JPH09322540A - 直流定電圧電源回路 - Google Patents
直流定電圧電源回路Info
- Publication number
- JPH09322540A JPH09322540A JP8134712A JP13471296A JPH09322540A JP H09322540 A JPH09322540 A JP H09322540A JP 8134712 A JP8134712 A JP 8134712A JP 13471296 A JP13471296 A JP 13471296A JP H09322540 A JPH09322540 A JP H09322540A
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- JP
- Japan
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- switching element
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 直流定電圧電源回路において、平滑コンデン
サ充電中の過渡状態、定常状態を問わず、スイッチング
素子での損失を低減する。 【解決手段】 全波整流回路２と定電圧出力回路３の間
に、抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 とトランジスタＱからなる補助スイ
ッチング回路５が設けられている。トランジスタＱは出
力電圧Ｖout に応じて導通開始脈流電圧レベルが変化す
るため、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのオフ電圧レベルも出
力電圧Ｖout に応じて変化する。したがって、抵抗Ｒ1
〜Ｒ5 の値を適当に選定すれば、パワーＭＯＳＦＥＴ３
ｃの導通領域を任意に設定できる。
サ充電中の過渡状態、定常状態を問わず、スイッチング
素子での損失を低減する。 【解決手段】 全波整流回路２と定電圧出力回路３の間
に、抵抗Ｒ1 〜Ｒ4 とトランジスタＱからなる補助スイ
ッチング回路５が設けられている。トランジスタＱは出
力電圧Ｖout に応じて導通開始脈流電圧レベルが変化す
るため、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのオフ電圧レベルも出
力電圧Ｖout に応じて変化する。したがって、抵抗Ｒ1
〜Ｒ5 の値を適当に選定すれば、パワーＭＯＳＦＥＴ３
ｃの導通領域を任意に設定できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、入力された交流電
圧から直流定電圧を出力する回路に関する。
圧から直流定電圧を出力する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の定電圧電源回路は、図３に示すよ
うに、交流電源１と、全波整流回路２と、抵抗３ａ、ツ
ェナーダイオード３ｂ、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃからな
る定電圧出力回路３と、平滑コンデンサ４で構成されて
いる。この回路の動作は以下の通りである。交流電源１
から交流電圧を入力し、整流回路２により脈流電圧に変
換する。この脈流電圧とパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのソー
ス電圧の差がパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのゲートカットオ
フ電圧以上となると、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃが導通
し、出力部に電圧を出力する。平滑コンデンサ４は、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのスイッチングに伴い発生する電
圧を平滑する。ツェナーダイオード３ｂは、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃのゲート・ソース間に印加される電圧を制
限し、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの保護と出力電圧の制御
を行う。抵抗３ａは、ツェナーダイオード３ｂにツェナ
ー電圧以上の電圧が印加された場合に、ツェナーダイオ
ード３ｂに流れる電流を制限する役目をする。
うに、交流電源１と、全波整流回路２と、抵抗３ａ、ツ
ェナーダイオード３ｂ、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃからな
る定電圧出力回路３と、平滑コンデンサ４で構成されて
いる。この回路の動作は以下の通りである。交流電源１
から交流電圧を入力し、整流回路２により脈流電圧に変
換する。この脈流電圧とパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのソー
ス電圧の差がパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのゲートカットオ
フ電圧以上となると、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃが導通
し、出力部に電圧を出力する。平滑コンデンサ４は、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのスイッチングに伴い発生する電
圧を平滑する。ツェナーダイオード３ｂは、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃのゲート・ソース間に印加される電圧を制
限し、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの保護と出力電圧の制御
を行う。抵抗３ａは、ツェナーダイオード３ｂにツェナ
ー電圧以上の電圧が印加された場合に、ツェナーダイオ
ード３ｂに流れる電流を制限する役目をする。
【０００３】この回路では、脈流電圧がパワーＭＯＳＦ
ＥＴ３ｃのゲートカットオフ電圧以上の領域でパワーＭ
ＯＳＦＥＴ３ｃが常時導通するため、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ３ｃで大きな損失を生じる。図４はこの回路でシミュ
レーションを行った結果を示す図で、同図（１）は出力
電圧、同図（２）はパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃでの瞬時損
失、同図（３）はパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃでの平均損失
である。この回路では、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの平均
損失が大きいため、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの定格を大
きくしたり、ヒートシンクを取り付ける必要がある。こ
の問題点を解決するために、図５のような補助電源回路
が提案されている（特開平５−１７６５４１）。この補
助電源回路は、交流電源１と、入力された商用交流電圧
を脈流電圧に変換する整流回路２と、脈流電圧がある電
圧以下の時に信号を出力する電圧検出回路６と、駆動信
号によってスイッチング素子を遮断あるいは導通する回
路７と、平滑コンデンサ４で構成されている。
ＥＴ３ｃのゲートカットオフ電圧以上の領域でパワーＭ
ＯＳＦＥＴ３ｃが常時導通するため、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ３ｃで大きな損失を生じる。図４はこの回路でシミュ
レーションを行った結果を示す図で、同図（１）は出力
電圧、同図（２）はパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃでの瞬時損
失、同図（３）はパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃでの平均損失
である。この回路では、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの平均
損失が大きいため、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの定格を大
きくしたり、ヒートシンクを取り付ける必要がある。こ
の問題点を解決するために、図５のような補助電源回路
が提案されている（特開平５−１７６５４１）。この補
助電源回路は、交流電源１と、入力された商用交流電圧
を脈流電圧に変換する整流回路２と、脈流電圧がある電
圧以下の時に信号を出力する電圧検出回路６と、駆動信
号によってスイッチング素子を遮断あるいは導通する回
路７と、平滑コンデンサ４で構成されている。
【０００４】この補助電源回路は、整流回路２により変
換された脈流電圧が、ある設定された電圧以下の場合
に、スイッチング素子を導通するため、スイッチング素
子での損失が低減されていることが特徴である。
換された脈流電圧が、ある設定された電圧以下の場合
に、スイッチング素子を導通するため、スイッチング素
子での損失が低減されていることが特徴である。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の補助電
源回路では、電源投入直後で平滑コンデンサに充電中の
過渡状態における損失は考慮されていない。つまり、前
記補助電源回路では、設定電圧以下であればスイッチン
グ素子が導通するため、出力電圧が一定になるまでに
は、大きな電流が流れることになる。その結果、充電過
渡時にスイッチング素子で大きな損失が発生する。本発
明の目的は上記問題点を解決して、平滑コンデンサ充電
中の過渡状態、定常状態を問わずスイッチング素子での
損失を低減する直流定電圧電源回路を提供することであ
る。
源回路では、電源投入直後で平滑コンデンサに充電中の
過渡状態における損失は考慮されていない。つまり、前
記補助電源回路では、設定電圧以下であればスイッチン
グ素子が導通するため、出力電圧が一定になるまでに
は、大きな電流が流れることになる。その結果、充電過
渡時にスイッチング素子で大きな損失が発生する。本発
明の目的は上記問題点を解決して、平滑コンデンサ充電
中の過渡状態、定常状態を問わずスイッチング素子での
損失を低減する直流定電圧電源回路を提供することであ
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の直流定電圧電源
回路は、入力交流電圧を直流脈流電圧に変換する整流回
路と、前記脈流電圧がカットオフ電圧以上になると導通
し、電圧を出力するスイッチング素子と、該スイッチン
グ素子の保護と出力電圧の制御を行うツェナーダイオー
ドと、該ツェナーダイオードにツェナー電圧以上の電圧
が印加された場合に、該ツェナーダイオードを流れる電
流を制限する抵抗とを含む定電圧出力回路と、前記スイ
ッチング素子の導通に伴ない発生する電圧を平滑する平
滑コンデンサと、前記スイッチング素子が導通する領域
を、出力電圧に応じて変化させる補助スイッチング回路
を有する。
回路は、入力交流電圧を直流脈流電圧に変換する整流回
路と、前記脈流電圧がカットオフ電圧以上になると導通
し、電圧を出力するスイッチング素子と、該スイッチン
グ素子の保護と出力電圧の制御を行うツェナーダイオー
ドと、該ツェナーダイオードにツェナー電圧以上の電圧
が印加された場合に、該ツェナーダイオードを流れる電
流を制限する抵抗とを含む定電圧出力回路と、前記スイ
ッチング素子の導通に伴ない発生する電圧を平滑する平
滑コンデンサと、前記スイッチング素子が導通する領域
を、出力電圧に応じて変化させる補助スイッチング回路
を有する。
【０００７】出力電圧に応じて、スイッチング素子の導
通領域を変えるので、平滑コンデンサ充電中の過渡状
態、定常状態を問わず、スイッチング素子での損失を小
さくすることができる。この結果、損失定格の小さいス
イッチング素子の選定やスイッチング素子のヒートシン
クレスが可能となる。本発明の実施態様によれば、補助
スイッチング回路のコンパレータ部がヒステリシスコン
パレータである。本発明の他の実施態様によれば、定電
圧出力回路のスイッチング素子がバイポーラトランジス
タまたはパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである。本
発明のさらに他の実施態様によれば、スイッチング素子
がパワーＭＯＳＦＥＴであり、補助スイッチング回路
が、コレクタがパワーＭＯＳＦＥＴのゲートに接続さ
れ、エミッタが抵抗を介して平滑コンデンサの両端に接
続されたトランジスタと、整流回路の出力電圧を分圧し
て前記トランジスタのベースに印加する抵抗を含む。
通領域を変えるので、平滑コンデンサ充電中の過渡状
態、定常状態を問わず、スイッチング素子での損失を小
さくすることができる。この結果、損失定格の小さいス
イッチング素子の選定やスイッチング素子のヒートシン
クレスが可能となる。本発明の実施態様によれば、補助
スイッチング回路のコンパレータ部がヒステリシスコン
パレータである。本発明の他の実施態様によれば、定電
圧出力回路のスイッチング素子がバイポーラトランジス
タまたはパワーＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴである。本
発明のさらに他の実施態様によれば、スイッチング素子
がパワーＭＯＳＦＥＴであり、補助スイッチング回路
が、コレクタがパワーＭＯＳＦＥＴのゲートに接続さ
れ、エミッタが抵抗を介して平滑コンデンサの両端に接
続されたトランジスタと、整流回路の出力電圧を分圧し
て前記トランジスタのベースに印加する抵抗を含む。
【０００８】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態を図面を
参照して説明する。図１は本発明の一実施形態の直流定
電圧電源回路の構成図である。この直流定電圧電源回路
は交流電源１と、整流回路２と、定電圧出力回路３と、
平滑コンデンサ４と、補助スイッチング回路５で構成さ
れている。交流電源１から交流電圧を入力し、整流回路
２で脈流電圧Ｖ1に変換する。定電圧出力回路３は、図
３の従来例と同じように、脈流電圧Ｖ1とパワーＭＯＳ
ＦＥＴ３ｃのソース電圧の差がパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃ
のゲートカットオフ電圧Ｖ GS（ｏｆｆ）以上となると、
パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃが導通し、出力部に電圧（出力
電圧Ｖout）を出力する。平滑用コンデンサ４は、パワ
ーＭＯＳＦＥＴ３ｃのスイッチングに伴い発生する電圧
を平滑する。補助スイッチング回路５では、脈流電圧Ｖ
1 がパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのゲートカットオフ電圧Ｖ
GS（ｏｆｆ）以上となり、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃが導
通している状態で、補助スイッチング回路５のトランジ
スタＱのベース・エミッタ間電圧が出力電圧Ｖout とベ
ース飽和電圧ＶBE(sat)に対して、（１）式を満足すれ
ば、このトランジスタＱは導通する。
参照して説明する。図１は本発明の一実施形態の直流定
電圧電源回路の構成図である。この直流定電圧電源回路
は交流電源１と、整流回路２と、定電圧出力回路３と、
平滑コンデンサ４と、補助スイッチング回路５で構成さ
れている。交流電源１から交流電圧を入力し、整流回路
２で脈流電圧Ｖ1に変換する。定電圧出力回路３は、図
３の従来例と同じように、脈流電圧Ｖ1とパワーＭＯＳ
ＦＥＴ３ｃのソース電圧の差がパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃ
のゲートカットオフ電圧Ｖ GS（ｏｆｆ）以上となると、
パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃが導通し、出力部に電圧（出力
電圧Ｖout）を出力する。平滑用コンデンサ４は、パワ
ーＭＯＳＦＥＴ３ｃのスイッチングに伴い発生する電圧
を平滑する。補助スイッチング回路５では、脈流電圧Ｖ
1 がパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのゲートカットオフ電圧Ｖ
GS（ｏｆｆ）以上となり、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃが導
通している状態で、補助スイッチング回路５のトランジ
スタＱのベース・エミッタ間電圧が出力電圧Ｖout とベ
ース飽和電圧ＶBE(sat)に対して、（１）式を満足すれ
ば、このトランジスタＱは導通する。
【０００９】
【数１】
【００１０】これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃのゲ
ート・ソース間に印加される電圧Ｖ GSは
ート・ソース間に印加される電圧Ｖ GSは
【００１１】
【数２】
【００１２】で得られ、ＶGS＜ＶGS（ｏｆｆ）の条件を
満たすとき、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃはオフする。な
お、ＶCE（ｓａｔ）はトランジスタＱが完全に導通した
場合のコレクタ・エミッタ間電圧である。つまり、トラ
ンジスタＱは出力電圧Ｖout に応じて導通開始脈流電圧
レベルが変化する。このため、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃ
のオフ電圧レベルも出力電圧Ｖoutに応じて変えること
ができる。したがって、抵抗Ｒ1 〜Ｒ5 の値を適当に選
定すれば、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの導通領域を任意に
設定でき、出力電圧Ｖoutに応じて変えることができ
る。このため、平滑コンデンサ４の充電中の過渡状態、
定常状態を問わず、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの損失が小
さくなる領域でのみ、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃを導通さ
せることができる。
満たすとき、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃはオフする。な
お、ＶCE（ｓａｔ）はトランジスタＱが完全に導通した
場合のコレクタ・エミッタ間電圧である。つまり、トラ
ンジスタＱは出力電圧Ｖout に応じて導通開始脈流電圧
レベルが変化する。このため、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃ
のオフ電圧レベルも出力電圧Ｖoutに応じて変えること
ができる。したがって、抵抗Ｒ1 〜Ｒ5 の値を適当に選
定すれば、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの導通領域を任意に
設定でき、出力電圧Ｖoutに応じて変えることができ
る。このため、平滑コンデンサ４の充電中の過渡状態、
定常状態を問わず、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃの損失が小
さくなる領域でのみ、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃを導通さ
せることができる。
【００１３】図２は本実施形態の直流定電圧電源回路の
シミュレーション結果を示す図で、同図（１）は出力電
圧、同図（２）はパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃでの瞬時損
失、同図（３）はパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃでの平均損失
である。本発明の目的通り、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃで
の平均損失は、平滑コンデンサ４が充電中の過渡状態
（出力電圧がほぼ一定となるまでの期間）、定常状態を
問わず、低減されている。損失は従来例（図４）と比較
すると、約１／１０程度となっている。なお、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ３ｃの代りにバイポーラトランジスタ、ＩＧ
ＢＴなどが使用できる。また、補助スイッチング回路５
のコンパレータ部としてヒステリシスコンバレータを使
用することもできる。
シミュレーション結果を示す図で、同図（１）は出力電
圧、同図（２）はパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃでの瞬時損
失、同図（３）はパワーＭＯＳＦＥＴ３ｃでの平均損失
である。本発明の目的通り、パワーＭＯＳＦＥＴ３ｃで
の平均損失は、平滑コンデンサ４が充電中の過渡状態
（出力電圧がほぼ一定となるまでの期間）、定常状態を
問わず、低減されている。損失は従来例（図４）と比較
すると、約１／１０程度となっている。なお、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ３ｃの代りにバイポーラトランジスタ、ＩＧ
ＢＴなどが使用できる。また、補助スイッチング回路５
のコンパレータ部としてヒステリシスコンバレータを使
用することもできる。
【００１４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
従来の定電圧電源回路に補助スイッチング回路を設ける
ことで、平滑コンデンサ充電中の過渡状態、定常状態を
問わずスイッチング素子での損失を低減でき、高効率な
直流定電圧電源回路を提供できる効果がある。
従来の定電圧電源回路に補助スイッチング回路を設ける
ことで、平滑コンデンサ充電中の過渡状態、定常状態を
問わずスイッチング素子での損失を低減でき、高効率な
直流定電圧電源回路を提供できる効果がある。
【図１】本発明の一実施形態の直流定電圧電源回路の回
路図である。
路図である。
【図２】図１の直流定電圧電源回路のシミュレーション
結果を示す図で、出力電圧（同図（１））、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃでの瞬時損失（同図（２））、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃでの平均損失（同図（３））を示す図であ
る。
結果を示す図で、出力電圧（同図（１））、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃでの瞬時損失（同図（２））、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃでの平均損失（同図（３））を示す図であ
る。
【図３】直流定電圧電源回路の従来例の回路図である。
【図４】図３の直流定電圧電源回路のシミュレーション
結果を示す図で、出力電圧（同図（１））、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃでの瞬時損失（同図（２））、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃでの平均損失（同図（３））を示す図であ
る。
結果を示す図で、出力電圧（同図（１））、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃでの瞬時損失（同図（２））、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ３ｃでの平均損失（同図（３））を示す図であ
る。
【図５】補助電源回路の回路図である。
１ 交流電源 ２ 整流回路 ３ 定電圧出力回路 ３ａ 抵抗 ３ｂ ツェナーダイオード ３ｃ パワーＭＯＳＦＥＴ ４ 平滑コンデンサ ５ 補助スイッチング回路 ６ 電圧検出回路 ７ スイッチング回路 Ｑ トランジスタ Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｒ4 、Ｒ5 抵抗
Claims (4)
- 【請求項１】 入力交流電圧を直流脈流電圧に変換する
整流回路と、 前記直流脈流電圧がカットオフ電圧以上になると導通
し、電圧を出力するスイッチング素子と、該スイッチン
グ素子の保護と出力電圧の制御を行うツェナーダイオー
ドと、該ツェナーダイオードにツェナー電圧以上の電圧
が印加された場合に、該ツェナーダイオードを流れる電
流を制限する抵抗とを含む定電圧出力回路と、 前記スイッチング素子の導通に伴ない発生する電圧を平
滑する平滑コンデンサと、 前記スイッチング素子が導通する領域を、出力電圧に応
じて変化させる補助スイッチング回路を有する直流定電
圧電源回路。 - 【請求項２】 前記補助スイッチング回路のコンパレー
タ部がヒステリシスコンパレータである、請求項１記載
の直流定電圧電源回路。 - 【請求項３】 前記定電圧出力回路のスイッチング素子
がバイポーラトランジスタまたはパワーＭＯＳＦＥＴま
たはＩＧＢＴである、請求項１記載の直流定電圧電源回
路。 - 【請求項４】 前記スイッチング素子がパワーＭＯＳＦ
ＥＴであり、前記補助スイッチング回路が、コレクタが
前記パワーＭＯＳＦＥＴのゲートに接続され、エミッタ
が抵抗を介して前記平滑コンデンサの両端に接続された
トランジスタと、前記整流回路の出力電圧を分圧して前
記トランジスタのベースに印加する抵抗を含む、請求項
１記載の直流定電圧電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8134712A JPH09322540A (ja) | 1996-05-29 | 1996-05-29 | 直流定電圧電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8134712A JPH09322540A (ja) | 1996-05-29 | 1996-05-29 | 直流定電圧電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09322540A true JPH09322540A (ja) | 1997-12-12 |
Family
ID=15134842
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8134712A Pending JPH09322540A (ja) | 1996-05-29 | 1996-05-29 | 直流定電圧電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09322540A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112969980A (zh) * | 2018-11-05 | 2021-06-15 | 三菱电机株式会社 | 电源电路 |
-
1996
- 1996-05-29 JP JP8134712A patent/JPH09322540A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN112969980A (zh) * | 2018-11-05 | 2021-06-15 | 三菱电机株式会社 | 电源电路 |
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