JPH09205382A

JPH09205382A - 周波数変換器およびこれを用いた無線受信機

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Publication number: JPH09205382A
Application number: JP8312275A
Authority: JP
Inventors: Takafumi Yamaji; 路隆文山; Osamu Watanabe; 辺理渡; Tetsuro Itakura; 倉哲朗板; Shoji Otaka; 高章二大; Ryuichi Fujimoto; 本竜一藤; Hiroshi Tanimoto; 本洋谷
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1995-11-22
Filing date: 1996-11-22
Publication date: 1997-08-05
Anticipated expiration: 2016-11-22
Also published as: JP3476318B2

Abstract

(57)【要約】【課題】ダイレクトコンバージョン受信機の自己混合
の問題を回避するとともに、小さい局部発振信号で駆動
可能な周波数変換器及びこれを用いた無線受信機を提供
する。【解決手段】周波数変換器は、第１の入力信号と第２
の入力信号とを入力してこれらの信号を合成すると共に
第２の入力信号の周波数の偶数倍の雑音を除去した合成
信号を出力する信号合成手段（１０）と、差動増幅回路
により構成され前記信号合成手段が出力する合成信号を
増幅して振幅が一定である増幅信号を出力する振幅制限
増幅手段（２０）と、振幅制限増幅手段が出力する増幅
信号を入力してこの増幅信号の中から不要信号成分を除
去して必要信号成分のみを含むベースバンド信号を生成
して出力するフィルタ手段（３０）と、を備える。ま
た、このような構成を有する周波数変換器を用いる無線
受信機（６０）が、局部発振器の出力を可変減衰器、ま
たは可変利得アンプに入力し、可変減衰器又は可変利得
アンプの出力を前記第１の入力信号として周波数変換器
に入力することにより、利得制御を行なう。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は無線通信に用いられ
る周波数変換器およびこれを用いた無線受信機に係り、
特に小さい局部発振信号により駆動することのできる周
波数変換器およびこの周波数変換器を用いることにより
ダイレクトコンバージョン受信機等における自己混合を
回避することのできる無線受信機に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の周波数変換器としては、例えば図
４４に示すものが知られている。無線周波数（ＲＦ）端
子１から入力される信号は、高周波入力回路（図示せ
ず）を介して第１のトランジスタＴｒ１のベースに入力
される。また、第１及び第２の局部発振（Ｌｏ、＊Ｌ
ｏ）端子２及び３から入力される局部発振信号は、差動
対４を構成する第２及び第３のトランジスタＴｒ２及び
Ｔｒ３の両ベースに入力される。なお信号＊Ｌｏは、信
号Ｌｏの反転信号である。トランジスタ差動対４の動作
は、P.R.Gray及びR.G.Meyer 著、「Analysis and Desi
gn of Analog Integrated Circuits 」に述べられてい
るとおり、第１のトランジスタＴｒ１のコレクタ電流を
第２及び第３のトランジスタＴｒ２及びＴｒ３の両ベー
ス間の電位差にもとづいて両トランジスタにそれぞれ分
配する。前記コレクタ電流は、負荷回路５により電圧出
力に変換され、出力ＶOUT として出力される。前記負荷
回路５は第４及び第５のトランジスタＴｒ４及びＴｒ５
より構成されている。

【０００３】トランジスタ差動対を用いる周波数変換器
は、変換利得の変動を少なくするため両ベース端子に大
きな電圧振幅を与えて差動対を構成する第１及び第２の
トランジスタＴｒ１、Ｔｒ２をスイッチ動作させる。こ
のときの出力は、次式（１）により表わすことができ
る。ＶOUT （ｔ）＝Ｋ×Ｆ（ｔ）×｛Ｉrf（ｔ）＋Ｉee ｝ … （１）ただし、ＩrfはトランジスタＴｒ１のコレクタから出力
される高周波信号電流であり、ＩeeはトランジスタＴｒ
１のコレクタに流れるバイアス電流であって、Ｆ（ｔ）
は局部発振信号の周波数と同じ周波数で１と−１が交互
に現れる関数、Ｋは負荷回路によって定まる定数であ
る。

【０００４】Ｆ（ｔ）は、局部発振信号の周波数の整数
倍の周波数成分を含む。所望の信号はＦ（ｔ）の基本波
成分ｓｉｎ（２πｆｔ）とＩrfの積である。ただしｆは
局部発振周波数である。

【０００５】ここで、「Ｉrf＝Ａ（ｔ）ｓｉｎ（２πｆ
rfｔ）」とすると、以下の式（２）のように表わすこと
ができる。

【０００６】

【数１】低域通過フィルタを用いて上式の「Ａ（ｔ）ｃｏｓ（２
π（ｆrf−ｆ）ｔ）」の信号成分を取り出すことによっ
て、搬送波周波数がｆrfである信号を搬送波周波数がｆ
rf−ｆに変換することができる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】このような周波数変換
回路を直接変換受信機（Direct-Conversion Receiver）
に用いた場合、Asad Abidi著「Low-Power Radio-Freque
ncy IC´s for PortableCommunications 」（Proceedin
gs of the IEEE,vol.83,No.4,April 1995）に述べられ
ているように、局部発振信号が高周波信号入力端子から
漏洩し、低雑音増幅回路やアンテナのインスピーダンス
ミスマッチなどのために反射され、高周波入力信号Ｉrf
に重畳されて周波数変換器に入力される。この信号は本
来の局部発振信号と混合されて、直流オフセットにな
る。またアンテナの周囲の環境変動に伴って、反射量が
変動したりするとオフセットが変動するために周波数が
低い雑音となることがある。

【０００８】直接変換受信機においては、受信信号を直
流近辺のベースバンド信号に変換するため、直流オフセ
ットや低い周波数の雑音をフィルタによって所望信号と
分離することは不可能であり、通信品質の劣化の原因と
なる。この問題は局部発振信号の自己混合（self-mixin
g ）と呼ばれているが、この解決手段として、伊東、川
上らは１９９５年電子情報通信学会総合大会、講演番号
Ｃ−８７「ダイレクトコンバータ用偶高調波ミクサの偶
数次混合特性」において、アンチパラレルダイオードペ
アを用いた偶高調波ミクサを用いることを提案してい
る。ダイオードの電圧電流特性は、「Ｉ＝Ｉs ｛ｅｘｐ
（αＶ）−１｝」と表わすことができる。なおＩs およ
びαは素子によって定まる定数である。上式における
「ｅｘｐ（ｘ）」をテーラー展開すると、下式（３）の
ように

【０００９】

【数２】となり、ｘについては偶数次の項も奇数次の項も含まれ
ている。ここで、アンチパラレルダイオードペアは特性
が等しいダイオードを逆向きに接続することにより偶数
次の項を互いに打ち消して、全体として奇数関数特性を
持っている。局部発振信号周波数を高周波信号周波数の
２分１に設定すると、高周波信号と局部発振信号の２次
歪みが混合された３次歪み成分が所望のベースバンド信
号として出力される。一方、アンテナや低雑音増幅回路
などにおいて反射されてくる局部発振信号は、本来の局
部発振信号と混合されるが、直流近辺に変換されるのは
２次歪み成分（自乗成分）であるため、局部発振信号の
自己混合は小さくなる。

【００１０】しかしながら、アンチパラレルダイオード
ペアを用いる場合には、変換損失を少なくするために、
大きな局部発振信号入力が必要となる。例えば、高橋、
桑鶴らによる、１９９３年電子情報通信学会秋季大会、
講演番号Ｂ−３２９、「偶数次の相互変調歪み特性を改
善したダイレクトコンバージョン受信機の検討」に説明
されているように、差動増幅回路型の周波数変換回路は
９０ｄＢμＶ、約９０ｍＶｐ−ｐの局部発振信号入力で
動作しているのに対して、アンチパラレルダイオードペ
アを用いる場合には、伊東らの評価結果が示していると
おり、少なくとも０ｄＢｍ，約６３０ｍＶｐ−ｐ以上の
局部発振信号が必要である。このことは、アンチパラレ
ルダイオードペアによる偶高調波ミキサがダイオードの
導通状態と非導通状態を利用していることを示してい
る。すなわち、（１）一方のダイオードが導通している状態（２）両方のダイオードが非導通状態（３）他方のダイオードが導通している状態の３つの状態を遷移することにより周波数変換を実現し
ている。

【００１１】このように、局部発振信号として大きな信
号振幅を出力すると、受信機からそれだけ大きな不要輻
射が発生することが予想され、他の無線通信に妨害を与
えることが懸念されている。また、携帯電話や携帯無線
端末を電池により駆動するためには、消費電力の低減化
が求められているが、高い周波数で０．６Ｖ以上の信号
を得るためには局部発振器、あるいは局部発振信号増幅
回路の消費電流を大きくする必要がある。

【００１２】本発明は前述のように、ダイレクトコンバ
ージョン受信機の自己混合の問題を回避するとともに、
小さい局部発振信号で駆動可能な周波数変換器及びこれ
を用いた無線受信機を提供することを目的としている。

【００１３】

【課題を解決するための手段】前述の課題を解決するた
め、本発明の周波数変換器は、高周波信号（第１の入力
信号）と局部発振信号（第２の入力信号）とを入力して
両信号を合成した合成信号を出力する信号合成回路と、
この信号合成回路の出力信号を増幅して振幅が一定の信
号を出力する振幅制限増幅回路と、この振幅制限増幅回
路の出力信号を入力して不要信号成分を抑圧して所望の
信号成分を出力するフィルタと、を具備している。

【００１４】上記構成において、本発明に係る振幅制限
増幅回路は従来の偶高調波ミキサにおけるアンチパラレ
ルダイオードペアの機能を担っている。すなわち、（１）入力信号が正の制限振幅を超えている状態（２）入力信号が負の制限振幅と正の制限振幅との間
にある状態（３）入力信号が負の制限振幅を超えている状態の３つの状態を遷移することによって周波数変換を実現
するようにしている。

【００１５】このような状態を踏まえて、局部発振（ロ
ーカル）信号の小さい振幅により周波数変換器の動作を
可能にするためには、正の制限振幅と負の制限振幅の間
隔を狭く設定するようにすればよい。その極限は、上記
（２）の状態がなくなった理想的な振幅制限回路である
場合である。

【００１６】このような理想的な振幅制限回路を用いた
場合、第１の入力信号（高周波信号または変調信号）と
して第２の入力信号（局部発振信号）の周波数の偶数倍
の周波数を有する信号を入力すると、第１の入力信号の
振幅情報がパルス幅変調（ＰＷＭ）信号として出力され
ることになる。

【００１７】一方、第１の入力信号として、第２の入力
信号（局部発振信号）の周波数の奇数倍の周波数を入力
すると、第１の入力信号の振幅情報がパルス位置変調
（ＰＰＭ）信号として出力される。広く知られている通
り、低域通過フィルタはＰＷＭ信号を復調するが、ＰＰ
Ｍ信号を復調することはない。

【００１８】実際の振幅制限増幅回路には僅かではある
が上記（２）の状態が存在するが、事実上ＰＷＭ信号ま
たはＰＰＭ信号とみなすことのできる信号出力を得るこ
とができる。したがって、本発明に係る周波数変換器に
よれば振幅の小さい局部発振信号により動作することが
可能な偶高調波用の周波数変換器を構成することができ
る。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、この発明に係る周波数変換
器およびこれを用いた無線受信機の好適な実施の形態に
ついて、添付図面を参照しながら詳細に説明する。

【００２０】図１は本発明の第１の実施の形態に係る周
波数変換器の構成を示すブロック図である。図１におい
て、第１の実施の形態に係る周波数変換器は、入力端子
１及び２を介して入力した高周波入力信号と局部発振信
号とを合成して合成信号を出力する信号合成手段１０
と、この信号合成手段１０により合成された合成信号を
入力してその振幅を制限して出力する振幅制限増幅手段
２０と、前記高周波入力信号によりＰＷＭ変調されかつ
振幅制限手段２０により振幅制限された信号の低域成分
を通過させることにより振幅制限手段２０の出力信号を
復調するフィルタ手段（低域通過フィルタ）３０と、を
備えている。フィルタ手段３０により復調された信号出
力は、ベースバンド信号として出力端子６を介して外部
に出力される。

【００２１】図２は、第１の実施の形態に係る周波数変
換器のより詳細な構成を示した回路図である。図２にお
いて、信号合成回路（手段）１０は、それぞれのベース
に高周波入力信号が供給されるトランジスタＴｒ１０及
びＴｒ１１と、それぞれのベースに第１及び第２の局部
発振信号が供給されると共にそれぞれのエミッタが前記
トランジスタＴｒ１０及びＴｒ１１のコレクタにそれぞ
れ接続されるトランジスタＴｒ１２及びＴｒ１３と、を
備えている。なお、符号１１は、バイアス回路である。

【００２２】振幅制限回路（手段）２０は、前記トラン
ジスタＴｒ１０とＴｒ１２のコレクタ・エミッタ間の接
続点の信号をベースに入力するトランジスタＴｒ２０
と、トランジスタＴｒ１１とＴｒ１３のコレクタ・エミ
ッタ間の接続点の信号をそのベースに入力するトランジ
スタＴｒ２１と、前記トランジスタＴｒ２０のコレクタ
にそのベースが接続されたトランジスタＴｒ２２と、前
記トランジスタＴｒ２１のコレクタにそのベースが接続
されたトランジスタＴｒ２３と、前記トランジスタＴｒ
２０及びＴｒ２１のエミッタに共通接続された定電流源
２１と、トランジスタＴｒ２２のエミッタに接続された
定電流源２２と、トランジスタＴｒ２３のエミッタに接
続された定電流源２３と、を備えている。前記フィルタ
手段としての低域通過フィルタ３０は、抵抗を介して前
記トランジスタＴｒ２２と定電流源２２との接続点の電
圧を正端子に入力すると共に抵抗を介して前記トランジ
スタＴｒ２３と定電流源との接続点の電圧を負端子に入
力する差動演算増幅器３１を備えている。

【００２３】以上の構成において、端子１及び１を介し
て高周波（ＲＦ）信号とその反転された反転高周波（＊
ＲＦ）信号とが、差動アンプとして動作する２つのトラ
ンジスタＴｒ１０とＴｒ１１とのそれぞれのベースに供
給される。このトランジスタＴｒ１０及びＴｒ１１はそ
れぞれの負荷としてインダクタＬ１及びＬ２を備えてい
る。

【００２４】一方、局部発振（Ｌｏ）信号は、端子２及
び３を介してトランジスタＴｒ１２及びＴｒ１３のそれ
ぞれのベースに入力される。これらのトランジスタＴｒ
１２及びＴｒ１３はエミッタフォロワであるため、それ
ぞれのエミッタと接地との間にインダクタＬ１及びＬ２
を介してそれぞれ負荷としてのトランジスタＴｒ１０及
びＴｒ１１のコレクタが接続されており、これらのトラ
ンジスタＴＲ１０及びＴｒ１１のコレクタのインピーダ
ンスが高いので、Ｌｏ信号はＴｒ２０，Ｔｒ２１のベー
スに供給される。また、負荷としてのインダクタンスＬ
１及びＬ２により入力された高周波信号電流も振幅制限
増幅回路２０のトランジスタＴｒ２０及びＴｒ２１のそ
れぞれのベースに供給される。

【００２５】以上の構成・動作に基づく本発明に係る周
波数変換器の基本的な原理を図３及び図４の特性図を参
照しながら説明する。

【００２６】まず、局部発振信号周波数が高周波信号周
波数の２分の１の場合について動作原理を説明する。前
記信号合成回路により合成された信号は振幅制限増幅回
路に入力される。理想的な特性の振幅制限増幅回路は、
入力信号の正負に応じて２値の出力信号を出力する。図
３において、局部発振信号のグラフは実線、高周波信号
にマイナス１を掛けたグラフを点線で示している。合成
信号が零になるのは実線と点線の交点（図中□印で表
示）である。図３では、振幅制限増幅回路の入力が正で
ある時間の長さ（図中←→で表示）は、入力が負である
時間の長さより短くなる。高周波信号入力の振幅が小さ
くなっていくと、正である時間と負である時間はそれぞ
れ５０％に近付いていく。また、図３に示される信号と
逆位相の高周波入力信号に対しては、正である時間と負
である時間の割合も逆転する。図３は局部発振信号が０
になる時刻に高周波入力信号が最大値または最小値をと
るような位相関係になっているが、高周波入力信号の位
相をπ／２ずらすと、局部発振信号が０になる時刻に
は、高周波入力信号も０になるので、振幅によらず振幅
制限増幅回路の入力が正である時間と負である時間は５
０％づつである。すなわち、高周波信号の振幅と位相に
よって振幅制限増幅回路の出力はパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ）される。ＰＷＭ信号は低域通過フィルタによって復
調されているので、ベースバンド信号を取り出すことが
できる。

【００２７】一方、図２に示される第１の実施形態に係
る周波数変換器において、局部発振信号が高周波アンプ
やアンテナから反射されてきた場合は、図４に示すよう
に、ゼロクロスポイント（記号○印で表示）をほぼ平行
に移動させるので、パルス幅変調（ＰＷＭ）ではなくパ
ルス位置変調（ＰＰＭ）となる。パルス位置変調は低域
通過フィルタでは復調されないので、反射波はベースバ
ンド出力に対してはほとんど影響を与えない。

【００２８】これは局部発振信号の２倍あるいは１倍の
周波数に限られる現象ではない。０倍も含む偶数倍の周
波数はパルス幅変調によって出力に現れる。しかし奇数
倍の周波数はパルス位置変調として伝搬されるので低域
通過フィルタによって復調されることはない。

【００２９】図３を用いて説明したように、本発明に係
る偶高調波周波数変換器は、一度ＰＷＭ信号に変換した
後、ＬＰＦによりベースバンド信号を取り出している。
このとき、パルス幅変調（ＰＷＭ）は局部発振信号（Ｌ
ｏ）の立ち上がり・立ち下がりがほぼ一定に近い直流領
域を用いているので、局部発振信号が、例えば三角波の
ように、立ち下がり・立ち上がりが一定であるとき、つ
まり直線領域が充分に確保されているときに、最も効率
が良いことになる。このように、効率性の観点より三角
波を発生させるための具体的な回路について、図５ない
し図９を用いて詳細に説明する。

【００３０】図５は三角波発生回路の第１の具体例を示
す回路図であり、図において、入力端子２４は振幅制限
回路（ＬＩＭ）２５の局部発振信号の入力端子である。
この振幅制限回路２５の出力端子２６はインバータ（Ｉ
ＮＶ）７とバッファ（ＮーＩＮＶ）８の入力端子であ
り、それぞれの出力端子は符号７ａおよび８ａにより示
されている。第１のスイッチＳＷ１の端子Ｔ1 は電流源
Ｉ1 を介して電圧源ＶCCに接続されると共に、端子９は
三角波発生回路の出力端子である。インバータ７の出力
端子７ａは第１のスイッチＳＷ１の導通・遮断を制御す
る信号入力端子であり、信号レベルがＨのときに第１の
スイッチＳＷ１が導通する。同様に、第２のスイッチＳ
Ｗ２の制御端子はバッファ８の出力端子８ａであり、端
子９は出力端子である。第２のスイッチＳＷ２の端子Ｔ
2 は電流源Ｉ1 と等しい電流Ｉを発生させる電流源Ｉ2
を介して接地されている。また、端子９と電源ＶB との
間には充電用キャパシタＣ1 が接続されている。

【００３１】次に、上記構成を有する第１の具体例に係
る三角波発生回路の動作について、図６を参照しながら
説明する。局部発振信号の入力端子２４には、局部発振
信号が入力され、振幅制限回路２５により図６（ａ）に
示すような矩形波が端子２６に出力される。端子７ａに
は、インバータ７により端子２６の波形の逆相の波形が
得られ、端子８ａにはバッファ８により同相の出力が得
られる。端子７ａおよび８ａの信号レベルがＨのとき
に、第１および第２のスイッチＳＷ１およびＳＷ２がそ
れぞれ導通状態となるため、キャパシタＣ1 においては
電流源Ｉ1 の電流の充電と電流源Ｉ2 の電流の充電とが
交互に発生することになる。したがって、図６（ｂ）に
示すような三角波の波形が得られる。

【００３２】しかしながら、電流源Ｉ1 と電流源Ｉ2 の
電流を等しくするように回路を設計したとしても、製造
上のバラツキ等により電流源Ｉ1 の電流に比べて電流源
Ｉ2の電流の方が小さくなってしまうと、図６（ｃ）に
示すように、出力端子９の出力電位は次第に上昇してし
まい、結果的には、後段に接続される回路の誤動作を招
くことになる。同様に、電流源Ｉ2 の電流よりも電流源
Ｉ1 の電流の方が小さくなってしまうと、出力端子９の
出力電位は次第に下降してしまい、やはり次段の回路の
誤動作を招いてしまうという問題があった。

【００３３】上記に示す問題が生じた場合の対策を施し
た第２の具体例について図７を参照しながら説明する。
基本的な構成は、図５に示された第１の具体例に係る三
角波発生回路と同じなので、構成の異なる部分のみを説
明する。図７において、出力端子９に流れる信号は、低
域通過フィルタ（ＬＰＦ）３０を介して、線形増幅器３
３の＋（プラス）端子３２に供給される。線形増幅器３
３の−（マイナス）端子は電源ＶB に接続され、増幅器
３３の出力端子３４は可変電流源ＩV2の制御端子となっ
ている。可変電流源ＩV2の出力は第２のスイッチＳＷ２
の端子Ｔ2 と接続され、もう一方の出力端子は接地レベ
ルＧＮＤに接続されている。ここで、可変電流源ＩV2は
端子３２の直流電位により線形に電流が変化するものと
する。

【００３４】この図７に示された第２の具体例に係る三
角波発生回路の動作を説明する。例えば、電流源Ｉ1 の
電流が可変電流源ＩV2の電流よりも大きい場合、出力端
子９の電位は徐々に上昇してしまい、図６（ｃ）に示す
ような波形となる。そこで、出力端子９に現れる信号と
同じ信号を低域通過フィルタ３０により低周波数領域の
信号成分のみ通過させ、この信号成分が線形増幅器３３
の入力端子３２に供給されているので、端子３２は、局
部発振信号の１周期の期間に電流源Ｉ1 と可変電流源Ｉ
V2電流の誤差値とこの期間との乗算結果を、キャパシタ
Ｃ1 の容量値により除算した分だけ電源ＶB よりも電位
が上昇する。線形増幅器３３は、端子３２の信号と電源
ＶB の電位との差分に比例する信号を発生させ、制御端
子３４を介して可変電流源ＩV2を制御する。この例の場
合、可変電流源ＩV2の電位が上昇するので、可変電流源
の出力電流は大きくなり、電流源Ｉ1 と同じ電流となる
ように制御されることになる。この状態が図６（ｄ）に
示されており、２点鎖線で表されている三角波の上昇波
形に対して実線で示されるような補正された電流が出力
されることになる。

【００３５】次に、三角波発生回路の第３の具体例につ
いて図８および図９を参照しながら詳細に説明する。図
８には、第３の具体例に係る三角波発生回路の構成が示
されており、図５および図７と同一若しくは相当する構
成要素には同一符号を付して重複説明を省略する。図に
おいて、インバータ７の出力端子７ａに現れる信号は第
１のスイッチＳＷ１の制御信号として用いられると共
に、微分回路３４にも供給されている。微分回路３４の
出力信号は、出力端子３５を介して比較器３６の＋（プ
ラス）端子に供給されており、比較器３６の−（マイナ
ス）端子には所望の電源ＶREF からの基準電位が供給さ
れている。この比較器３６の出力は、第３のスイッチＳ
Ｗ３の動作を制御しており、この第３のスイッチＳＷ３
の可動接点（被制御端子）３８は出力端子９と電源ＶB
に接続される。

【００３６】次に、図８に示される三角波発生回路の動
作に就いて図９の特性図も併せ参照しながら説明する。
リミッタ２５の出力端子２６に現れる信号波形は図９
（ａ）に示されるような矩形波となっており、この信号
波形の反転信号が微分回路３４に供給されて微分される
と、その微分出力は図９（ｂ）に示されるような波形と
して現れる。比較器３６は、図９（ｂ）に示される微分
回路３４の出力端子３５の波形と、基準電位ＶREF とを
比較して図９（ｃ）に示されるような端子３７の波形を
出力する。したがって、この第３の具体例に係る三角波
発生回路は、図９（ａ）に示されるリミッタ２５の出力
波形の立ち下がり時にパルスが発生し、この立ち下がり
パルスによりキャパシタＣ1 を強制的に放電させ、これ
により第１および第２の電流源Ｉ1 およびＩ2 がマッチ
ングしていない場合｛図９（ｃ）｝であっても、強制的
にリセットをかけているので、所望の三角波｛図６
（ｂ）｝とほぼ同一の波形｛図９（ｄ）｝の出力を端子
９に得ることができる。

【００３７】図１０は、図２に示された回路とは異なる
構成を有する本発明の第２の実施形態に係る周波数変換
器を示す回路図である。この第２の実施形態において
は、局部発振信号の偶数倍の雑音を除去するため、信号
合成回路１２に局部発振信号の４分の１波長のショート
スタブ１３及び１４を用いた例である。４分の１波長の
ショートスタブ１３及び１４は、直流および、局部発振
周波数の偶数倍の周波数においては短絡に、奇数倍の周
波数においては開放にみえるため局部発振信号の偶数倍
の雑音は除去され、局部発振（Ｌｏ）信号入力はベース
接地トランジスタＴｒ１４及びＴｒ１５のエミッタ端子
から入力される。高周波（ＲＦ）信号入力は、ベース接
地トランジスタＴｒ１６及びＴｒ１７のエミッタ端子か
ら入力される。なお、信号合成回路１２におけるキャパ
シタＣ1 ，Ｃ2 とインダクタＬ1 ，Ｌ2 はＲＦ入力の整
合回路である。信号合成回路（手段）１２においては、
局部発振信号の偶数倍の雑音が抑圧されるので、それだ
け雑音特性が良好になる。

【００３８】なお、振幅制限増幅回路２０Ａは、一対の
トランジスタＴｒ２４及びＴｒ２５よりなる差動アンプ
より構成されており、差動アンプのコレクタ出力が低域
通過フィルタ３０に供給されている。低域通過フィルタ
３０は、振幅制限増幅回路２０Ａの差動アンプを構成す
るトランジスタＴｒ２０及びＴｒ２１のそれぞれのコレ
クタに接続されて電圧源Ｖｃｃに接続された２つの抵抗
と、それぞれの抵抗に並列に接続された２つのキャパシ
タと、前記それぞれの抵抗とそれぞれのコレクタ間の２
つの接続点間に介挿されたキャパシタと、を備えてい
る。

【００３９】以上の構成において、ベース接地のトラン
ジスタＴｒ１４及びＴｒ１５のそれぞれのエミッタに正
逆２相の局部発振信号が供給され、トランジスタＴｒ１
６及びＴｒ１７のエミッタに正逆２相の高周波信号が供
給されている。前記トランジスタＴｒ１４及びＴｒ１５
のエミッタと接地との間には、２本のλ／４の伝送線路
１３及び１４がそれぞれ介挿されており、このλ／４の
伝送線路１３及び１４により２つの局部発振信号に混合
されている不要波成分を短絡させて除去することができ
る。λ／４の伝送線路１３により不要波成分を除去され
た局部発振信号と一方の高周波信号とは、トランジスタ
Ｔｒ１４及びＴｒ１６のエミッタより入力されてそれぞ
れのコレクタへ出力され、電流加算されてトランジスタ
Ｔｒ２０のベースに供給される。また、λ／４の伝送線
路１４により不要波成分を除去された局部発振信号と他
方の高周波信号とは、トランジスタＴｒ１５及びＴｒ１
７のエミッタより入力されてそれぞれのコレクタへ出力
され、電流加算されてトランジスタＴｒ２１のベースに
供給される。トランジスタＴｒ２０及びＴｒ２１より構
成される差動アンプにより電流加算されて供給されてき
た信号は増幅されると共に振幅が制限される。

【００４０】図１１は本発明の第３の実施の形態に係る
周波数変換器を示すブロック構成図である。図１１にお
いて、局部発振信号の入力端子２と信号合成回路１０と
の間に、信号合成回路（手段）１０に入力される局部発
振信号の振幅を制御する可変利得増幅回路４０が設けら
れている。この実施の形態に係る周波数変換器において
は端子１を介して信号合成回路１０に入力される高周波
信号の振幅が大きい場合には、端子２より入力される局
部発振信号の振幅も可変利得増幅回路４０により増幅し
て大きな振幅とすることによって、出力信号の振幅を一
定の範囲にすることができる。

【００４１】図１２は図１１に示された第３の実施形態
に係る周波数変換器における振幅制限増幅回路２０Ａの
具体的構成例である。上記文献「Analysis and Design
ofAnalog Integrated Circuits 」にも述べられている
とおり、差動増幅回路には一定以上の振幅の入力信号に
対しては単独でも振幅制限増幅回路として動作するが、
入力信号が小さい場合は線形の増幅回路として動作する
という特徴がある。振幅制限増幅回路２０Ａ、トランジ
スタＴｒ４３およびＴｒ４４より構成される差動対２７
と、トランジスタＴｒ４７およびＴｒ４８より構成され
る差動対２８と、それぞれが出力バッファ回路として動
作するトランジスタＴｒ４５，Ｔｒ４６，Ｔｒ４９およ
びＴｒ５０と、より構成されている。このため、図１３
に示すように、差動増幅回路を用いた周波数変換器の変
換利得は、局部発振信号が２００ｍＶ付近で最大となる
ので、より小さい信号入力に対しても振幅制限増幅回路
として動作させるため、図１２に示される振幅制限増幅
回路２０Ａは差動アンプを２段に接続して用いており、
高周波信号入力が小さいときは、局部発振信号も小さく
するように動作している。

【００４２】このとき、前段の差動アンプ２４はほぼ線
形の増幅回路として動作し、主に後段の差動アンプ２５
が振幅制限増幅回路の役割をする。高周波入力信号が大
きいときは、主に前段の差動アンプ２４により信号合成
回路１０より供給される入力信号の振幅が制限され、後
段の差動アンプ２５は、パルス幅が変調されたＰＷＭ信
号のバッファアンプとして機能する。したがって、多段
構成の振幅制限増幅回路２０Ａを用いると利得の可変範
囲を広くすることができる。

【００４３】以上は、入力信号の周波数より低い周波数
の信号を出力するダウンコンバータの動作であるが、逆
に、低い周波数の信号を入力して局部発振信号をＰＷＭ
により変調して、局部発振信号の偶数倍の被変調信号を
得ることもできる。その場合は、所望信号の偶数周波数
を通過域とする帯域通過フィルタを用いる。

【００４４】図１４は本発明の第４の実施形態に係る周
波数変換器の構成を示すブロック図である。この第４の
実施形態に係る周波数変換器においては、信号合成回路
（手段）１０Ａに変調信号と局部発振信号とが入力され
て合成信号が形成されている。この合成信号は、振幅制
限増幅回路２０Ａに入力されてその振幅が制限される。
振幅制限回路２０Ａの出力は変調信号によってＰＷＭ変
調されている。ＰＷＭ変調信号は局部発振信号周波数の
偶数倍の周波数成分の振幅は変調信号振幅に比例するの
で、これを帯域通過フィルタ３０Ａによって取り出すこ
とにより被変調信号を得る。したがって、この実施の形
態は周波数変換回路を変調器として用いた例である。変
調信号に変えて中間周波数を入力するアップコンバータ
として用いることもできる。

【００４５】図１５は、図１４に示される第４の実施形
態に係る周波数変換器のより詳細な構成を示す回路図で
ある。図１５において、信号合成回路１０Ａは、局部発
振信号（Ｌｏ）入力をそれぞれのエミッタに受け入れる
一対のトランジスタＴｒ６及びＴｒ７と、このトランジ
スタＴｒ６及びＴｒ７のコレクタにそれぞれのコレクタ
が接続されると共に前記変調信号がそれぞれのベースに
供給される一対のトランジスタＴｒ８及びＴｒ９と、よ
り構成されている。振幅制限増幅回路２０Ａはトランジ
スタＴｒ６とＴｒ８のそれぞれのコレクタ間の接続点出
力がそのベースに供給されるトランジスタＴｒ２４と、
トランジスタＴｒ７及びＴｒ９のそれぞれのコレクタ間
の接続点出力がそのベースに供給されるトランジスタＴ
ｒ２５とよりなる差動アンプにより構成されている。帯
域通過フィルタ（ＢＰＦ）３０Ａは、差動アンプを構成
する一対のトランジスタＴｒ２４及びＴｒ２５のそれぞ
れのコレクタに接続される一対のインダクタと、このイ
ンダクタにそれぞれ並列接続されるキャパシタと、コイ
ルとキャパシタとの接続点より被変調信号としてＲＦ出
力を取り出すための端子６、６を備え、それぞれの端子
６と接続点間にもキャパシタが介挿されている。

【００４６】図１６は、本発明の第５の実施形態に係る
周波数変換器を示すブロック図である。図１６におい
て、第５の実施の形態に係る周波数変換器は高周波（Ｒ
Ｆ）信号と局部発振（Ｌｏ）信号とを入力してこれら２
つの信号を比較する比較器（コンパレータ）２５と、こ
の比較器２５の比較出力を入力してその低域成分のみ通
過させる低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３０と、を備えて
いる。

【００４７】上記の構成において、比較器２５の一方の
入力端子に高周波（ＲＦ）信号を、他方の入力端子に局
部発信（Ｌｏ）信号をそれぞれ入力する。比較器の出力
は高電位と低電位の２値であり、第１の入力端子の電圧
が第２の入力端子の入力電圧より高い場合は高電位に、
逆の場合には低電位になる。このため、この１つの比較
器２５により信号合成と振幅制限の２つの機能を表現で
きる。出力は第１の実施形態と同様に、高周波信号の振
幅によってパルス幅変調されており、ＬＰＦ３０によっ
て不要信号成分を除去することにより、所望の信号を取
り出すことができる。

【００４８】比較器においては、第１の入力信号の振幅
と第２の入力信号の振幅との何れが大きいかに応じて２
値の信号を出力する。これによって、信号合成手段とし
ての機能と振幅制限増幅手段としての機能とを比較器の
みにより実現することができる。このようにして、周波
数変換器の構成を簡略なものとすることができるので、
延いては無線通信機器の小型化及び低価格化に資するこ
とになる。

【００４９】次に、上記第５の実施形態の具体的な構成
を有する第６及び第７の実施形態に係る周波数変換器に
ついて、図１７および図１８に従い説明する。図１７は
本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器を示す回路
図である。この第６の実施形態においては、比較器は一
対のトランジスタよりなる差動アンプ１５により構成さ
れている。差動アンプ１５の一方の入力端子１５ａに高
周波信号を、他方の入力端子１５ｂに局部発振信号をそ
れぞれ入力し、１つの差動アンプに信号合成と振幅制限
の機能をもたせている。差動アンプ１５に付随している
負荷回路に、低域通過フィルタ（ＬＰＦ）３０が接続さ
れており、このような低域通過特性を持たせることによ
り、簡略な構成の周波数変換器を実現している。すなわ
ち、バイぽーらトランジスタＴｒ４１およびＴｒ４２よ
りなる差動アンプ１５に信号合成と振幅制限の機能を持
たせている。なお、キャパシタＣ3 およびインダクタＬ
3 と、Ｃ4 およびＬ4 は、それぞれＲＦ入力およびＬｏ
入力のためのインピーダンス整合回路である。

【００５０】この第６の実施形態は、比較器を差動アン
プによって実現したものであり、差動アンプの負荷回路
に低域通過特性を持たせることにより、簡略な構成の周
波数変換器を実現している。

【００５１】図１８は本発明の第７の実施形態に係る周
波数変換器を示す回路図である。この第７の実施の形態
は、第６の実施の形態における差動アンプ１５を構成す
るバイポーラトランジスタを電界効果トランジスタ（Ｆ
ＥＴ）で構成した差動アンプ１５Ａを含む構成例であ
る。すなわち、差動アンプ１５Ａは、電界効果トランジ
スタＭ１およびＭ２により構成されている。１つの差動
アンプが信号合成と振幅制限を行なっている点及び差動
アンプ１５Ａの負荷回路としてＬＰＦ３０が接続されて
いる点等は図１７に示された第６の実施形態と同じ機能
及び構成を備えている。

【００５２】次に、図１９および図２０を用いて本発明
の第８の実施形態に係る周波数変換器を説明する。第８
の実施形態に係る周波数変換器は、図１９に示すよう
に、図１６に示された第５の実施形態に係る周波数変換
器における比較器を対にした構成を有している。図１９
において、第１の比較器１６は高周波（ＲＦ）信号と局
部発振（Ｌｏ）信号とを比較し、第２の比較器１７は高
周波反転（＊ＲＦ）信号と局部発振（Ｌｏ）信号とを比
較して、それぞれの比較器の出力は低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）に入力される。低域通過フィルタ３０は、第
１および第２の比較器１６および１７の出力を合成する
と共に、低周波数成分のみ通過させて出力している。

【００５３】図２０は本発明の第８の実施形態の詳細な
構成を示す回路図である。図２０において、周波数変換
器はＬＰＦ３０と、第１の比較器１６と、第２の比較器
１７と、により構成されている。それぞれの比較器を構
成する一方側のトランジスタのベースには高周波（Ｒ
Ｆ）信号がそれぞれ供給されており、また他方側のトラ
ンジスタのベースには端子１５ｃを介して反転された高
周波（＊ＲＦ）信号がそれぞれ供給されている。すなわ
ち、バイポーラトランジスタＴｒ４１Ａのベースには、
インピーダンス整合回路を構成するＣ3 ＡおよびＬ3 Ａ
を開して高周波（ＲＦ）信号が入力され、バイポーラト
ランジスタＴｒ４１Ｂのベースにはインピーダンス整合
回路を構成するＣ3 ＢおよびＬ3 Ｂを介して高周波（＊
ＲＦ）信号が入力される。また、バイポーラトランジス
タＴｒ４２Ａおよび４２Ｂのベースには、インピーダン
ス整合回路を構成するＣ4 およびＬ4 を介してローカル
信号が入力されている。

【００５４】比較器を差動アンプにより構成した場合、
寄生容量などの影響で同相モードの信号も出力される。
特に高い周波数では同相除去比（ＣＭＲＲ：Common Mo
deRejection Ratio ）を高くするのは難しいことであ
る。第６及び第７の実施の形態に係る周波数変換器は、
ローカル信号と高周波信号をそれぞれ一方の入力端子に
のみ入力するので、同相除去比を大きくですることがき
ないときには同相モードの歪みが出力に現れる。同相モ
ードの歪みは偶数次歪みも含むので、同相除去比が小さ
いと偶数次歪みが少ないという偶高調波ミキサの利点が
引き出せないことになる。

【００５５】本発明の第８の実施形態に係る周波数変換
器によれば、同相モードの歪みを除去するため、差動増
幅回路を２つ組み合わせた構成になっている。ローカル
信号は両方の差動回路に同相で入力される。両差動アン
プの出力電流は高周波入力によってパルス幅変調されて
いるが、高周波入力は逆相になっているので、一方の出
力電流のパルス幅が拡がっているとき、他方はパルス幅
が狭くなっている。このためパルス、すなわちローカル
信号入力が互いに打ち消しあう様に両差動端子を接続す
ると、所望の出力成分は互いに強めあって出力される。
歪みに関しては、高周波信号の奇数倍の歪み成分は出力
されるが、偶数倍の成分は互いに打ち消しあうので出力
には現れない。

【００５６】図２１は本発明の第９の実施の形態に係る
周波数変換器の構成を示すブロック図である。この実施
の形態においては非線形素子（図では可変容量ダイオー
ド）を直列に接続した直列回路４５の一方の端子に局部
発振信号（Ｌｏ）入力が供給されている。局部発振信号
入力（Ｌｏ）端子は局部発振信号周波数において４分の
１波長の伝送線路を介して接地されショートスタブ４６
となっている。ショートスタブ４６によって直流と局部
発振周波数の偶数倍の周波数においては短絡に見える。
非線形素子直列回路４５の他方の端子には、４分の１波
長のオープンスタブ４７が接続されている。４分の１波
長のオープンスタブ４７は局部発振周波数において低イ
ンピーダンスとなるので、局部発振信号電圧は非線形素
子の直列回路４５の両端に印加される。高周波入力信号
は、局部発振信号のほぼ偶数倍となっているので、オー
プンスタブ４７は開放に見え、ショートスタブ４６は短
絡にみえる。このため帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）４８
を通過した高周波信号電圧は非線形素子直列回路４５の
両端に印加される。前記非線形素子直列回路４５の電流
は電圧の奇関数特性となるので、奇数次歪みを多く含む
ことになり、この奇数次歪みのうちの低周波成分が低域
通過フィルタ４９により取り出されて出力される。

【００５７】このように、局部発振信号周波数の偶数倍
の周波数の変換利得が大きく、奇数倍の周波数の変換利
得が小さい特性は、振幅制限増幅回路で効率良く実現さ
れるが、入出力特性が非線形で、かつ奇関数である回路
を用いると実現できる。しかしながら、アンチパラレル
ダイオードペアはダイオードの導通状態と非導通状態を
利用するので上述の通り大きな局部発振信号を入力する
必要がある。一方、非線形素子を逆向きに直列に接続す
ることによっても、アンチパラレルダイオードペアと同
様に奇関数の特性を持たせる事ができる。通常のダイオ
ード素子を用いた場合は、少なくとも一方が非導通状態
になるので、電流が流れないが、可変容量ダイオードな
どの素子を逆向きに直列に接続すると、容量に信号電流
が流れ、かつ信号電圧によって容量が変動するために周
波数変換が可能である。小さい電圧で容量が大きく変動
する素子を用いることにより、局部発振信号が小さくて
も変換効率の良い周波数変換器を構成することができ
る。

【００５８】なお、図２１の第９の実施形態において
は、非線形素子としてダイオードペア４５を用いていた
が、このダイオードペア４５の代わりにトランジスタを
用いて第１０の実施形態のように構成しても良い。図２
２および図２３に第１０の実施形態に係る周波数変換器
の構成例を示す。図２２はダイオードペア４５の代わり
にデプレッション（Depletion ）型の金属酸化膜半導体
（ＭＯＳ― Metal Oxide layer Semiconductor ―）
トランジスタ４１および４２を直列接続したトランジス
タ直列体４３が介挿されている。このトランジスタ直列
体４３は奇関数特性を有する非線形素子である。また、
図２２におけるトランジスタ直列体４３に代えて、図２
３に示す第１０の実施形態のように、デプレッション型
ＭＯＳＦＥＴのデュアルゲートトランジスタ４４を用い
ても同様の作用・効果を期待できる。

【００５９】また、非線形素子を逆向きに接続し、接続
点にバイアス電圧または電流を供給することにより、局
部発振信号の入力が小さくても動作可能な周波数混合器
を構成することができる。ダイオード素子を逆向きに直
列に接続し、接続点にバイアス電流を流しておくと、両
ダイオードを貫通する電流はバイアス電流によって制限
されるのでトランジスタ差動対と同様に振幅制限回路と
して動作させることができる。アンチパラレルダイオー
ドペアは信号電圧そのものがダイオードを導通させる電
圧にまで大きくなる必要があるが、本発明の直列接続ダ
イオードペアは、バイアス回路により、予め導通状態に
設定されているため、小さい入力信号で非線形特性を示
し、その結果、効率の良い周波数変換が可能になる。

【００６０】図２４は本発明の第１１の実施形態に係る
周波数変換器を示すブロック図である。非線形素子（ダ
イオード）の直列回路５０にバイアス電流を供給する電
流源５１とインダクタ５２を備えることによって小さい
振幅の局部発振信号により動作可能な周波数変換回路を
構成している。図２４において、直列回路５０の非線形
素子の接続点には、他端が接地された定電流源５１の一
端が接続される。また直列回路５０及びオープンスタブ
４７とＢＰＦ４８及びＬＰＦ４９との共通の接続点に
は、他端が接地されたインダクタ５２の一端が接続され
ている。他の構成は図２１に示された第９の実施の形態
に係る周波数変換器と同一であり、小さな局部発振信号
により動作可能である。

【００６１】なお、図１に示された第１の実施形態にお
ける周波数変換器においては、信号合成回路１０、振幅
制限増幅回路２０を１つずつ用いて高周波信号からベー
スバンド信号を作成していたが、本発明はこれに限定さ
れず、図２５ないし図２７に示される第１２の実施形態
のように、高周波信号と局部発振信号とを合成する信号
合成回路と、局部発振信号の反転信号と高周波信号とを
合成する信号合成回路と、を並列的に設けてそれぞれに
振幅制限増幅回路を接続し、２つの振幅制限増幅回路に
フィルタ手段を接続するようにしても良い。

【００６２】図２５は、本発明の第１２の実施形態に係
る周波数変換器の構成を示すブロック図である。図２５
において、第１の信号合成手段１０Ａと第１の振幅制限
増幅手段２０Ａは、図１に示された第１の実施形態に係
る周波数変換器と同様に、第１の入力信号（ＲＦ等の高
周波信号）の振幅情報をパルス幅変調信号として出力し
ている。また、第２の信号合成手段１０Ｂと第２の振幅
制限増幅手段２０Ｂも第１の実施形態と同様に第１の入
力信号の振幅情報をパルス幅変調信号として出力してい
る。第１および第２の振幅制限増幅手段２０Ａおよび２
０Ｂより出力された両ＰＷＭ変調信号はフィルタ手段３
０により合成されて、所望の周波数成分を取り出すこと
ができる。

【００６３】この第１２の実施形態に係る周波数変換器
は、第２の信号合成手段１０Ｂに第２の入力信号（局部
発振信号）の反転信号を入力している点に特徴がある。
第１および第２の信号合成手段１０Ａおよび１０Ｂ入力
された第２の入力信号およびその反転信号は、それぞれ
第１の入力信号を入力する入力端子に漏洩される。ここ
で、第２の信号合成手段１０Ｂに入力されている第２の
入力信号は反転信号なので、漏洩信号も第１の信号合成
手段１０Ａの漏洩信号の反転信号となる。したがって、
第１および第２の信号合成手段１０Ａおよび１０Ｂより
漏洩される第２の入力信号は互いに打ち消し合うことに
なり、見掛け上は漏洩が小さくなる。漏洩信号が小さく
なると、反射信号も小さくなり、結果として局部発振信
号の自己混合による直流オフセットをさらに小さくする
ことができる。

【００６４】図２６は、第１２の実施形態に係る周波数
変換器のより詳細な第１の具体的構成としての第１３実
施形態に係る周波数変換器を示す回路図である。図２６
において、第２の入力信号である局部発振（Ｌｏ）信号
は差動信号であるので、信号線を図示のように構成する
ことにより簡単に局部発振反転（＊Ｌｏ）信号を生成す
ることができる。第１の信号合成手段１０Ａと第２の信
号合成手段１０Ｂとは全く同一の構成を有しており、異
なる点は第２の入力信号である局部発振信号の差動入力
の接続が入れ替わっている点のみである。また、第１の
振幅制限増幅手段２０Ａと第２の振幅制限増幅手段２０
Ｂも全くの同一の回路構成を有している。個々の回路構
成は、図２に示される第１の実施形態に係る周波数変換
器の各回路の構成と同一なので重複説明を省略する。

【００６５】図２７は、第１２の実施形態に係る周波数
変換器の第２の具体的構成としての第１４の実施形態に
係る周波数変換器を示す回路図である。この第１４の実
施形態においては、第１の信号合成回路１０Ａと第２の
信号合成回路１０Ｂは、第１の入力（ＲＦ）信号の入力
インピーダンス整合回路と、第２の入力（Ｌｏ）信号の
偶数倍波抑制手段と、を共通化することにより部品点数
を減らしている。図１０を用いて説明した第２の実施形
態に係る周波数変換器と同様に、第２の入力（Ｌｏ）信
号からの雑音を除去する手段を備えているので、良好な
雑音特性を有すると共に、第１３の実施形態と同様に、
局部発振（Ｌｏ）信号の漏洩が第１および第２の信号合
成回路１２Ａおよび１２Ｂの出力において打ち消し合う
ことになり、自己混合によるオフセットも極めて小さい
ことになる。なお、この第１および第２の信号合成回路
１２Ａおよび１２Ｂの具体的な回路は、偶数倍波抑圧手
段１３および１４と、キャパシタＣ1 およびＣ2 とイン
ダクタＬ1 およびＬ2 より成るインピーダンス整合回路
を共有し、その他の部分の構成は同一の回路構成を有し
ており、異なる点は局部発振信号の差動入力の接続が入
れ替わっている点のみである。また第１および第２の振
幅制限増幅回路２０Ａおよび２０Ｂの構成も図１０にお
ける振幅制限増幅回路２０Ａの構成とそれぞれ同一であ
るので、重複説明を省略する。

【００６６】図２８は本発明の第１５の実施形態に係る
周波数変換器を用いた無線受信機の概略構成を示すブロ
ック図である。図２８において、無線受信機６０は、高
周波信号（ＲＦ）入力が供給される端子６１と、端子６
１を介して供給された高周波信号を受入れる高周波入力
回路６２と、局部発振（Ｌｏ）信号が入力される端子６
３と、入力された局部発振信号を２つの信号成分に分配
する信号分配器６４と、信号分配器６４により分配され
た局部発振信号を用いて高周波入力回路６２の出力をベ
ースバンドに変換する偶高調波周波数変換器６５と、変
換されたベースバンドをＩチャンネル成分として出力す
る端子６６と、前記信号分割器６４により分割された局
部発振信号の位相をシフトさせる移相器６７と、位相を
シフトされた局部発振信号を用いて高調波入力回路６２
の出力をベースハンドルに変換する偶高調波周波数変換
器６８と、変換された偶高調波をＱチャンネル成分とし
て出力する端子６９と、を備えている。

【００６７】この第１５の実施の形態に係る受信機は、
２つの偶高調波周波数変換器を用いて直交復調器を構成
した例である。移相器６７として伝送線路を用いる場
合、信号分割器６４の入出力インピーダンスは伝送線路
インピーダンスと整合をとる必要があるために、信号振
幅は３ｄＢ小さくなる。一方、伝送線路から周波数変換
器６５及び６８に入力される熱雑音は伝送線路のインピ
ーダンスが一定ならば一定となる。このため２分割した
高周波入力信号の位相をπ／２だけずらす場合には信号
対雑音比が３ｄＢほど劣化する。位相と振幅が等しい２
信号を得るには、周波数変換器６５及び６８の入力を並
列に接続したうえで伝送線路とインピーダンス整合をと
ればよい。この場合は信号も雑音も半分になるので信号
対雑音比の劣化はない。したがって、高調波入力回路６
２には移相器を用いないほうが信号対雑音比については
有利である。局部発振入力の位相を伝送線路を用いてず
らしても同様に信号対雑音比（Ｓ／Ｎ）は劣化する。し
かしながら、偶高調波周波数変換回路６５及び６８は、
局部発振信号周波数の偶数倍の雑音成分が強く出力にあ
らわれ、奇数倍の雑音成分は影響が小さい。必要な信号
と問題となる雑音の周波数が異なるので、偶数倍波抑圧
手段を備えることで、信号分割回路による信号対雑音比
の劣化を回避できる。なお、高周波信号周波数の２倍な
ので、高周波信号のπ／２移相器と局部発振信号のπ／
４移相器は同じ長さの伝送線路となる。

【００６８】図２９は本発明の第１６の実施形態に係る
周波数変換器を用いた無線受信機を示すブロック図であ
る。図２９において、無線受信機７０は、無線周波数
（ＲＦ）信号等の高周波信号を受信するアンテナ７１
と、受信された高周波信号を低雑音で増幅する低雑音増
幅器（Low Noise Amplifier ―ＬＮＡ―）７２と、この
ＬＮＡ７２の増幅出力を帯域濾波するＢＰＦ７３と、帯
域濾波された信号出力を分配する信号分配器と、局部発
振信号を生成する局部発振器７５と、この局部発振信号
を可変で減衰させる可変減衰器７６と、減衰された局部
発振信号を分配する信号分配器７７と、分配された一方
の局部発振信号と信号分配器により分配されたＲＦ信号
とを乗算する乗算器７８と、乗算器７８の出力の低域成
分を通過させて乗算器７８の出力を濾波するＬＰＦ７９
と、ＬＰＦ７９のアナログ出力をディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器８０と、前記信号分配器７７により分
配された他方の局部発振信号を所定量だけ移相する移相
器８１と、分配され且つ移相された他方の局部発振信号
と信号分配器により分配されたＲＦ信号とを乗算する乗
算器８２と、乗算器８２の出力の低域成分を通過させて
乗算器８２の出力を濾波するＬＰＦ８３と、ＬＰＦ８３
のアナログ出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換
器８４と、Ａ／Ｄ変換器８０及び８４よりそれぞれ出力
されるディジタル信号を処理するディジタル信号処理部
８５と、処理されたディジタル信号を出力する端子８６
と、を備えている。

【００６９】なお、図２８に示される第１５の実施形態
に係る無線受信機においては、信号分配器６４および移
相器６７を用いて局部発振信号を２つに分配し、一方の
位相をπ／４シフトするようにしていた。この信号の分
配および移相についての詳細を図３０ないし図３２を用
いて説明する。図３０に示す第１７の実施形態に係る周
波数変換器を用いた無線受信機６００は、図２８の無線
受信機６０における局部発振信号入力端子６３、信号分
配器６４および移相器６７を纏めて含むリングオシレー
タ６４０を設けたものである。

【００７０】図３０に示すように、第１７の実施形態に
係る無線受信機におけるリングオシレータ６４０は、第
１の偶高調波周波数変換器６５と第２の偶高調波周波数
変換器６８にπ／４ずつ位相がずれた２つに局部発振信
号を出力している。この局部発振器としてのリングオシ
レータ６４０は、図３１に示すように、４段の全差動増
幅器を１箇所を除き＋（−）端子出力を次段の−（＋）
端子入力に接続した構成となっている。すなわち、第１
の増幅器６４１、第２の増幅器６４２、第３の増幅器６
４３および第４の増幅器６４４を図示のように接続し、
第３の増幅器６４３の差動出力を第１の偶高調波周波数
変換器６５へ供給すると共に、第４の増幅器の差動出力
を第２の偶高調波周波数変換器６８へ供給している。各
段の増幅器の位相差は、π／４であるので、第３の増幅
器６４３と第４の増幅器６４４の位相さもπ／４とな
り、信号分配機能とπ／４移相機能との両者を兼ねるこ
とができる。

【００７１】この第１７の実施形態に係る無線受信機に
おける局部発振器６４０のさらに詳細な回路構成につい
て、図３２を用いて説明する。図３２において、各段の
増幅回路６４１，６４２，６４３，６４４は、同一の構
成を有し、具体的には、＋および−入力をベース電極に
受け入れるトランジスタ差動対Ｔｒ31およびＴｒ32と、
トランジスタＴｒ31と抵抗Ｒ31との接続点電位をベース
に受け入れるトランジスタＴｒ33と、トランジスタＴｒ
32と抵抗Ｒ32との接続点電位をベースに受け入れるトラ
ンジスタＴｒ34と、それぞれのトランジスタのエミッタ
側に設けられる電流源Ｉ31，Ｉ32，Ｉ33と、を備えてい
る。このように、全差動増幅器はエミッタフォロアを出
力段に有する差動増幅回路により実現することができ
る。

【００７２】なお、この第１７の実施形態に係る周波数
変換においては４段のリングオシレータを用いて説明し
たが、この発明はこの構成に限定されることなく、Ｎ段
当たりの位相差がπ／４となる「４×Ｎ」段のリングオ
シレータを用いても上記第１７の実施形態に係る周波数
変換器と同様の結果が得られる。

【００７３】なお、第１７の実施形態に係る周波数変換
器においては、４段のリングオシレータを用いて局部発
振信号の分配と移相とを行なうものとして説明したが、
ハーモニックミキサ（ＨＭＩＸ）を用いた周波数変換器
を実現するためにはＩチャネルとＱチャネルの局部発振
信号として各々４５度位相のシフトした信号が必要であ
り、この位相がシフトされた信号を得るための移相器を
図３３に示すブリッジ回路により構成しても良い。

【００７４】図３３は本発明の第１８の実施形態に係る
周波数変換器の回路図であり、同図において、局部発振
器３３０は所望の発信周波数ｆｃの１／２の周波数を出
力するものである。局部発振器３３０の一端は端子３６
に接続され、他端は端子３７を介して接地されている。
上記端子３６および３７の間には抵抗Ｒ33とキャパシタ
Ｃ33とのＲＣ直列回路と、抵抗Ｒ34およびＲ35のＲＲ直
列回路とが並列に接続されている。ＲＣ直列回路の抵抗
Ｒ33とキャパシタＣ33の接続端子３８はバッファ回路を
含む第１の振幅制限回路４１の入力端子に接続され、こ
の第１の振幅制限回路４１の出力端子は第１の低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）４３の入力端子に接続され、第１の
ＬＰＦの出力は端子５５を介して出力されている。ま
た、ＲＲ直列回路の抵抗Ｒ34およびＲ35の接続端子３９
はバッファを含む第２の振幅制限回路４２の入力端子に
接続され、この第２の振幅制限回路の出力端子は第２の
ＬＰＦ４４の入力端子に接続され、第２のＬＰＦの出力
は端子５６を介して出力されている。

【００７５】上記構成の移相器の動作を説明する。説明
の簡略化のため抵抗Ｒ33、Ｒ34およびＲ35は全て同一の
抵抗値Ｒを有するものとし、キャパシタＣ33の容量値Ｃ
は「Ｃ＝１／（１／２＊ｗｃ＊Ｒ）」とする。また、第
１および第２の振幅制限回路４１および４２は、それぞ
れ信号を増幅した後、振幅を所定の値に制限するために
等しい特性を有しているものとする。第１および第２の
ＬＰＦ４３および４４は「１／２＊ｗｃ」を通過させる
ものとし、その整数倍（特に奇数倍）の高調波充分に減
衰されるものとする。局部発振器３３０の出力電圧をＶ
とすると、出力端子３８には以下に示す電圧Ｖ（38）が
発生する。Ｖ(38)＝（１／ｊｗｃＣ）／（Ｒ＋１／ｊｗｃＣ）Ｖ＝
１／２（１ーｊ）Ｖ同様に端子３９には以下に示す電圧Ｖ（39）が発生す
る。Ｖ(39)＝（Ｒ／２Ｒ）Ｖ＝１／２Ｖしたがって、端子３８および３９には振幅の異なるもの
の各々の出力信号の位相は４５度シフトした信号が現れ
る。この場合の位相差は以下の式により示される。

【００７６】

【数３】端子３９および３９における出力信号の各々の振幅を等
しくするために、移相器の後段に振幅制限回路４１およ
び４２がそれぞれ接続されている。この振幅制限回路４
１および４２により移相器の２つの出力信号の振幅は等
しくなるが、この場合、１／２＊ｗｃの整数倍の高調波
が同時に発生してしまうので、次段の第１および第２の
ＬＰＦ４３および４４によりこの整数倍の高調波を減衰
させるようにしている。

【００７７】上記第１８の実施形態に係る移相器におい
ては、ＲＣ直列回路およびＲＲ直列回路における抵抗の
値を等しくするものとして説明したが、本発明はこれに
限定されず、図３４に示す第１９の実施形態のように、
抵抗Ｒ34およびＲ35の比をＲ34／Ｒ35＝ルート２−１と
するように構成しても良い。このような構成とすること
により、図３３の第１８の実施形態に係る移相器におけ
る振幅制限回路４１と第１のＬＰＦ４３を第１のバッフ
ァ５３とし、振幅制限回路４２と第２のＬＰＦ４４を第
２のバッファ５４として置き代えることができる。この
第１９の実施形態においては、抵抗Ｒ34およびＲ35の抵
抗比と第１および第２のバッファ５３および５４への置
き換え以外の構成については、第１８の実施形態に係る
移相器と同じなので同一符号を付すことにより重複説明
を省略する。

【００７８】次に、本発明の第２０の実施形態に係る周
波数変換器に用いられる移相器について説明する。図３
５は第２０の実施形態に係る移相器の構成を示すブロッ
ク図であり、同図において移相器１００は、局部発振
（Ｌｏ）信号を入力する入力端子１０１と、端子１０１
を介して入力された位相角「sin(ωt)」を有するＬｏ入
力信号に基づいて「sin(ωt)」および「cos(ωt)」の信
号を生成して出力するπ／２移相器１０２と、移相器１
０２より出力された２つの信号を加算する加算器１０３
と、移相器１０２の「sin(ωt)」の信号と加算器１０３
の出力信号とのそれぞれの振幅を制限する振幅制限器
（リミッタ）１０４および１０５と、リミッタ１０４お
よび１０５のそれぞれの出力から角周波数ωの項だけ取
り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１０６および１０７
と、これらＬＰＦ１０６および１０７よりそれぞれ出力
される互いの位相がπ／４ずれた信号の出力端子１０８
および１０９と、を備えている。

【００７９】上記構成に基づく移相器１００の動作につ
いて説明する。前記加算器１０３の加算動作は下式によ
り行なわれる。

【００８０】

【数４】ここで、加算器１０３に入力される２つの信号は図３５
に示されるような角周波数を有している。すなわち、
「sin(ωt)」を有する信号１１１とこれに直交する「co
s(ωt)」を有する信号１１２とは加算器１０３に入力さ
れて加算され、信号１１１とπ／４の関係にある信号１
１３が形成される。信号１１１はリミッタ１０４に供給
され、信号１１３はリミッタ１０５に供給される。リミ
ッタ１０４および１０５の出力Ｌ1 およびＬ2 はそれぞ
れ下式により求められる。Ｌ1 ＝4/π{sin( ωt)＋1/3sin(3ωt)＋1/5sin(5ωt)
＋...} Ｌ2 ＝4/π{sin( ωt-π/4) ＋1/3sin(3ωt-3 π/4) ＋
1/5sin(5ωt-5 π/4) ＋...}これらのリミッタ１０４および１０５の出力をＬ
ＰＦ１０６および１０７により角周波数の項だけ取り出
すと、４／π.sin( ωt) ４／π.sin( ωt −π／４) となり、２つの出力端子１０８および１０９には位相が
π／４ずれた信号が得られる。

【００８１】上記第２０の実施形態に係る移相器は、理
論上は加算器１０３により図３６に示すようにπ／４の
位相差の出力が得られるはずであるが、実際にはπ／２
移相器１０２の位相差や出力レベルの誤差等により加算
器１０３の出力がπ／４にならないことがある。これを
補正するために、図３７ないし図３９に示す第２１ない
し第２３の実施の形態に係る移相器について説明する。

【００８２】図３７に示す第２１の実施形態に係る移相
器は、リミッタ１０４の出力を乗算器１１０および低域
通過フィルタ（ＬＰＦ）１１２を用いてその直流成分の
み取り出している。また、リミッタ１０５の出力は乗算
器１１１によりπ／４ずれたリミッタ１０４の出力と乗
算した後、ＬＰＦ１１３によりその直流成分を取り出し
てから増幅器１１４によりルート２倍する。ＬＰＦ１１
２と増幅器１１４の出力は、比較器１１５により比較さ
れており、この比較器１１５の出力によりπ／２移相器
のcos(ωt)の振幅が補正されている。

【００８３】上記構成に基づく動作を説明する。もし
も、リミッタ１０４と１０５の出力差がπ／４よりも小
さいと増幅器１１４の出力はＬＰＦ１１２の出力よりも
大きくなり、比較器１１５と可変増幅器１１６によりco
s(ωt)の振幅を大きくしてリミッタ１０４と１０５の出
力の位相差がπ／４となるように制御する。この逆に、
リミッタ１０４と１０５の出力の位相差がπ／４よりも
大きい場合には、比較器１１５および可変増幅器１１６
によりcos(ωt)の振幅を小さくして、両者の位相差がπ
／４となるように制御している。

【００８４】また、図３８に示す第２２の実施形態に係
る移相器においては、比較器１１５により増幅器１１４
とＬＰＦ１１２の出力を比較してπ／２移相器の出力の
うちsin(ωt)の出力を補正する可変増幅器１１７を設け
ている。この構成において、リミッタ１０４と１０５と
の出力の位相差がπ／４より小さい場合、sin(ωt)の振
幅を小さくして両者の位相差がπ／４となるように制御
し、逆にリミッタ１０４と１０５の位相差がπ／４より
も大きい場合には、sin(ωt)の振幅を大きくして両者の
位相差がπ／４となるように制御している。

【００８５】なお、図３９に示される第２３の実施形態
に係る移相器においては、上記第２１および第２２の実
施形態に係る移相器における可変増幅器１１６および１
１７の両方を設けて、sin(ωt)およびcos(ωt)の両者を
補正することによりπ／２移相器１０２の出力の位相差
を制御している。すなわち、リミッタ１０４および１０
５の出力の位相差がπ／４よりも小さい場合には、cos
(ωt)の振幅を大きくすると共にsin(ωt)の振幅を小さ
くするように補正し、リミッタ１０４および１０５の出
力の位相差がπ／４よりも大きい場合には、cos(ωt)の
振幅を小さくすると共にsin(ωt)の振幅を大きくするよ
うに補正している。

【００８６】次に、図４０および図４１に示す第２４の
実施形態に係る移相器について説明する。図４０におい
て、入力端子１２１には図４１（ａ）に示すような矩形
波が入力されている。入力端子１２１には可変遅延素子
等よりなる可変移相器１２２が接続されており、この可
変移相器１２２は比較器１２９の比較出力により移相量
を変化させている。可変移相器１２２にはバッファ１２
３および１２４が接続されて出力端子１３０および１３
１よりπ／４の位相差を有する出力が得られると共に、
両出力の位相差のずれ量を補正するために排他的論理和
（ＸＯＲ）回路１２５が接続されている。ＸＯＲ回路１
２５の出力は、ＬＰＦ１２６により低域成分のみ取り出
され、また、バッファ１２４に供給される成分と同じ信
号成分もＬＰＦ１２７によりその低域成分のみ取り出さ
れて比較器１２７に供給される。また、ＬＰＦ１２６の
出力も増幅器１２８により２倍に増幅され多後、前記Ｌ
ＰＦ１２７の出力と比較するため前記比較器１２９に供
給されている。

【００８７】上記構成において入力端子１２１に入力さ
れた矩形波の信号｛図４１（ａ）｝は、可変移相器１２
２によりそのまま出力されてＸＯＲ回路１２５の一方の
端子に供給されると共にバッファ１２３にも供給されて
いる。また、可変移相器１２２の他方の出力は、図４１
（ｂ）に示すような１／４遅延した矩形波の信号として
ＸＯＲ回路１２５の他方の端子とバッファ１２４にも供
給されている。ＸＯＲ回路１２５の出力は、図４１
（ｃ）に示すようになっている。このＸＯＲ回路１２５
の出力と、可変移相器１２２の他方の出力とをＬＰＦ１
２６および１２７により低域成分のみ通過させて直流成
分のみ取り出すと図４１（ｄ）に示すような２つのレベ
ルが得られる。

【００８８】ＬＰＦ１２６の出力はＬＰＦ１２７の出力
の半分のレベルなので増幅器１２８により２倍に増幅す
るとＬＰＦ１２７と増幅器１２８の出力は同レベルとな
る。比較器１２９は２つの入力端子にＬＰＦ１２７およ
び増幅器１２８の出力を入力して比較し、両入力に差が
あるときには可変移相器１２２に補正信号を出力して移
相器１２２の移相量がπ／４となるように補正してい
る。補正された可変移相器１２２の２つの出力は、バッ
ファ１２３および１２４を介して出力端子１３０および
１３１より出力される。

【００８９】上記構成による第２４の実施形態に係る移
相器における可変移相器１２５の具体的な構成は、図４
２に示されるように、インバータを用いた第２５の実施
形態に係る移相器により実現できる。インバータは、ト
ランジスタＭ５２およびＭ５３より構成され、トランジ
スタＭ５２に流れる電流を制限するための電流源として
動作するトランジスタＭ５０と、トランジスタＭ５３に
流れる電流を制限するための電流源として動作するトラ
ンジスタＭ５１と、を備えている。図４２において、制
御端子１４１および１４３は、各々トランジスタＭ５０
とＭ５１のゲートに接続され、これらの制御端子１４１
および１４３に印加される電圧を制御することにより、
各インバータを流れる電流を変化させることができる。
この電流の変化により、インバータの遅延時間を変えて
出力信号の移相量を変えることができる。図４３にイン
バータを１０段接続した移相器のシミュレーション結果
を示す。図４３により、波形１５１は入力波形であり、
波形１５１，１５３および１５４は、制御端子１４１お
よび１４３に印加される電圧を制御し、かつ、インバー
タに流れる電流を制御したときの出力波形である。この
ように、流れる電流を制御できるインバータを多段に渡
って縦続接続（cascade connection）することにより、
可変移相器を実現することができる。

【００９０】上記構成において、無線受信機は到来信号
の強度に合わせて利得を制限する必要がある。高周波信
号の振幅を制御する場合は、可変利得増幅回路や可変減
衰回路は最も利得が大きい（減衰量が小さい）場合でも
雑音の増加をまねく。一方、局部発振信号の振幅を制御
する場合は、偶数倍波雑音を抑圧することによって雑音
の増加を回避できる。したがって、雑音が少なく、感度
の高い無線受信機を構成することができる。

【００９１】

【発明の効果】本発明の周波数変換器を用いれば、局部
発振信号の反射よる直流オフセットや反射量の変動によ
る低周波雑音の発生を抑圧することができるので、微弱
な高周波入力信号を良好な品質で受信可能な受信機を構
成でき、かつ、アンチパラレルダイオードを用いる場合
に比べ局部発振信号振幅を小さくできるので、不要輻射
を少なくすることができる。

【００９２】また、図３より明らかなように、高周波信
号の振幅と局部発振信号の振幅の比が等しければゼロク
ロスポイントの位置が同じになる。セロクロスポイント
が同じならば、ＰＷＭの復調信号の振幅の等しくなる。
したがって、変換利得は局部発振信号振幅に反比例す
る。この特性を利用し、局部発振信号振幅を制御するこ
とによって変換利得を制御できる。この方式は次のよう
な利点がある。受信信号の振幅を可変減衰器や可変利得
増幅回路で制御する方式の場合、可変減衰器や可変利得
増幅回路で発生する所望信号と同じ周波数の雑音成分は
フィルタ等による分離は不可能である。一方局部発振信
号の振幅を制御する場合は、可変減衰器や可変利得回路
で発生する雑音は、局部発振信号に重畳される。局部発
振周波数近辺の雑音成分は自己混合の影響が少ないのと
同じ理由で周波数変換器の出力には現れない。周波数変
換器の出力には、局部発振信号周波数の偶数倍の雑音成
分が現われるので、これらの雑音を除去することによ
り、可変減衰器や可変利得増幅回路で発生する雑音の増
加を防ぐことができる。

【００９３】また、無線通信端末として直接変換方式受
信機と直接変調方式送信機を組み合わせると部品点数が
少なくなり、通信端末を小形化できるが、送信信号の周
波数と、局部発振信号の周波数が等しいため、送信信号
が局部発振器に混入し、発振周波数が不安定になること
がある。これを防ぐには金属板などで、局部発振器を覆
うなどの対策が必要であるが、局部発振周波数を送信周
波数の半分にし、周波数逓倍回路を用いて所望の周波数
を得ることにより、送信信号の影響を回避する方法もあ
る。本発明の周波数変換器をこのような方式の送信機と
組合わせると、局部発振器を新たに設ける必要がない。
さらに、変調器として本発明の周波数変換回路を用いる
と周波数逓倍器も不要になり、さらに小形化できる。

【００９４】以上述べたように、本発明によれば自己混
合の問題を解消することができると共に、局部発振信号
の漏洩が少ない周波数変換器を構成することができる。
また本発明に係る周波数変換器を用いた直交復調器にお
いては、信号分配による雑音特性の劣化が少なくなると
いう効果を有し、さらに、本発明に係る周波数変換器を
用いた無線受信機によれば、利得調整のために設けられ
る回路が雑音の増加を防ぐことができ、これにより雑音
が少ない受信機を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態に係る周波数変換器の
構成を示すブロック図。

【図２】図１に示された周波数変換器の詳細な構成を示
す回路図。

【図３】偶数倍信号がＰＷＭ変調信号に変換されること
を示す説明図。

【図４】奇数倍信号がＰＷＭ変調信号に変換されること
を示す説明図。

【図５】本発明の周波数変換器の三角波発生回路の第１
の具体例を示す構成図。

【図６】図４の三角波発生回路の特性を示す波形図。

【図７】本発明の周波数変換器の三角波発生回路の第２
の具体例を示す構成図。

【図８】本発明の周波数変換器の三角波発生回路の第３
の具体例を示す構成図。

【図９】図７の三角波発生回路の各部の出力波形を示す
波形図。

【図１０】本発明の第２の実施形態に係る周波数変換器
の構成を示す回路図。

【図１１】本発明の第３の実施形態に係る周波数変換器
の構成を示すブロック図。

【図１２】図１１に示された周波数変換器における振幅
制限増幅回路を示す回路図。

【図１３】第３の実施形態に係る周波数変換器において
差動増幅回路を振幅制限増幅回路として用いたときの局
部発振信号振幅−変換利得特性を示す特性図。

【図１４】本発明の第４の実施形態に係る周波数変換器
の構成を示すブロック図。

【図１５】図１４に示された周波数変換器の詳細な構成
を示す回路図。

【図１６】本発明の第５の実施形態に係る周波数変換器
の構成を示すブロック図。

【図１７】本発明の第６の実施形態に係る周波数変換器
の構成を示す回路図。

【図１８】本発明の第７の実施形態に係る周波数変換器
の構成を示す回路図。

【図１９】本発明の第８の実施形態に係る周波数変換器
の構成を示すブロック図。

【図２０】本発明の第８の実施形態に係る周波数変換器
の構成を示す回路図。

【図２１】本発明の第９の実施形態に係る周波数変換器
の構成を示すブロック図。

【図２２】本発明の第１０の実施形態に係る周波数変換
器の構成を示すブロック図。

【図２３】第１０の実施形態に係る周波数変換器の変形
例を示すブロック図。

【図２４】本発明の第１１の実施の形態に係る周波数変
換器の構成を示すブロック図。

【図２５】本発明の第１２の実施形態に係る周波数変換
器の構成を示すブロック図。

【図２６】図２５の具体例としての第１３の実施形態に
係る周波数変換器の回路構成を示す回路図。

【図２７】図２５の他の具体例としての第１４の実施形
態に係る周波数変換器の他の回路構成を示す回路図。

【図２８】本発明の第１５の実施の形態に係る周波数変
換器を用いた無線受信機の構成を示すブロック図。

【図２９】本発明の第１６の実施の形態に係る周波数変
換器を用いた無線受信機の構成を示すブロック図。

【図３０】本発明の第１７の実施形態に係る無線機の構
成を示すブロック図。

【図３１】図３０におけるリングオシレータの一例を示
す構成図。

【図３２】図３１に示したリングオシレータの詳細な構
成を示す回路図。

【図３３】本発明の第１８の実施形態に係る移相器の構
成を示すブロック図。

【図３４】本発明の第１９の実施形態に係る移相器の構
成を示すブロック図。

【図３５】本発明の第２０の実施形態に係る移相器の構
成を示すブロック図。

【図３６】図３５の移相器の動作を説明するための特性
図。

【図３７】本発明の第２１の実施形態に係る移相器の構
成を示すブロック図。

【図３８】本発明の第２２の実施形態に係る移相器の構
成を示すブロック図。

【図３９】本発明の第２３の実施形態に係る移相器の構
成を示すブロック図。

【図４０】本発明の第２４の実施形態に係る移相器の構
成を示すブロック図。

【図４１】図４０の移相器の各部の動作を説明するため
の波形図。

【図４２】図４０の具体例としての第２５実施形態に係
るπ／２移相器を示す回路図。

【図４３】第２５の実施形態に係る移相器の動作を示す
特性図。

【図４４】従来の周波数変換器の一例を示す回路図。

【符号の説明】

１０信号合成手段１１バイアス供給手段２０振幅制限手段１３，１４偶数倍波抑圧手段１５差動増幅回路１６第１の比較器１７第２の比較器２５比較器３０，３００フィルタ手段４５（第１の）２端子非線形素子、（第２の）２端子
非線形素子６０無線受信機６２高周波分配回路６４局部発振信号分配回路６５第１の偶高調波周波数変換器６７直交復調器６８第２の偶高調波周波数変換器Ｔｒ２０，Ｔｒ２１差動増幅回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者大高章二神奈川県川崎市幸区小向東芝町１株式会社東芝研究開発センター内 (72)発明者藤本竜一神奈川県川崎市幸区小向東芝町１株式会社東芝研究開発センター内 (72)発明者谷本洋神奈川県川崎市幸区小向東芝町１株式会社東芝研究開発センター内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】第１の入力信号と第２の入力信号とを入力
し、これら第１および第２の信号を合成して合成信号を
出力すると共に、前記第２の入力信号としての局部発振
信号の周波数の偶数倍の周波数の雑音を除去する偶数倍
波抑圧手段を備える信号合成手段と、差動増幅回路により構成され、前記信号合成手段が出力
する前記合成信号を増幅し、振幅が一定である増幅信号
を出力する振幅制限増幅手段と、前記振幅制限増幅手段が出力する増幅信号を入力し、こ
の増幅信号の中から不要信号成分を除去して所望の信号
成分を出力するフィルタ手段と、を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項２】第１の入力端子に第１の入力信号を入力
し、第２の入力端子に第２の入力信号を入力する比較器
と、前記比較器の出力を入力して不要信号成分を除去して出
力するフィルタと、を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項３】前記比較器として差動増幅回路を用いるこ
とを特徴とする請求項２に記載された周波数変換器。
【請求項４】第１の入力端子に第１の入力信号を入力し
第２の入力端子に第２の入力信号を入力して、第１およ
び第２の入力信号を比較する第１の比較器と、第１の入力端子に第２の入力信号を入力し第２の入力端
子に第１の入力信号の反転信号を入力し、入力された両
信号を比較する第２の比較器と、第１の比較器の出力と第２の比較器の出力とを入力し
て、両信号を合成し不要信号成分を除去して所望の信号
成分のみを出力するフィルタと、を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項５】第２の２端子非線形素子の第１の端子に接
続された第１の端子と、第１の入力信号を入力する第２
の端子と、を備える第１の２端子非線形素子と、前記第１の２端子非線形素子の端子に接続された第１の
端子と、第２の入力信号を入力する第２の端子と、を備
える第２の２端子非線形素子と、より構成され、前記第１および第２の２端子非線形素子
の何れかの第２の端子より出力信号が取り出されること
を特徴とする周波数変換器。
【請求項６】第１および第２の２端子非線形素子が可変
容量ダイオードであることを特徴とする請求項５に記載
された周波数変換器。
【請求項７】第１および第２の２端子非線形素子がデプ
レッションタイプの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で
あることを特徴とする請求項５に記載された周波数変換
器。
【請求項８】第１および第２の入力信号の何れか一方が
入力される第２端子を備える第１の２端子非線形素子
と、第２および第１の入力信号の何れか他方が入力される第
２端子を備える第２の２端子非線形素子と、前記第１の２端子非線形素子の第１端子と前記第２の２
端子非線形素子とのそれぞれの第１端子が接続される出
力端子を備えるバイアス供給手段と、を備え、前記第１および第２の２端子非線形素子の第２端子の何
れかより出力信号を取り出すことを特徴とする周波数変
換器。
【請求項９】第１および第２の２端子非線形素子がダイ
オードであることを特徴とする請求項８の周波数変換
器。
【請求項１０】第１の入力信号と第２の入力信号とを入
力し、これら第１および第２の信号を合成して第１の合
成信号を出力する第１の信号合成手段と、前記第１の信号合成手段が出力する前記第１の合成信号
を増幅し、振幅が一定である第１の増幅信号を出力する
第１の振幅制限増幅手段と、第１の入力信号と第２の入力信号の反転信号とを入力
し、これら第１の入力信号と第２の入力信号の反転信号
を合成して第２の合成信号を出力する第２の信号合成手
段と、前記第２の信号合成手段が出力する前記第２の合成信号
を増幅し、振幅が一定である第２の増幅信号を出力する
第２の振幅制限増幅手段と、前記第１および第２の振幅制限増幅手段がそれぞれ出力
する第１および第２の増幅信号を入力し、両信号を合成
して不要な信号成分を除去し、所望の信号成分のみを出
力するフィルタと、を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項１１】第１の入力信号と第２の入力信号とを入
力し、これら第１および第２の信号を合成して合成信号
を出力する信号合成手段と、前記信号合成手段が出力する前記合成信号に直流オフセ
ットを付加するオフセット付加手段と、直流オフセットが付加された前記合成信号を増幅し、振
幅が一定である増幅信号を出力する振幅制限増幅手段
と、前記振幅制限増幅手段が出力する前記増幅信号を入力
し、増幅信号に含まれる不要な信号成分を除去して、所
望の信号成分を出力するフィルタ手段と、を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項１２】前記オフセット付加手段が、ディジタル
・アナログ変換器を備えていることを特徴とする請求項
１１に記載された周波数変換器。
【請求項１３】第１の入力端子に第１の入力信号を入力
し第２の入力端子に第２の入力信号を入力して、第１お
よび第２の入力信号を比較する第１の比較手段と、第１の入力端子に第２の入力信号を入力し第２の入力端
子に第１の入力信号の反転信号を入力して、入力された
両信号を比較する第２の比較手段と、前記第１の比較手段と第２の比較手段のそれぞれの小信
号利得を制御する利得制御手段と、前記第１の比較手段の出力と第２の比較手段の出力を入
力し、両信号を合成して不要な信号成分を除去し、所望
の信号成分を出力するフィルタ手段と、を備えることを特徴とする周波数変換器。
【請求項１４】前記利得制御手段は、前記第１および第
２の比較手段のバイアス電流を制御することにより前記
小信号利得を制御することを特徴とする請求項１３に記
載された周波数変換器。
【請求項１５】前記利得制御手段は、第１の入力信号と
第１の入力信号の反転信号に直流オフセットを付加する
ことにより前記小信号利得を制御することを特徴とする
請求項１３に記載された周波数変換器。
【請求項１６】前記利得制御手段は、入力信号としてデ
ィジタル制御信号を入力することを特徴とする請求項１
３に記載された周波数変換器。
【請求項１７】高周波信号を入力して２つの高周波信号
に分配してそれぞれを出力する高周波分配回路と、少なくともトランジスタ差動対を備え、前記高周波分配
回路によりにより分配された一方の高周波信号を入力し
てその周波数を変換する第１の偶高調波周波数変換器
と、少なくともトランジスタ差動対を備え、前記高周波分配
回路によりにより分配された他方の高周波信号を入力し
てその周波数を変換する第２の偶高調波周波数変換器
と、局部発振信号を入力し、前記第１の偶高調波周波数変換
器と、前記第２の偶高調波周波数変換器のそれぞれに、
位相が互いにπ／４異なる局部発振信号を分配する局部
発振信号分配回路、よりなる直交復調器と、を備えることを特徴とする周波数変換器を用いた無線受
信機。
【請求項１８】前記局部発進信号分配回路は、可変移相
回路と、前記可変移相回路の入力信号と出力信号の排他
的論理和を演算する排他的論理和回路と、この排他的論
理和回路の出力信号の直流成分レベルを検出する第１の
低域通過フィルタと、前記可変移相回路の入力信号の直
流成分レベルを検出する第２の低域通過フィルタと、前
記第１の低域通過フィルタの出力信号を増幅する増幅回
路と、前記増幅回路の出力信号と前記第２の低域通過フ
ィルタの出力信号を比較しその差を増幅する比較回路
と、前記可変移相回路の入力信号を各々入力し前記第１
および第２の偶高調波周波数変換器に出力する第１およ
び第２のバッファと、により構成され、前記比較回路の出力により前記移相回路の移相量が制御
されることを特徴とする請求項１７に記載された周波数
変換器を用いた無線受信機。
【請求項１９】前記第１および第２のバッファは、入力
信号を三角波に変換する変換機能をそれぞれ有すること
を特徴とする請求項１８に記載の周波数変換器を用いた
無線受信機。
【請求項２０】前記移相回路は、Ｍ段（Ｍは偶数）のイ
ンバータ回路よりなることを特徴とする請求項１８に記
載の周波数変換器を用いた無線受信機。
【請求項２１】前記局部発振信号分配回路は、局部発振
信号を入力する直列接続された第１および第２の抵抗
と、局部発振信号を入力する直列接続された第３の抵抗
および第１の容量と、前記第１の抵抗と第２の抵抗の直
列接続点の信号を振幅制限し、その高調波成分を除去し
て前記第１または第２の偶高調波周波数変換器の何れか
一方に供給するための第３のフィルタと、前記第３の抵
抗と第１の容量との直列接続点の信号を振幅制限し、そ
の高調波成分を除去して前記第１または第２の偶高調波
周波数変換器の他方に供給するための第４のフィルタ
と、により構成されることを特徴とする請求項１７に記
載された周波数変換器を用いた無線受信機。
【請求項２２】前記局部発振信号分配回路は、局部発振
信号を入力する直列接続された第１および第２の抵抗
と、局部発振信号を入力する直列接続された第３の抵抗
および第１の容量と、前記第１の抵抗と第２の抵抗との
直列接続点の信号を前記第１および第２の偶高調波周波
数変換器の何れか一方に供給する第１のバッファと、前
記第３の抵抗と第１の容量との直列接続点の信号を前記
第２および第１の偶高調波周波数変換器の他方に供給す
る第２のバッファと、により構成され、前記第１の抵抗の抵抗値は、前記第２の抵抗の抵抗値の
およそ（ルート２−１）倍であることを特徴とする請求
項１７に記載された周波数変換器を用いた無線受信機。
【請求項２３】第１の入力信号と第２の入力信号とを入
力し、これら第１及び第２の信号を合成して合成信号を
出力する信号合成手段と、前記信号合成手段が出力する
前記合成信号を増幅し振幅が一定である増幅信号を出力
する振幅制限増幅手段と、前記振幅制限増幅手段が出力
する増幅信号を入力し、この増幅信号の中から不要信号
成分を除去して所望の信号成分を生成して出力するフィ
ルタ手段と、を備える周波数変換器を用いた無線受信機
であって、局部発振器の出力を可変減衰器、または可変利得アンプ
に入力し、可変減衰器又は可変利得アンプの出力を前記
第１の入力信号として周波数変換器に入力することによ
り、利得制御を行なうことを特徴とする周波数変換器を
用いた無線受信機。
【請求項２４】前記局部発振器の出力波形の立ち上がり
または立ち下がりの少なくとも一方の信号の時間変化率
が、立ち下がりまたは立ち上がりの期間においてほぼ一
定となるように設定されていることを特徴とする請求項
１８に記載された周波数変換器を用いた無線受信機。
【請求項２５】前記局部発振器の出力は、三角波である
ことを特徴とする請求項１８に記載された周波数変換器
を用いた無線受信機。
【請求項２６】高周波信号を入力して２つの高周波信号
に分配してそれぞれを出力する高周波分配回路と、前記高周波分配回路によりにより分配された一方の高周
波信号を入力してその周波数を変換する第１の偶高調波
周波数変換器と、前記高周波分配回路によりにより分配された他方の高周
波信号を入力してその周波数を変換する第２の偶高調波
周波数変換器と、４×Ｎ（Ｎは正の整数）段のオリングオシレータよりな
る局部発振器と、前記リングオシレータの第１の出力を前記第１の偶高調
波周波数変換器に供給し、前記リングオシレータの第１
の出力よりＮ段シフトされた第２の出力を前記第２の偶
高調波周波数変換器に供給する直交復調器と、を備えることを特徴とする周波数変換器を用いた無線受
信機。