JPH09266458A

JPH09266458A - 適応等化器

Info

Publication number: JPH09266458A
Application number: JP8095878A
Authority: JP
Inventors: Mitsuo Kubo; 光生久保; Satoru Tano; 哲田野
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Kokusai Electric Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; Kokusai Electric Corp
Priority date: 1996-03-27
Filing date: 1996-03-27
Publication date: 1997-10-07
Anticipated expiration: 2016-03-27
Also published as: JP3462000B2

Abstract

(57)【要約】【課題】適応等化器のハードウェア規模を大幅に縮小
し、軽量化，小型化，低消費電力化，低価格化を図る。【解決手段】レプリカ信号生成器２１，誤差信号計算用
減算器２２，ブランチメトリックを計算する二乗和演算
器２３，回線歪み推定器２６の処理に、高速の動作クロ
ックを用いたパイプライン処理を適用し、１状態遷移分
を順次処理するように構成した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はディジタル移動通信
におけるフェージング対策として受信装置に用いられる
等化器に関するもので、特に、等化方法としてビタビア
ルゴリズムを用いた適応等化器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】まず、適応等化器の動作原理について説
明する。図１はビタビアルゴリズムを用いた適応等化器
の一般的な全体構成図である。ビタビアルゴリズムを用
いた適応等化器とは、遅延歪みのある通信回線の復調側
に具備される等化器の一種であり、送信系列候補に対し
推定した回線歪みを畳み込むことにより生成したレプリ
カ信号と、受信信号とのユークリッド距離が小さくなる
ように回線歪みを推定および制御（等化処理）すると共
に、ビタビアルゴリズムによりユークリッド距離が最小
となる系列を用いて送信系列を最尤推定して復調するも
のである。以下に各部を詳しく説明する。

【０００３】例えば、通信システムのベースバンド変調
方式がＱＰＳＫ（Quadrature PhaseShift Keying ）の
場合、空間ダイヤグラムは図２に示す４つの位相点（状
態０，１，２，３）をもつ信号配置となり、各状態へ、
例えば、図３に示すディジタル信号Ｉ，Ｑを対応付けて
いる。即ち、送信器から出力される信号Ｉ，Ｑが００→
１１→１０→０１であった場合、空間ダイヤグラム上で
の状態の推移は、図４に示すように状態０→状態２→状
態３→状態１へ変化するわけである。また、図４の推移
を横軸を時間とする状態遷移図で示すと図５のように表
現できる。

【０００４】ここで、時刻（ｎ−Ｔ）Ｔ（但し、Ｔはシ
ンボル周期）から現時刻ｎＴへの状態遷移を考えた場
合、図６に示すように４⁴＝１６通りの遷移が存在する
ことがわかる。ここで、状態遷移を表現するにあたり、
例えば、時刻（ｎ−１）Ｔの状態ｉからｎＴの状態ｊへ
遷移する場合、この状態遷移をｉｊと表記することとす
る。適応等化器では、送信系列候補をこの１６通りの状
態遷移とし、送信系列候補と回線歪みとを畳み込んでレ
プリカ信号を生成してそれぞれ受信信号との差（誤差信
号）を求めてから、誤差信号の大きさ、即ちＩ相とＱ相
との二乗和で与えられるブランチメトリックを計算す
る。

【０００５】次に、図７に示すように、現時刻ｎＴにお
ける状態０へ遷移する４つのブランチメトリック、即
ち、遷移００，１０，２０，３０のうち、ブランチメト
リックが最小である状態遷移（最尤状態遷移）を選択す
る（この説明図では「１０」を選択）。残る状態１，
２，３への状態遷移からも同様にして選択すると、例え
ば、図８に示すように、各状態毎に最尤状態遷移が１本
だけ選択された形となる。そして、この４本の状態遷移
の中から、最も最尤な状態遷移を選択（この説明図では
「１２」を選択）し、現時刻ｎＴにおける状態２を最尤
状態とし、図３に基づき、対応するディジタル信号Ｉ＝
１，Ｑ＝０を復調出力する。

【０００６】上記においては、説明を簡単にするため、
最小ブランチメトリックが与えられる状態遷移を用いて
送信系列を最尤推定する方法を述べた。しかし一般的に
は、適応等化器の復調性能を高めるため、過去の複数の
ブランチメトリックの加算合成によりパスメトリックを
算出し、最小となるパスメトリックを用いて最尤推定す
る場合が殆どである。

【０００７】ここでいうパスメトリックとは、図９に示
すような各状態につながる最尤状態遷移のブランチメト
リック累積値で与えられる。例えば、時刻（ｎ−１）Ｔ
の状態０につながるパスメトリックをパスメトリック
（０）とすると、パスメトリック（０）は時刻（ｎ−
３）Ｔまでの「━（太い実線）」で示したパスメトリッ
クと、時刻（ｎ−３）Ｔから（ｎ−１）Ｔまでの「−・
−（一点鎖線）」で示したパスメトリックを加算した値
となる。ここで、現時刻ｎＴにおいてパスメトリックを
用いた最尤推定を行う場合、まず時刻（ｎ−１）Ｔまで
の４つのパスメトリック、即ちパスメトリック（０）〜
（３）を予め累算し記憶しておく。そして、図示するよ
うに、次式によって計算する。

【０００８】

【数１】ＰＭ０〔ｎＴ〕＝ＰＭ０〔（ｎ−１）Ｔ〕＋ＢＭ００ＰＭ０〔ｎＴ〕＝ＰＭ１〔（ｎ−１）Ｔ〕＋ＢＭ１０ＰＭ０〔ｎＴ〕＝ＰＭ２〔（ｎ−１）Ｔ〕＋ＢＭ２０ＰＭ０〔ｎＴ〕＝ＰＭ３〔（ｎ−１）Ｔ〕＋ＢＭ３０（ただし、「ＰＭ」はパスメトリック、「ＢＭ」はブラ
ンチメトリックである。）

【０００９】この式による計算結果のうち最小となるパ
スメトリックが与えられる状態遷移系列を最尤パスとす
る。残る状態１〜３への最尤パス、即ち、ＰＭ１〔ｎ
Ｔ〕〜ＰＭ３〔ｎＴ〕を選択する場合は、上記４式のＢ
Ｍ００〜３０を、それぞれ（０１，１１，２１，３
１）、（０２，１２，２２，３２）、（０３，１３，２
３，３３）に置き換えて計算し、それぞれ最尤パスを求
める。そして得られた４つの最尤パスの中で最も最尤な
パスを選択し、現時刻ｎＴにおける状態を最尤状態と
し、図３に基づく対応するディジタル信号を復調出力す
る。パスメトリック（０）〜（３）は、４つの最尤パス
の選択を終了した時点でＰＭ０〔ｎＴ〕〜ＰＭ３〔ｎ
Ｔ〕に置き換え、時刻（ｎ＋１）Ｔでの処理に供給され
る。

【００１０】以上がパスメトリックを用いて最尤指定す
る方法である。また、適応等化器の復調性能を更に高め
るため、Ｋシンボル区間の各状態毎の最尤パスを記憶し
ておき、現時刻ｎＴでのパスメトリックの最尤推定結果
を出力する際、Ｋシンボルだけ逆上った（ｎ−Ｋ）Ｔに
おける状態を最尤状態として復調出力する方法がある。

【００１１】図１０に最尤パスメモリを用いた復調方法
の説明図を示す。図において、「━（太い実線）」は本
来推定されるべき送信系列であり、現時刻ｎＴでは状態
２を復調出力すべきであったとする。この時、ノイズ等
の影響により誤って状態３への遷移が最小となって選択
された場合、誤った状態を復調出力してビット誤りとな
る。しかしこの時、Ｋが３以上であれば本来復調すべき
最尤パスへたどり着ける。また同じく、誤って状態１を
選択した場合、Ｋが４以上であれば最尤パスにたどり着
けるわけである。従って、Ｋの値を大きくするほど復調
器としてビット誤り率の向上を期待できる効果がある。
しかし、状態０〜３毎にＫシンボル長の最尤パスメモリ
を必要とするのに加え、復調処理をＫシンボルだけ余計
に計算しないと最尾の復調結果を得られないため通常Ｋ
は１０程度の値が採用されている。

【００１２】回線歪みは、周期Ｔで各状態別に推定され
る。即ち、上記例のＱＰＳＫの適応等化器では、４状態
分の回線歪みを推定する。例えば、状態０の回線歪み
は、状態０へ遷移する誤差信号（００，１０，２０，３
０）の中で、最尤な誤差信号および現時刻ｎＴにおける
最尤状態（０）を用いて推定し、状態１，２，３の回線
歪みも同様にして、それぞれ（０１，１１，２１，３
１），（０２，１２，２２，３２），（０３，１３，２
３，３３）の中で最尤な誤差信号および最尤状態
（１），（２），（３）をそれぞれ用いて推定する。

【００１３】回線歪み推定アルゴリズムは、システムに
要求される復調能力や回路規模の制約等により、最小二
乗平均〔ＬＭＳ〕，再帰最小二乗平均〔ＲＬＳ〕等がよ
く用いられる。タイミング的には、現時刻ｎＴで推定し
た回線歪みは、時刻（ｎ＋１）Ｔにおけるレプリカ信号
生成時において、送信系列候補に推定した回線歪みを畳
み込む際に用いる。例えば、現時刻ｎＴで推定した状態
０の回線歪みは、時刻（ｎ＋１）Ｔにおける各状態へつ
ながる遷移、即ち、状態遷移（００，０１，０２，０
３）のレプリカ信号生成に用いられ、状態１，２，３の
回線歪みも同様にして、それぞれ（１０，１１，１２，
１３）、（２０，２１，２２，２３）、（３０，３１，
３２，３３）のレプリカ信号生成に用いられる。

【００１４】以上が適応等化器の動作原理である。次
に、図１１と図１２を用いて従来技術を詳細に説明す
る。図１１と図１２の合成回路は、パスメトリックを用
いて最尤推定する従来の適応等化器の構成例であり、ベ
ースバンド変調方式は上述した例と同様ＱＰＳＫ方式で
説明する。図においては、受信信号をＡ／Ｄ変換しディ
ジタル化した後の処理以降を示した。即ち、適応等化器
に入力する受信信号は、Ａ／Ｄ変換器によりシンボル周
期以下の時間間隔でディジタル信号に変換されたＩ相お
よびＱ相の信号である。

【００１５】従来技術では、まず、現時刻ｎＴにおける
状態遷移００〜３３までの１６個の送信系列候補に対す
るレプリカ信号を、ＲＧ００〜ＲＧ３３の合計１６個の
レプリカ信号生成器（ＲＧ）２１により並列的に計算し
た後、同じく１６個の減算器２２へ出力し受信信号とレ
プリカ信号との差である誤差信号を計算する。続いて、
誤差信号のＩ相とＱ相との二乗和で与えられるブランチ
メトリックを、ＳＱ００〜ＳＱ３３の合計１６個の二乗
和演算器（ＳＱ）２３で計算し、上述した動作原理に基
づいてブランチメトリックと時刻（ｎ−１）Ｔまでのパ
スメトリック累算値とを加算し現時刻ｎＴにおけるパス
メトリックを算出する。

【００１６】次に、最小値セレクタ（０）〜（３）２５
により、それぞれ入力される４つのパスメトリックの中
から最小値が得られる最尤パスを選択し、パスメトリッ
ク最小値（０）〜（３）と、最尤パスの現時刻ｎＴにお
ける状態〔最尤状態（０）〜（３）〕とを、最尤パス推
定器２７に出力する。

【００１７】また、選択した最小値を現時刻ｎＴまでの
パスメトリック累算値としてパスメトリックメモリ
（０）〜（３）２９の内容をそれぞれ書き換える。この
ときパスメトリックメモリ（０）の更新では、図からも
明らかなように、パスメトリック（００，１０，２０，
３０）の中での最小のパスメトリックを用い、同様にし
てパスメトリックメモリ（１），（２），（３）は、そ
れぞれ（０１，１１，２１，３１）、（０２，１２，２
２，３２）、（０３，１３，２３，３３）の中での最小
パスメトリックを用いて書き換える。

【００１８】最後に、最尤パス推定器２７では、入力さ
れる各最尤状態（０）〜（３）をＫシンボル長の最尤パ
スメモリで記憶すると共に、他方から入力される最小パ
スメトリック（０）〜（３）の中から最も最尤なパスメ
トリックを選択し、その最尤パスの時刻ｎＴからＫシン
ボル逆上った（ｎ−Ｋ）Ｔにおける状態を最尤状態とし
て復調出力する。

【００１９】回線歪みは、動作原理の説明の通り、回線
歪み推定器２６により状態０〜３における最尤パスの誤
差信号を用いて推定される。即ち、例えば、状態０の回
線歪み推定の際は、最尤状態（０）をセレクト信号とし
て用いることにより、誤差信号（００，１０，２０，３
０）の中で最尤な誤差信号を選択し推定を行う。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】以上、説明したように
従来技術ではレプリカ信号生成，誤差信号計算等の各機
能ブロック毎に状態遷移数分の演算器を用いてそれぞれ
並列に処理している。従って、単位時間での処理量を多
く確保できる利点から、高速な伝送システム、演算量の
多い回線歪み推定アルゴリズムを用いたシステム、等に
適しているといえる。

【００２１】しかし、一方で、回路規模が膨大になり復
調回路が大型化するデメリットがある。特に、レプリカ
信号生成，二乗和演算，回線歪み推定では乗算器を多く
必要とし、例えば、レプリカ信号生成では１状態遷移に
つき８×８ビット程度の乗算器を１６個程度必要とする
ため、１６状態遷移分のレプリカ信号を生成するだけで
そのハードウェア量は膨大になることが容易に想像でき
る。また、このハードウェア量の多さは、復調回路を構
成する部品点数の増大を引き起こすと共に、低消費電力
化をも疎外するものである。

【００２２】従って、従来技術は、今後適応等化器を用
いた復調回路を携帯電話等に代表される移動通信端末へ
の搭載を考えた場合、現在のシステム開発動向である軽
量化・小型化・低消費電力化・低価格化のいづれをとっ
ても、それへの対応は極めて困難といわざるを得ない。

【００２３】本発明は、このようなデメリットを改善す
るため、レプリカ信号生成，誤差信号計算等をパイプラ
イン的に計算することにより、計算に必要なハードウェ
ア規模を大幅に縮小し、軽量化・小型化・低消費電力化
・低価格化を可能にした適応等化器を提供することを目
的とする。

【００２４】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載した本発
明の適応等化器は、回線歪みのあるディジタル通信回線
の復調側に実装され、回線の歪みを推定した回線歪み情
報を用いて送信された系列を推定する適応等化器であっ
て、送信系列の各状態の遷移に相当する送信系列候補
を、時刻ｎＴにおける１つの状態に連なるものより順次
発生させる候補系列発生器（２０）と、誤差信号と最尤
状態信号とにより回線歪みを推定する回線歪み推定器
（２６）と、該回線歪み推定器からの回線歪み信号で前
記送信系列候補を畳込み演算することによりレプリカ信
号を生成して出力するレプリカ信号生成器（２１）と、
シンボル周期Ｔ以下の時間間隔でＡ／Ｄ変換された受信
信号から前記レプリカ信号を減算して誤差信号を算出し
逐次出力する減算器（２２）と、該誤差信号を逐次記憶
し、後段の最小値セレクタ（２５）から出力される最尤
状態に従って最尤な誤差信号を選択し前記回線歪み推定
器（２６）へ出力する誤差信号レジスタ（２４）と、前
記誤差信号の大きさを表すブランチメトリックを計算し
逐次出力する二乗和演算器（２３）と、該ブランチメト
リックと、時刻（ｎ−１）Ｔ（但し、Ｔはシンボル周
期）までの各状態につながる最尤なブランチメトリック
の累算値で与えられるパスメトリックとを加算し、該加
算値を現時刻ｎＴにおけるパスメトリックとして逐次算
出する加算器（２８）と、前記現時刻ｎＴにおける１状
態分への遷移に相当するパスメトリックを入力する毎
に、この中で最小なパスメトリックを選択して出力する
と共に、最小パスメトリックが得られる最尤状態を前記
誤差信号レジスタ（２４）と前記回線歪み推定器（２
６）とへ出力する最小値セレクタ（２５）と、前記時刻
（ｎ−１）Ｔまでの各状態につながるパスメトリックを
前記加算器（２８）へ出力するとともに、前記最小値セ
レクタからの出力を時刻ｎＴにおける各状態のパスメト
リックとして記憶しておくパスメトリックメモリ（２
９）と、前記最小パスメトリックが入力され、その中か
ら最小のパスメトリックを選択してその最尤状態を復調
出力とする最尤パス推定器（２７）とを備えたことを特
徴とするものである。

【００２５】さらに、請求項２に記載した本発明の適応
等化器は、前記最小値セレクタ（２５）と前記最尤パス
推定器（２７）の間に、該最小値セレクタ（２５）から
所定の状態数分の最尤状態を入力し、Ｋシンボル区間に
渡って該最尤状態を記憶すると共に、時刻（ｎ−Ｋ）Ｔ
における最尤状態を出力する最尤パスメモリ（３０）を
設け、前記最尤パス推定器（２７）は、前記最小パスメ
トリックを入力し、その中から最小のパスメトリックを
選択することにより、前記最尤パスメモリ（３０）から
出力される最尤状態の中から最も最尤な状態を選択して
復調出力するように構成したことを特徴とするものであ
る。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下に本発明第１の実施例を図１
３，図１５を用いて詳細に説明する。図１３は本発明の
適応等化器の第１の実施例を示すブロック図であり、最
小パスメトリックが得られる状態遷移を用いて送信系列
を最尤推定する場合の構成例図である。図１５はその計
算タイミングを示した図である。図１３において、２０
は候補系列発生器、２１はレプリカ信号生成器（Ｒ
Ｇ）、２２は減衰器、２３は二乗和演算器（ＳＱ）、２
４は誤差信号レジスタ、２５は最小値セレクタ、２６は
回線歪み推定器、２７は最尤パス推定器、２８は加算
器、２９はパスメトリックメモリである。

【００２７】まず、候補系列発生器２０より候補系列
を、回線歪み推定器２６より回線歪みを、それぞれ図１
５に示す順番、即ち、状態遷移００，１０，２０，３
０，０１……の順でレプリカ信号生成器２１に入力し、
レプリカ信号を生成する。次に、レプリカ信号は、生成
される順番で減算器２２へ入力され、受信信号から差し
引いて誤差信号が計算される。誤差信号は、ブランチメ
トリック計算の他に回線歪み推定でも用いるため、引き
続きパイプライン的にＩ相とＱ相との二乗和を二乗和演
算器２３で計算してブランチメトリックを求めるととも
に、計算された順番で誤差信号レジスタ２４へも格納さ
れる。ここで用いる二乗和演算器２３は時分割で使用す
るため１個でよく、また、誤差信号レジスタ２４はＩ
相，Ｑ相，各１６個の誤差信号を格納出来ればよい。

【００２８】そして、次に、予め累算しておく（ｎ−
１）Ｔまでの各パスメトリックと上記ブランチメトリッ
クとを加算器２８で加算し、現時刻ｎＴにおけるパスメ
トリックを計算する。ブランチメトリックの生成順番が
上述した例の通り、００，１０，２０，３０，０１……
である場合、次式を加算器２８により計算する。

【００２９】

【数２】ＰＭ０〔ｎＴ〕＝ＰＭ０〔（ｎ−１）Ｔ〕＋ＢＭ００ＰＭ０〔ｎＴ〕＝ＰＭ１〔（ｎ−１）Ｔ〕＋ＢＭ１０ＰＭ０〔ｎＴ〕＝ＰＭ２〔（ｎ−１）Ｔ〕＋ＢＭ２０ＰＭ０〔ｎＴ〕＝ＰＭ３〔（ｎ−１）Ｔ〕＋ＢＭ３０ＰＭ１〔ｎＴ〕＝ＰＭ４〔（ｎ−１）Ｔ〕＋ＢＭ０１・・・

【００３０】そして、４つのパスメトリックを計算し終
わる毎に、計算結果が最小となるパスメトリックが与え
られる状態遷移系列を最小値セレクタ２５により最尤パ
スとして選択し、最小パスメトリックをパスメトリック
メモリ２９と最尤パス推定器２７に対して出力すると共
に、最尤パスの現時刻ｎＴにおける状態〔最尤状態〕を
回線歪み推定器２６へ出力する。この時、加算器２８か
ら状態０へつながるパスメトリックが４個連続して出力
されることにより、最小値セレクタ２５において４個の
パスメトリックを入力する毎に、最小値を選択すること
が可能になる。そのため、処理の一番最初で１６個のレ
プリカ信号を生成する際はこの点を考慮し、それぞれ連
続する４個のレプリカ信号を、ここでの例のように、１
〜４個目は状態０へ、５〜８個目は状態１へ、９〜１２
個目は状態２へ、１３〜１６個目は状態３へ、の状態遷
移となる順番で生成する必要がある。

【００３１】また、パスメトリックメモリ２９の更新
は、ＰＭ０〔ｎＴ〕〜ＰＭ３〔ｎＴ〕の最尤パスの選択
が終了後、ＰＭ０〔ｎＴ〕〜ＰＭ３〔ｎＴ〕を書き換え
て行う。次に、最尤パス推定器２７では、入力する４つ
の最小パスメトリックの中から最も最尤なパスを選択
し、現時刻ｎＴにおける状態を、図３に基づき対応する
ディジタル信号を復調出力する。

【００３２】次に、本発明の第２の実施例について説明
する。図１４は本発明の第２の実施例を示すブロック図
である。この第２の実施例は、図１３の第１の実施例の
最小値セレクタ２５と最尤パス推定器２７との間に最尤
パスメモリ３０を設けたものである。この最尤パスメモ
リ３０は、最尤パスをＫシンボル区間にわたって記憶す
るためのメモリであり、時刻（ｎ−Ｋ）Ｔにおける最尤
パスをそれぞれ最尤パス推定器２７へ出力する。従っ
て、最尤パス推定器２７では、他から入力される４つの
最小パスメトリックの中から最も最尤なパスを選択し、
そのパスの時刻（ｎ−Ｋ）Ｔにおける状態を図３に基づ
き対応するディジタル信号を復調出力すればよい。

【００３３】一方、回線歪み推定は、各状態毎に最尤な
系列の誤差信号を用いて行う。従って、誤差信号レジス
タ２４に格納されている１６個の誤差信号の中から、最
小値セレクタ２５からの最尤状態をセレクト信号とし
て、例えば、状態０の回線歪み推定は、（００、１２，
２０，３０）の中で最尤な誤差信号を選択し、同様に状
態１，２，３の回線歪み推定は、（０１，１１，２１，
３１）、（０２，１２，２２，３２）、（０３，１３，
２３，３３）の各グループの中で最尤な誤差信号を選択
して、それぞれ回線歪みを推定する。また、推定結果は
逐次記憶しておき、時刻（ｎ＋１）Ｔでレプリカ信号を
生成する際に送信系列候補との畳み込みの際に使用す
る。

【００３４】以上により、図１５に示す通り、処理全体
をパイプライン化することが可能となる。このパイプラ
イン処理により、レプリカ信号生成器２１，誤差信号計
算用減算器２２，二乗和演算器２３，回線歪み推定器２
６は、１状態遷移分を演算するだけのハードウェアしか
必要としないため、全ての状態遷移分に対応するハード
ウェアを必要とする従来技術と比較して、大幅にハード
ウェア規模を縮小できるメリットがある。

【００３５】また、このメリットにより、処理に必要な
乗算器数を状態数分の１以下に縮小できるのに加え、部
品点数の大幅な削減により製造コストを低く抑えること
が可能となる。もちろん、レプリカ信号生成から回線歪
み推定までの一連の処理には時間的制約があるため、従
来技術よりも回路の動作クロックスピードを高速にする
必要はある。しかし、例えば、例で示したＱＰＳＫの適
応等化器を日本のディジタルコードレス（ＰＨＳ）規格
に準拠した仕様で構成する場合、動作クロックスピード
は１０ＭＨｚ以下程度で十分であるため、実用上問題は
ない。

【００３６】

【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
る適応等化器は、従来技術で問題となっていたハードウ
ェア規模を大幅に改善できるため、軽量化・小型化・低
消費電力化・低価格化、を実現する適応等化器の提供が
可能となり、実用上の効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】一般的な適応等化器のブロック図である。

【図２】ＱＰＳＫの空間ダイヤグラムである。

【図３】ディジタルＩ，Ｑ信号と状態との対応図であ
る。

【図４】状態の推移図である。

【図５】状態遷移図である。

【図６】１６通りの状態遷移図である。

【図７】最尤推定方法の説明図である。

【図８】最尤推定方法の説明図である。

【図９】パスメトリックを用いた最尤推定説明図であ
る。

【図１０】最尤パスメモリを用いた復調方法の説明図で
ある。

【図１１】従来の適応等化器の回路構成（１／２）例図
である。

【図１２】従来の適応等化器の回路構成（２／２）例図
である。

【図１３】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。

【図１４】本発明の第２の実施例を示すブロック図であ
る。

【図１５】本発明の計算タイミングチャートである。

【符号の説明】

２０候補系列発生器２１レプリカ信号生成器２２減算器２３二乗和演算器２４誤差信号レジスタ２５最小値セレクタ２６回線歪み推定器２７最尤パス推定器２８加算器２９パスメトリックメモリ３０最尤パスメモリ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】回線歪みのあるディジタル通信回線の復
調側に実装され、回線の歪みを推定した回線歪み情報を
用いて送信された系列を推定する適応等化器であって、送信系列の各状態の遷移に相当する送信系列候補を、時
刻ｎＴにおける１つの状態に連なるものより順次発生さ
せる候補系列発生器（２０）と、誤差信号と最尤状態信号とにより回線歪みを推定する回
線歪み推定器（２６）と、該回線歪み推定器からの回線歪み信号で前記送信系列候
補を畳込み演算することによりレプリカ信号を生成して
出力するレプリカ信号生成器（２１）と、シンボル周期Ｔ以下の時間間隔でＡ／Ｄ変換された受信
信号から前記レプリカ信号を減算して誤差信号を算出し
逐次出力する減算器（２２）と、該誤差信号を逐次記憶し、後段の最小値セレクタ（２
５）から出力される最尤状態に従って最尤な誤差信号を
選択し前記回線歪み推定器（２６）へ出力する誤差信号
レジスタ（２４）と、前記誤差信号の大きさを表すブランチメトリックを計算
し逐次出力する二乗和演算器（２３）と、該ブランチメトリックと、時刻（ｎ−１）Ｔ（但し、Ｔ
はシンボル周期）までの各状態につながる最尤なブラン
チメトリックの累算値で与えられるパスメトリックとを
加算し、該加算値を現時刻ｎＴにおけるパスメトリック
として逐次算出する加算器（２８）と、前記現時刻ｎＴにおける１状態分への遷移に相当するパ
スメトリックを入力する毎に、この中で最小なパスメト
リックを選択して出力すると共に、最小パスメトリック
が得られる最尤状態を前記誤差信号レジスタ（２４）と
前記回線歪み推定器（２６）とへ出力する最小値セレク
タ（２５）と、前記時刻（ｎ−１）Ｔまでの各状態につながるパスメト
リックを前記加算器（２８）へ出力するとともに、前記
最小値セレクタからの出力を時刻ｎＴにおける各状態の
パスメトリックとして記憶しておくパスメトリックメモ
リ（２９）と、前記最小パスメトリックが入力され、その中から最小の
パスメトリックを選択してその最尤状態を復調出力とす
る最尤パス推定器（２７）とを備えたことを特徴とする
適応等化器。
【請求項２】前記最小値セレクタ（２５）と前記最尤
パス推定器（２７）の間に、該最小値セレクタ（２５）
から所定の状態数分の最尤状態を入力し、Ｋシンボル区
間に渡って該最尤状態を記憶すると共に、時刻（ｎ−
Ｋ）Ｔにおける最尤状態を出力する最尤パスメモリ（３
０）を設け、前記最尤パス推定器（２７）は、前記最小パスメトリッ
クを入力し、その中から最小のパスメトリックを選択す
ることにより、前記最尤パスメモリ（３０）から出力さ
れる最尤状態の中から最も最尤な状態を選択して復調出
力するように構成したことを特徴とする請求項１記載の
適応等化器。