１３０〓の場合
の方程式■と■に代入すると、それぞれのＴの係数は、 Ｘ＝０〓のとき ０．０６ Ｘ＝１３０〓のとき −０．０６ となる。本試作品における外筒１０の有効移動範囲（周
囲温度２０℃一定条件下）での出力電圧Ｖａの最大変差
は３７８３mvACであったので、これをフルストロークと
し温度特性を計算すれば、 Ｘ＝０〓のとき ０．０６／３７８３＝１５．８ppmFS／℃ Ｘ＝１３０〓のとき −０．０６／３７８３＝１５．８ppmFS／℃ となり、変位検出装置の有効移動範囲全域で非常に優れ
た温度特性を得ることができることが分かった。

【００２９】既に述べたように、■式で低域フィルタ１
６の出力Ｖｄは周囲の温度Ｔに比例することを示した。
従って、Ｖｄに対し比例的に抵抗素子１８の抵抗値を変
化させることができれば、本発明による効果を得ること
ができることになる。図２では詳細を図示しないが、例
えば、抵抗素子１８をＦＥＴトランジスタとし、そのゲ
ート電圧を低域フィルタ１６の出力Ｖｄで制御してやる
と上記した効果が得られることになる。

【００３０】図７は本発明の実施例のより具体的な一例
を示したものである。なお、図２で示した回路の構成部
品と同一機能を有するものに対しては同じ番号を付し
た。

【００３１】図２における抵抗素子１８と抵抗素子１９
に代えてディジタル・ポテンショメータ４２（具体的に
はアナログ・デバイセズ社製半導体集積回路ＡＤ８４０
２等を用いることができる。）を使用した例である。こ
のディジタル・ポテンショメータ４２は、演算回路４１
のディジタル信号によってポテンショメータ４３のワイ
パー４４の位置を任意に設定できるものである。すなわ
ち、ポテンショメータ４３のワイパー４４に得られる電
圧は、図２における抵抗素子１８と抵抗素子１９によっ
て分圧された電圧と等価である。

【００３２】ここで、低域フィルタ１６の出力信号Ｖｄ
をＡ／Ｄ変換器４０でディジタル信号に変換し、マイク
ロプロセッサなどで構成される演算回路４１によってデ
ィジタル・ポテンショメータ４２を制御すべきディジタ
ル信号を得て、周囲温度に応じポテンショメータ４３の
ワイパー４４の位置を決めるとよい。この点をもう少し
詳しく説明すると次のようになる。すなわち、図２にお
いて抵抗素子１９を２０ＫΩの固定抵抗とした場合、■
式にみるようにκ１＝２５．３３３が最適であった。こ
のことは、■式より明らかなように、Ｒｘを周囲の温度
が１℃変化する毎に２５．３３３Ωづつ減ずればよいこ
とを示している。これを抵抗素子１８と抵抗素子１９の
分圧比として表わすと、 （２０・１０の３乗）／（２０・１０の３乗＋２５．３３３・Ｔ） …■ となる。

【００３３】従って、図７の回路においては、ポテンシ
ョメータ４３の分圧比、言い換えるとポテンショメータ
４３のワイパー４４の位置を■式で示す関係によって決
めるとよい。既に述べたように，周囲温度Ｔは■式から
容易に求めることができる。

【００３４】図８は本発明の他の実施例を示したもので
ある。図８においても、図２又は図７で示した回路の構
成部品と同一機能を有するものに対しては同じ番号を付
した。図７ではポテンショメータ４３をコイル１の引出
し線の間に設けているが、図８ではポテンショメータ４
３のワイパー４４の信号が加算器１４に印加されるよう
になっている。また、外筒１０の変位に応じて変化す
る、コイル１の信号は直接高域フィルタ１７に伝えられ
出力信号Ｖａが取出されるようになっている。

【００３５】コイル１の周囲温度の変化は、既に述べた
ように、低域フィルタ１６の出力信号Ｖｄとして検出さ
れ、この出力信号ＶｄはＡ／Ｄ変換器４０によってディ
ジタル信号に変換され、演算回路４１によりディジタル
ポテンショメータ４２を制御すべきディジタル信号を得
て周囲温度に応じポテンショメータ４３のワイパー４４
の位置が決められる。すなわち、周囲温度が変化する
と、それに応じて励振源１３の交流信号の振幅が変化
し、この振幅の変化した交流信号が加算器１４に加えら
れて、最終的には、周囲温度の変化に感応しない変位信
号Ｖａを得ようとするものである。

【００３６】この点を数式を用いて説明すると次のよう
になる。図４、図５及び図６のＲｘ＝０Ωのときのグラ
フからも明らかなように、変位検出装置の出力信号Ｖａ
の周囲温度Ｔによる変動分△Ｖａは■式で表わされる。 △Ｖａ＝（α１・Ｘ＋β１）・Ｔ …■ ■式のβ１はＸ＝０のときの温度Ｔに対する感度係数
で、α１・Ｘはこの感度係数がＸの大きさに応じて大き
くなることを示している。α１、β１ともコイル１の仕
様によって一義的に決まる係数である。

【００３７】また、周囲温度Ｔは■式でも明らかなよう
に、低域フィルタ１６の出力Ｖｄとして検出でき、その
変動分△Ｖｄを(１０)式のように示す。 △Ｖｄ＝α２・Ｔ …(１０) さて、変位検出装置の出力信号Ｖｄはコイル１に加えら
れる交流信号の大きさによっても変化する。励振源１３
の出力する交流信号の大きさをＶｄで制御できるように
図８の回路は構成されているので、この制御による出力
信号Ｖａの変動分△Ｖａは、 △Ｖａ＝（α３・Ｘ＋β３）・△Ｖｄ …(１１) となる。(１１)式は、当然のことながら、Ｖｄに対する
Ｖａの変化率がＸの大きさ、すなわち、コイル１のイン
ダクタンスの大きさに依存することを示している。

【００３８】（１０）、（１１）式から次の（１２）式
を得る。 △Ｖａ＝（α３・Ｘ＋β３）・α２・Ｔ …（１２） （９）式と（１２）式の差をとると、 （α１・Ｘ＋β１）・Ｔ−（α３・Ｘ＋β３）・α２・Ｔ ＝［（α１−α３・α２）・Ｘ−（β１−β３・α２）］・Ｔ …（１３） となる。

【００３９】（１３）式から明らかなように、 α１−α３・α２＝０ …（１４） β１−β３・α２＝０ …（１５） が成立すれば、周囲温度Ｔに全く影響されないことにな
る。

【００４０】具体的な数値を（１４）、（１５）式に適
用してみる。既に述べたように、α１、β１はコイル１
の仕様によって決まり、試作変位検出装置では（２）、
（３）及び（４）式から、 α１＝３０．２６×（１０の−３乗） β１＝１．８３３ また、α３とβ３は、 α３＝５．４９８×（１０の−３乗） β３＝０．３３３ であった。α２は任意に選べるので（１４）式から、 α２＝α１／ａ３＝５．５０４ と選べば、先ず（１４）式が満足される。次に、上記の
β１、β３及びα２を（１５）式に代入すれば、 β１−β３・α２＝１．８３３−０．３３３×５．５０４ ≒０ となって（１５）式も満足される。

【００４１】図８の実施例では励振源１３の交流信号の
振幅を変化させるためにディジタルポテンショメータ４
２を用い、このディジタルポテンショメータ４２を制御
するために演算回路４１とＡ／Ｄ変換器４０が必要とな
って回路構成が若干複雑になる。この点に鑑み、全ての
回路をアナログ回路で構成したさらに他の実施例を図９
に示す。

【００４２】図９では図８の励振源１３に相当するもの
としてクワドラチュア(Quadrature)発振回路４５を用い
た。演算増幅器５０、コンデンサ５２及び抵抗５５から
なる積分回路と演算増幅器５１、コンデンサ５３及び抵
抗５６からなるもう一つの積分回路を抵抗５７及びコン
デンサ５３で閉回路になし、自励振動によって、演算増
幅器５０の出力に０Ｖを中心に振動する正弦波を得るも
のである。

【００４３】発振周波数ｆは、コンデンサ５２、５３及
び５４を等しくＣとし、抵抗５５、５６を等しくＲと
し、抵抗５７を１０％以下程度でＲよりも大きめにすれ
ば安定した発振が得られ、 ｆ＝１／２πＲＣ となる。

【００４４】引出し線４９上の正弦波の振幅は抵抗５
８，５９，６０及び６１とダイオード６２及び６３で制
限され抵抗５８及び６１を経て外部から供給される電圧
Ｖｅ及び−Ｖｅに比例する。

【００４５】さて、符号４６は、例えば、全波整流器な
どであって、正弦波の実効値或いは振幅の大きさなどの
直流信号を出力するもので加減算器４７に負帰還され
る。加減算器４７は演算増幅器６４、抵抗６５，６６，
６７及び６８からなる位相反転増幅器である。今、コイ
ル１の周囲温度に比例する低減フィルタ１６の出力電圧
Ｖｄが０ｖであると仮定する。抵抗６５の値を抵抗６６
及び６８よりも比較的に大きくしておくと、抵抗６８を
経て外部から印加される一定電圧−Ｖｃの絶対値に全波
整流器４６の出力が一致するよう電圧Ｖｅが制御され
る。符号４８は典型的な位相反転回路であり、演算増幅
器６９、同じ抵抗値を有する抵抗７０及び７１から構成
され−Ｖｅを出力し抵抗６１を経てクワドラチュア発振
回路４５に供給される。すなわち、図９で示す実施例に
よって、外部から印加される一定電圧−Ｖｃの絶対値に
比例した振幅を有する０ｖを中心に振れる正弦波を引出
し線４９に得ることが可能となる。

【００４６】さて、次にコイル１の周囲温度が変化した
場合を考える。既に述べたように、この周囲温度は低減
フィルタ１６の出力電圧Ｖｄとして（１）式の関係で検
出できる。Ｖｄは図９における加減算器４７の抵抗６７
を経てこの加減算器に印加されるので、引出し線４９に
得られる正弦波の振幅はコイル１の周囲温度の変動に応
じて変化することになる。抵抗６７の抵抗値を抵抗６６
及び６７の抵抗値に対し適当に選べば、既に述べた（１
４）及び（１５）式を満足することができる。

【００４７】なお、外筒１０のコイル１に対する相対変
位に比例する出力信号Ｖａは、その実効値を出力として
もよいし、従来技術で容易に得ることのできる整流され
た直流電圧を出力信号としてもよい。或いは、Ｖａが正
弦波の場合は、そのピーク値をホールドし直流電圧に変
換したものでもよい。いずれにしても、外筒１０の変位
に比例した目的にかなった電気信号を容易に得ることが
できる。また、電圧信号に限らず、電流信号にしてもよ
い。

【００４８】

【応用例】図１０は本発明による変位検出装置を油空圧
シリンダに組込みシリンダのロッドの変位を検出する例
を示したものである。図１で示した構成の変位検出装置
７２が油圧シリンダ７３の側底部にねじ込まれ、Ｏリン
グ５０でシールされる。すなわち、加圧流体の加えられ
るシリンダ等に内蔵しうる例を図１０は示している。

【００４９】変位検出装置の外筒１０はロッド７４の中
心部に設けられた穴７８に挿入され、この外筒１０の端
部に固着されたフランジ７５をボルト７６でシリンダの
ピストン部７９に取付けられている。この構造によっ
て、シリンダ７３のポート８０或いは８１を経て加圧さ
れた流体がシリンダ７３の内部に供給され、ロッド７４
が伸縮し、この伸縮の変位を本発明による変位検出装置
７２が検出する。このように、図１における金属パイプ
５、先端プラグ６及びヘッドプラグ７で密閉された強固
な容器の中にコイル１を収納できる構造であるから、図
９のような応用例に用いることが可能となる。

【００５０】当然のことであるが、応用例は図１０に限
られず、一般的な産業機械の可動部位に外筒１０を取付
けて変位を検出できることは言うまでもない。

【００５１】

【発明の効果】請求項１の構成によれば、変位を検出す
るためのコイルを１個としたので、小型化されたこの種
の変位検出装置を得ることができる。そして、請求項２
乃至６の構成では、温度補償特性の優れた変位検出装置
を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の変位検出装置の実施例の軸方向断面
図。

【図２】 図１の変位検出装置の概略とその駆動回路及
び信号検出回路の実施例を示した図。

【図３】 左側は励振源のＯｖを中心に振れる交流信号
出力、右側はＶｂだけＯｖから偏倚された加算器の交流
信号出力の波形をそれぞれ示す。

【図４】 出力電圧が周囲温度によってどのように影響
されるかを示した実験結果を示す図表で、変位がゼロの
場合である。

【図５】 出力電圧が周囲温度によってどのように影響
されるかを示した実験結果を示す図表で、変位が中間の
場合である。

【図６】 出力電圧が周囲温度によってどのように影響
されるかを示した実験結果を示す図表で、変位が最大の
場合である。

【図７】 図１の変位検出装置の概略とその駆動回路及
び信号検出回路の別の実施例を示した図。

【図８】 図１の変位検出装置の概略とその駆動回路及
び信号検出回路のさらに別の実施例を示した図。

【図９】 図１の変位検出装置の概略とその駆動回路及
び信号検出回路のさらに別の実施例を示した図。

【図１０】 本発明の応用例で、油空圧シリンダに組み
込まれ、シリンダのロッドの変位を検出する場合の軸方
向断面図。

【符号の説明】

１ コイル １０ 外筒 １３ 励振源 １４ 加算器 １５ 電圧・電流変換器 １６ 低域フィルタ １７ 高域フィルタ １８，１９ 抵抗回路 ４２ ディジタルポテンショメータ ４５ クワドラチュア発振器

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一定の長さに巻回したコイルと、前記コ
   イルとほぼ同等或いはそれ以上の長さを有する非磁性で
   比較的電気良導体からなる外筒を前記コイルの軸線方向
   に移動可能に配設し、前記コイルに直流電流で偏倚され
   た交流電流を供給し前記外筒の前記コイルに対する相対
   変位に比例的に変化する前記コイルの端子間の直流偏倚
   分を除く交流電圧信号、又は前記交流電圧を直流電圧若
   しくは直流電流に交換した信号を出力とすることを特徴
   とする、変位検出装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の変位検出装置におい
   て、前記コイルの端子間に２組の抵抗回路を直列に接続
   し、前記抵抗回路の少なくとも一方の抵抗値を前記コイ
   ル端子間に発生する直流電圧に比例的に変化させ、前記
   抵抗回路の接合点に得られる直流偏倚分を除いた電圧変
   化をもとに出力信号を得ることを特徴とする、変位検出
   装置。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の変位検出装置におい
   て、前記コイルの端子間にポテンショメータを接続し、
   前記ポテンショメータの分圧比を前記コイル端子間に発
   生する直流電圧に応じて変化させ、前記ポテンショメー
   タのワイパー電圧の直流偏倚分を除いた電圧変化をもと
   に出力信号を得ることを特徴とする、変位検出装置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の変位検出装置におい
   て、前記コイルに供給される直流偏倚分を除いた交流電
   流の振幅を前記コイル端子間に発生する直流電圧に応じ
   て変化させ、前記コイル端子間の直流偏倚分を除いた電
   圧変化をもとに出力信号を得ることを特徴とする、変位
   検出装置。
5. 【請求項５】請求項１に記載の変位検出装置において、
   前記コイルに供給される直流偏倚分を除いた交流電流の
   励振源としてクワドラチュア発振器を用い、該発振器の
   出力の振幅を制限する抵抗及びダイオードからなる回路
   に供給する電圧を前記コイル端子間に発生する直流電圧
   に応じて変化させ、前記コイル端子間の直流偏倚分を除
   いた電圧変化をもとに出力信号を得ることを特徴とす
   る、変位検出装置。
6. 【請求項６】請求項１に記載の変位検出装置において、
   前記コイルに供給される直流偏倚分を除いた交流電流の
   励振源としてクワドラチュア発振器を用い、該発振器の
   出力の振幅を制限する抵抗及びダイオードからなる回路
   に供給する電圧を、前記クワドラチュア発振器の交流出
   力の振幅或いは実効値に比例する直流電圧と基準電圧と
   の差に基づき変化させるとともに、前記コイル端子間に
   発生する直流電圧によっても変化させ、前記コイル端子
   間の直流偏倚分を除いた電圧変化をもとに出力信号を得
   ることを特徴とする、変位検出装置。