JPH09201074A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】誘導性負荷４０に安定な高周波負荷電流１４０
を供給し、かつ交流電源２０の入力力率を高くする。 【解決手段】順直列に接続され交互に導通するように制
御される第１および第２のスイッチング素子５１・５２
を備える。順直列に接続された第１および第２のダイオ
ード３１・３２を備える。一対のダイオード３１・３２
を含む回路を一対のスイッチング素子５１・５２を含む
回路に対して逆並列となるように接続する。第１スイッ
チング素子５１と逆並列に接続されたダイオード６１を
備え、第２スイッチング素子５２と逆並列に接続された
ダイオード６２を備える。交流電源２０と直列に挿置さ
れた補助インダクタ２９を備える。第１および第２のス
イッチング素子５１・５２の接続中点と第１および第２
のダイオード３１・３２の接続中点との間に接続された
誘導性負荷４０を備える。誘導性負荷４０と直列に挿置
されたコンデンサ４９を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は順直列に接続され交
互に導通するように制御される第１および第２のスイッ
チング素子を備えたインバータ装置に関する。特に用い
る交流電源の入力力率向上策に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１０に示す従来のインバータ装置につ
いて説明する。本装置は直列に接続されたコンデンサ１
１０・１２０を備える。順直列に接続されたダイオード
３１０・３２０を備える。コンデンサ１１０・１２０の
回路とダイオード３１０・３２０の回路は並列に接続さ
れ、かつ各回路内部の各接続中点相互の間に交流電源２
０を接続する。順直列に接続され、交互に導通するよう
に制御される第１および第２のスイッチング素子５１・
５２を備える。第１スイッチング素子５１と逆並列に接
続されるダイオード６１を備える。第２スイッチング素
子５２と逆並列に接続されるダイオード６２を備える。
各コンデンサ１１０・１２０の直列回路と各スイッチン
グ素子５１・５の直列回路は並列に接続される。各コン
デンサ１１０・１２０の接続中点と各スイッチング素子
５１・５２の接続中点との間に誘導性負荷４０を接続す
る。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図１０装置のインバー
タ動作は周知の通りであり、コンデンサ１１０・１２０
の両端に形成される直流電圧の下で、各スイッチング素
子５１・５２が交互に導通し、誘導性負荷４０に対して
高周波負荷電流を供給する。誘導性負荷４０に安定な交
流電流を供給するためには、コンデンサ１１０・１２０
の静電容量を大きくしなければならない。しかし、静電
容量を大きくすると交流電源２０の入力力率が低下す
る。本発明は誘導性負荷に安定な高周波負荷電流を供給
し、かつ交流電源の入力力率を高くすることを目的とす
る。

【０００４】

【課題を解決するための手段】各請求項の発明は、順直
列に接続され交互に導通するように制御される第１およ
び第２のスイッチング素子を備える。順直列に接続され
た第１および第２のダイオードを備える。前記一対のダ
イオードを含む回路を前記一対のスイッチング素子を含
む回路に対して逆並列となるように接続する。前記第１
スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードを備
える。前記第２スイッチング素子と逆並列に接続された
ダイオードを備える。前記第１ダイオードを介して交流
電源で充電される第１コンデンサを備える。前記第２ダ
イオードを介して前記交流電源で充電される第２コンデ
ンサを備える。前記交流電源と直列に挿置された補助イ
ンダクタを備える。前記第１および第２のスイッチング
素子の接続中点と前記第１および第２のダイオードの接
続中点との間に接続された誘導性負荷を備える。請求項
１の発明においては、前記誘導性負荷と直列に挿置され
たコンデンサを備える。請求項２の発明においては、前
記第２ダイオードと並列に接続されたコンデンサを備え
る。前記第１ダイオードと前記第２ダイオードは対称な
関係にあり、そのいずれにコンデンサを接続しても等価
であるが、ここでは前記コンデンサを並列に接続した方
のダイオードを第２ダイオードと定義する。請求項３の
発明においては、前記交流電源と前記補助インダクタの
全体を跨ぐ位置に接続されたコンデンサを備える。請求
項４の発明においては、前記一対のダイオードを含む回
路を前記一対のスイッチング素子を含む回路に対して逆
並列となるように接続する閉回路の往路・帰路のそれぞ
れに順方向極性となるように挿置されたダイオードを備
え、かつ前記各ダイオードと並列に接続されたコンデン
サを備える。

【０００５】各請求項の発明について補足する。各請求
項に特有なコンデンサは誘導性負荷を流れる高周波負荷
電流を付勢するためのものである。各請求項の発明は高
周波負荷電流と交流電源側の低周波負荷電流との間に周
波数の違いに基づく過不足の関係を生み出し、その過不
足に応じて前記第１ダイオード・第２ダイオードを高周
波周期で交互にオンオフさせる。第１ダイオード・第２
ダイオードは交互に導通する一種のスイッチとして機能
する。このスイッチ機能は交流電源の入力力率を高め、
かつ高周波負荷電流を持続するように作用する。

【０００６】

【発明の実施の形態】請求項１に係る発明の図１の実施
形態について説明する。図１のインバータ装置は、順直
列に接続され交互に導通するように制御される第１およ
び第２のスイッチング素子５１・５２を備える。スイッ
チング素子５１・５２のためのスイッチング制御回路は
周知であるので、図示および説明を省略する。順直列に
接続された第１および第２のダイオード３１・３２を備
える。一対のダイオード３１・３２を含む回路を一対の
スイッチング素子５１・５２を含む回路に対して逆並列
となるように接続する。本実施形態における各スイッチ
ング素子５１・５２はトランジスタである。第１スイッ
チング素子５１と逆並列に接続されたダイオード６１を
備え、第２スイッチング素子５２と逆並列に接続された
ダイオード６２を備える。ダイオード６１・６２は、前
記トランジスタ５１・５２がＭＯＳ−ＦＥＴである場合
は、その寄生ダイオードで済む。第１ダイオード３１を
介して交流電源２０で充電される第１コンデンサ１１を
備える。第２ダイオード３２を介して交流電源２０で充
電される第２コンデンサ１２を備える。交流電源２０と
直列に挿置された補助インダクタ２９を備える。第１お
よび第２のスイッチング素子５１・５２の接続中点と第
１および第２のダイオード３１・３２の接続中点との間
に接続された誘導性負荷４０を備える。本実施形態の誘
導性負荷４０は予熱形放電灯４１予熱形放電灯４１の非
電源側端子間に並列に接続される予熱コンデンサ４２、
予熱形放電灯４１と直列のバラストインダクタ４３を含
む放電灯点灯回路である。図１の実施形態においては誘
導性負荷４０と直列に挿置されたコンデンサ４９を備え
る。コンデンサ４９は誘導性負荷４０を流れる高周波負
荷電流Ｉ４０を付勢するように作用する。コンデンサ４
９および誘導性負荷４０を含む直列回路はなお誘導特性
を保持する。図１装置の回路動作について説明する。交
流電源２０が投入されると、補助インダクタ２９を介
し、さらに第１ダイオード３１または第２ダイオード３
２を介して、第１コンデンサ１１および第２コンデンサ
１２が図示極性に充電される。交流電源２０電圧が図示
極性であるものとすると、第１ダイオード３１両端に逆
向きの低い電圧があらわれ、第２ダイオード３２両端に
逆向きの高い電圧があらわれる。第１スイッチング素子
５１と第２スイッチング素子５２を図外のスイッチング
制御回路を付勢して交互に導通させると、第１ダイオー
ド３１電圧と第２ダイオード３２電圧を電源とするイン
バータ動作が進行し、誘導性負荷４０に高周波負荷電流
Ｉ４０が流れ始める。図示極性の交流電源２０電圧が高
まると、補助インダクタ２９を介して交流電源２０に図
示右向きの低周波電源電流１２０が流れる。低周波電源
電流Ｉ２０は第２スイッチング素子５２のオン時に高周
波負荷電流Ｉ４０を右向きに強め、コンデンサ４９を左
向き極性に充電する。コンデンサ４９電圧は第１スイッ
チング素子５１のオン時に高周波負荷電流Ｉ４０を左向
きに強めるように作用する。低周波電源電流１２０は緩
慢に変化する。高周波負荷電流Ｉ４０は敏速に変化す
る。このため、低周波電源電流Ｉ２０と高周波負荷電流
Ｉ４０との間に周波数の違いに起因する過不足の関係が
生ずる。低周波電源電流Ｉ２０が高周波負荷電流Ｉ４０
より大きい場合は低周波電源電流Ｉ２０の余剰分が第１
ダイオード３１を上向きに流れる。低周波電源電流Ｉ２
０が高周波負荷電流Ｉ４０より小さい場合は、高周波負
荷電流Ｉ４０の余剰分が第２ダイオード３２を上向きに
流れる。かくして、第１ダイオード３１と第２ダイオー
ド３２は高周波負荷電流Ｉ４０にほぼ同期して交互に導
通するスイッチとして機能する。以下、第１ダイオード
３１・第２ダイオード３２の交互導通形のスイッチ作用
に留意してさらに説明を続ける。交流電源２０側の電源
動作について説明する。交流電源２０の電圧が図示極性
の状態で、第２ダイオード３２が導通すると、低周波電
源電流Ｉ２０は第２ダイオード３２を下向きに流れる。
実際には右向き高周波負荷電流Ｉ４０から右向き低周波
電源電流Ｉ２０を減算した電流が第２ダイオード３２を
上向きに流れるが、この条件が保持されている間は、低
周波電源電流Ｉ２０は第２ダイオード３２を高周波負荷
電流Ｉ４０に重畳して下向きに流れるものと理解し、誘
導性負荷４０のインピーダンスを無視し得る。この状況
下では、第２コンデンサ１２電圧に交流電源２０電圧を
足し加えた高い電圧が補助インダクタ２９に左向きに印
加する。右向きの低周波電源電流Ｉ２０は増加し、補助
インダクタ２９の電磁エネルギは増加する。しばらくし
て第１ダイオード３１が導通すると、低周波電源電流Ｉ
２０は第１ダイオード３１を上向きに流れる。この状況
下では、第１コンデンサ１１電圧から右向きの交流電源
２０電圧を差し引いたやや低い電圧が補助インダクタ２
９に右向きに印加する。右向きの低周波電源電流Ｉ２０
は減少し、補助インダクタ２９の電磁エネルギは減少す
る。かくして、低周波電源電流Ｉ２０は短い高周波周期
での増減をともないながら、交流電源２０の長い低周波
周期で緩慢に増減する。低周波電源電流Ｉ２０が第２ダ
イオード３２を下向きに流れる期間では、第２コンデン
サ１２が放電する。第１ダイオード３１を上向きに流れ
る期間では、第１コンデンサ１１が充電する。これらの
充放電にともなう第１コンデンサ１１・第２コンデンサ
１２全体の静電エネルギは、交流電源２０からの給電の
影響で次第に増加し、誘導性負荷４０による消費電力等
の影響で減少し、定常状態においてはほぼ一定レベルに
バランスする。第１コンデンサ１１・第２コンデンサ１
２の静電容量を適度に大きく選べば、それらの各電圧は
常にほぼ一定レベルに落ち着き安定する。第１コンデン
サ１１電圧・第２コンデンサ１２電圧は初期充電の段階
では交流電源２０電圧の最大値を上限とするが、第１ダ
イオード３１・第２ダイオード３２の交互導通を交えた
前記電源動作によって、その後は初期状態よりも高い電
圧レベルを保持する。誘導性負荷４０側のインバータ動
作について説明する。第２ダイオード３２が導通する
と、第１ダイオード３１の両端に第１コンデンサ１１電
圧と第２コンデンサ１２電圧を合計した高い電圧があら
われる。この第１ダイオード３１電圧は、第１スイッチ
ング素子５１のオン時にコンデンサ４９を介して誘導性
負荷４０に右向きに印加し、右向きの高周波負荷電流Ｉ
４０を減少させるように作用する。第１ダイオード３１
が導通すると、今度は第２ダイオード３２両端に前記同
様の高い電圧があらわれる。この第２ダイオード３２電
圧は第２スイッチング素子５２のオン時にコンデンサ４
９を介して誘導性負荷４０に左向きに印加し、右向きの
高周波負荷電流Ｉ４０を増加させるように作用する。か
くして、高周波負荷電流Ｉ４０は増減を繰り返し、交流
動作を保持する。ダイオード６１・６２は各スイッチン
グ素子５１・５２のターンオフ後の高周波負荷電流Ｉ４
０の電流経路を確保する。ダイオード６１・６２導通時
には、バラストインダクタ４３の電磁エネルギの一部は
各コンデンサ１１・１２に帰還し、残りのほとんどはコ
ンデンサ４９に移転する。交流電源２０と直列の補助イ
ンダクタ２９の役割について補足する。補助インダクタ
２９は低周波に対しては低インピーダンスを示し、低周
波電源電流１２０の通過を許容する。高周波に対しては
高インピーダンスを示し、高周波負荷電流Ｉ４０の流入
を緩和する。誘導性負荷４０と直列のコンデンサ４９の
役割について補足する。コンデンサ４９は高周波に対し
ては低インピーダンスを示し、高周波負荷電流Ｉ４０の
通過を許容する。低周波に対しては高インピーダンスを
示し、低周波電源電流Ｉ２０の流入を緩和する。コンデ
ンサ４９は前記補助インダクタ２９と共に低周波電源電
流Ｉ２０と高周波負荷電流Ｉ４０の経路を区別してその
間に過不足の関係を生じさせ、第１ダイオード３１と第
２ダイオード３２を交互に導通させる役割を分担する。
交流電源２０の電圧が図示極性の状態では高周波負荷電
流Ｉ４０は右向きに優勢で、左向きに劣勢となる。コン
デンサ４９はこの非対称性を緩和するように作用する。
コンデンサ４９の平均電圧は優勢な右向き電流の影響で
左向きに偏充電した極性となり、そのために優勢な右向
き電流を制限し、劣勢な左向き電流を加増するように作
用する。コンデンサ４９はバラストインダクタ４３と共
に振動回路を形成する。各スイッチング素子５１・５２
をオンオフするスイッチング周波数を該振動回路の共振
周波数に近づければ高周波負荷電流Ｉ４０は増加し、共
振周波数から離せば減少する。第１ダイオード３１と第
２ダイオード３２が高周波周期で交互に導通すると、交
流電源２０電圧が高い場合はもとより低い場合であって
も、交流電源２０による給電機会が確保され、交流電源
２０の入力力率が向上する。ちなみに、前記図１０の従
来装置の場合は、ダイオード３１０とダイオード３２０
が低周波周期で交互に導通するごく普通の低周期動作モ
ードとなる。図１０の交流電源２０電圧が図示極性の時
は、ダイオード３１０は常にオフ状態に保持される。ダ
イオード３２０の方は導通可能となるが、その導通角は
コンデンサ１２０電圧よりも交流電源２０電圧が上回る
狭い範囲に制限されるので、入力力率が良くない。本発
明動作の特徴は第１ダイオード３１と第２ダイオード３
２が高周波負荷電流Ｉ４０に同期して交互に導通するこ
とである。この同期は不完全となることもあるが、支障
はない。ちなみに、図示右向きの低周波電源電流Ｉ２０
が大きく、高周波負荷電流Ｉ４０に対して常に過剰とな
る動作モード下では、しばらくは第１ダイオード３１の
みが導通し、第２ダイオード３２はオフ状態に保持され
る。しかし、それは第１ダイオード３１を介してなされ
る交流電源２０の給電モードであるので、高力率化を意
図する本発明の趣旨に適合する。そのような連続的な給
電モードは長くは続かず、補助インダクタ２９の電磁エ
ネルギが適度に低減し、低周波電源電流Ｉ２０がより小
さいレベルに落ち込んだときに、交互導通の動作モード
に復帰する。説明の便宜上、図１の交流電源２０極性は
図示の通りとしたが、逆極性の動作も対称であり、前記
同様となる。図２に示す請求項２の発明の実施形態につ
いて説明する。図１同様の部品には図１同様の部品符号
を付して重複説明を割愛し、主として図１と異なる事項
について説明する。第２ダイオード３２と並列に接続さ
れたコンデンサ３９を備える。図１のコンデンサ４９に
該当するものはない。以下、図２装置は次のように動作
する。第１スイッチング素子５１がオンすると、第１コ
ンデンサ１１電圧と第２コンデンサ１２電圧を合計した
高い安定な電圧が、第１スイッチング素子５１を介し、
かつコンデンサ３９を介して誘導性負荷４０に印加し、
左向きの高周波負荷電流Ｉ４０を形成する。この過程で
コンデンサ３９は上向き極性に充電される。コンデンサ
３９電圧が極大値に達すると、それ以降は第１ダイオー
ド３１が導通し、左向きの高周波負荷電流Ｉ４０は第１
ダイオード３１を経由するようになる。第１スイッチン
グ素子５１がターンオフすると、ダイオード６２が導通
し、バラストインダクタ４３の電磁エネルギは主として
第１コンデンサ１１・第２コンデンサ１２へ帰還する。
前記帰還が進み前記左向きの高周波負荷電流Ｉ４０がゼ
ロになると、第２スイッチング素子５２がターンオン
し、右向の高周波負荷電流Ｉ４０を形成する。この過程
でコンデンサ３９電荷が放電し、高周波負荷電流Ｉ４０
を右向きに付勢する。コンデンサ３９放電後は第２ダイ
オード３２が導通し、右向き高周波負荷電流Ｉ４０の過
剰分は第２ダイオード３２を経由する。第２スイッチン
グ素子５２がターンオフすると、ダイオード６１が導通
し、バラストインダクタ４３の電磁エネルギは主として
第１コンデンサ１１・第２コンデンサ１２へ帰還する。
以下、同様の動作を繰り返す。図２装置においては、高
周波負荷電流Ｉ４０とコンデンサ３９電流の合計値が低
周波電源電流Ｉ２０と比較され、その間の過不足に応じ
て第１および第２ダイオード３１・３２が交互に導通す
る動作モードとなる。第１および第２ダイオード３１・
３２の交互導通に伴う電源動作は前記とほぼ同様であ
る。図３は請求項３の発明に対応する実施形態である。
前記図１の部品符号をそのまま転用し、主として図１と
異なる点について説明する。図３装置は交流電源２０と
補助インダクタ２９の全体を跨ぐ位置に接続されたコン
デンサ９１を備える。図１のコンデンサ４９に該当する
ものはない。以下、図３装置の回路動作について説明す
る。第１スイッチング素子５１がオンすると、第１コン
デンサ１１電圧が第１スイッチング素子５１を介し、か
つコンデンサ９１を介して誘導性負荷４０に印加し、左
向きの高周波負荷電流Ｉ４０を形成する。この過程でコ
ンデンサ９１電圧は右向きに充電される。コンデンサ９
１電圧が第１コンデンサ１１電圧のレベルにまで上昇す
ると、第１ダイオード３１が導通し、それ以降の左向き
高周波負荷電流Ｉ４０は第１ダイオード３１を経由す
る。第２スイッチング素子５２がオンすると、第２コン
デンサ１２電圧が第２スイッチング素子５２を介し、か
つコンデンサ９１を介して誘導性負荷４０に印加し、右
向きの高周波負荷電流Ｉ４０を形成する。この過程でコ
ンデンサ９１電圧は左向きに充電される。コンデンサ９
１電圧が第２コンデンサ１２電圧のレベルにまで上昇す
ると、第２ダイオード３２が導通し、それ以降の右向き
高周波負荷電流Ｉ４０は第２ダイオード３２を経由す
る。コンデンサ９１は高周波負荷電流Ｉ４０のための経
路を提供し、かつ誘導性負荷４０中のバラストインダク
タ４３と適度に共振して高周波負荷電流Ｉ４０のレベル
決定に関与する。図３装置においては、高周波負荷電流
Ｉ４０とコンデンサ９１電流の合計値が低周波電源電流
Ｉ２０と比較され、その間の過不足に応じて第１および
第２ダイオード３１・３２が交互に導通する。第１およ
び第２ダイオード３１・３２の交互導通に伴う電源動作
はほぼ前記と同様である。図４の請求項４の発明に対応
する実施形態について説明する。前記図１の部品符号を
そのまま転用し、主として図１と異なる点について説明
する。一対のダイオード３１・３２を含む回路を一対の
スイッチング素子５１・５２を含む回路に対して逆並列
に接続する閉回路に注目する。図４装置はこの閉回路に
おける往路・帰路のそれぞれに順方向極性となるように
挿置されたダイオード７１・７２を備える。また、往路
・帰路の各ダイオード７１・７２と並列に接続されたコ
ンデンサ８１・８２を備える。図１のコンデンサ４９に
該当するものはない。以下、図４装置の回路動作につい
て説明する。第２スイッチング素子５２がオンすると、
第２コンデンサ１１電圧と図示極性の交流電源２０電圧
の合計電圧が、第２スイッチング素子５２を介し、ダイ
オード７２を介して誘導性負荷４０に印加し、誘導性負
荷４０に右向き電流を形成する。第２スイッチング素子
５２がターンオフすると、誘導性負荷４０中のバラスト
インダクタ４３に蓄積された電磁エネルギが４３−６１
−８１−１１−１２ー３２−４１−４３の閉回路に放出
される。コンデンサ８１容量は第１および第２コンデン
サ１２の各容量よりも十分に小さいので、放出された電
磁エネルギのかなりの部分がコンデンサ８１に蓄積し、
コンデンサ８１に高い右向き電圧を形成する。第１スイ
ッチング素子５１がオンすると、高いコンデンサ８１電
圧が第１スイッチング素子を介し、さらに第１ダイオー
ド３１等を介して誘導性負荷４０に印加し、誘導性負荷
４０に左向き電流を形成する。第１スイッチング素子５
１がターンオフすると、バラストインダクタ４３に蓄積
された電磁エネルギが４３−４１−３１−１１−１２−
８２−６２−４３の閉回路に放出され、コンデンサ８２
に左向きの高い電圧を形成する。第２スイッチング素子
５２がオンすると、前記同様の動作を繰り返えし右向き
電流を形成するが、今度はその動作にコンデンサ８２の
電荷放電作用が足し込まれる。コンデンサ８２の高い左
向き電圧は誘導性負荷４０に形成される右向き電流を付
勢する。以下、同様の動作を繰り返す。ダイオード７１
・７２は逆電流を阻止して、コンデンサ８１・８２に適
宜の極性の電荷を蓄積させる役割を負う。以上の経過を
辿り、バラストインダクタ４３とコンデンサ８１・８２
との振動系に次第に大きな回路エネルギが保有されるよ
うになる。このため、定常状態においては、誘導性負荷
４０を経由する所望レベルの高周波負荷電流Ｉ４０が形
成される。図５は請求項１および２の各発明に適合する
実施形態である。これは図１のコンデンサ４９と図２の
コンデンサ３９を併用したものである。図６装置は請求
項１および２の各発明に適合する実施形態である。これ
は図５のコンデンサ３９をコンデンサ３７・３８の二つ
に分けたものである。コンデンサ３７は第１ダイオード
３１と並列であり、コンデンサ３８は第２ダイオード３
２と並列である。各コンデンサ３７・３８の合成並列静
電容量が図５のコンデンサ３９の静電容量と等しいもの
とすると、図５回路と図６回路はほぼ等価となる。図７
は請求項２の発明に適合する実施形態である。図７装置
においてはコンデンサ３８を第２ダイオードに、別のダ
イオード７４を介して接続する。コンデンサ３８は図２
の前記コンデンサ３９と同様の役割を担う。さらに次の
ような新たな役割を負う。第１スイッチング素子５１の
ターンオフにともない、左向きの高周波負荷電流Ｉ４０
のほとんどは第１コンデンサ１１・第２コンデンサ１２
を下向きに経由しようとするが、ダイオード７４に阻ま
れてそれができなくなる。このため、左向きの高周波負
荷電流Ｉ４０の全部がコンデンサ３８を経由するように
なる。バラストインダクタ４３の電磁エネルギのほとん
どはコンデンサ３８に移転し、コンデンサ３８に高い上
向き電圧を形成する。この高い上向き電圧は次の第２ス
イッチング素子５２のターンオン以降後の動作で、右向
きの高周波負荷電流Ｉ４０を強めるように作用する。図
７の実施形態においては、第１コンデンサ３１に対して
も、別のダイオード７３を介して別のコンデンサ３７を
並列に接続する。コンデンサ３７は前記コンデンサ３８
と対称であり同様に作用するが、こちらの方は左向きの
高周波負荷電流Ｉ４０を強めるように作用する。図８の
請求項１および２の発明に適合する実施形態について説
明する。前記各図の交流電源２０に高調波成分を軽減す
るためのフィルタ回路を付加することは有益である。図
８は図５装置に対してフィルターチョーク２７・コンデ
ンサ２８を含むローパスフィルター回路を追加した実施
形態である。図９は図８装置の動作波形図であり、誘導
性負荷４０に属する放電灯４１を４０Ｗの環状蛍光ラン
プ（形式：ＦＣＬ４０）とした場合の実験例である。図
９における（ａ）は５０Ｈ７Ｈ_Ｚ１００Ｖの交流電源２
０電圧の波形であり、（ｂ）は交流電源２０を流れる低
周波電源電流Ｉ２０の波形（入力波形）であり、（ｃ）
は高周波負荷電流Ｉ４０中の放電灯４１電流（管電流）
の波形である。（ｂ）の低周波電源電流Ｉ２０は従来の
前記図１０のものよりは正弦波形に近く、入力力率が向
上する。また、（ｃ）の管電流はほぼ安定な連続性を保
持する。図８のコンデンサ４９はコンデンサ３９の後段
に接続されている。このコンデンサ４９をコンデンサ３
９の前段となる位置に繋ぎ変えてもほぼ同効である。コ
ンデンサ３９後段のコンデンサ４９をそのまま残し、か
つコンデンサ３９の前段となる位置に新たなコンデンサ
を付加してもほぼ同効となる。後者の３個のコンデンサ
を１箇所に集めると、スター形（Ｙ形）の回路構成とな
るが、それらの３個のコンデンサをスター・デルタ形
（三角形）変換の要領でデルタ形に繋ぎ変えてもほぼ同
効である。図８装置における図９（ｃ）の管電流波形
は、交流電源２０周期の低周波振動成分を含む。この低
周波振動成分の山を下げ・谷を上げて均一化するよう
に、交流電源２０電圧における山部と谷部で異なるスイ
ッチング周波数となるように、スイッチング周波数を２
段にあるいは連続的に変化させることも可能である。

【０００７】

【発明の効果】本発明によれば、誘導性負荷に安定な高
周波負荷電流を供給し、かつ交流電源の入力力率を高く
することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明装置の第１の実施形態を示す回路図であ
る。

【図２】本発明装置の第２の実施形態を示す回路図であ
る。

【図３】本発明装置の第３の実施形態を示す回路図であ
る。

【図４】本発明装置の第４の実施形態を示す回路図であ
る。

【図５】本発明装置の第５の実施形態を示す回路図であ
る。

【図６】本発明装置の第６の実施形態を示す回路図であ
る。

【図７】本発明装置の第７の実施形態を示す回路図であ
る。

【図８】本発明装置の第８の実施形態を示す回路図であ
る。

【図９】図８装置の動作波形図である。

【図１０】従来装置の回路図である。

【符号の説明】

１１：第１コンデンサ、１２：第２コンデンサ、２０：
交流電源、２９：補助インダクタ、３１：第１ダイオー
ド、３２：第２ダイオード、４０：誘導性負荷、４１：
予熱形放電灯、４２：予熱コンデンサ、４３：バラスト
インダクタ、５１：第１スイッチング素子、５２：第２
スイッチング素子、６１・６２：ダイオード、３７・３
８・３９・４９・９１：コンデンサ、７１・７２・７３
・７４：ダイオード、Ｉ２０：低周波電源電流、Ｉ４
０：高周波負荷電流

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】順直列に接続され交互に導通するように制
   御される第１および第２のスイッチング素子（５１・５
   ２）を備え、順直列に接続された第１および第２のダイ
   オード（３１・３２）を備え、 前記一対のダイオード（３１・３２）を含む回路を前記
   一対のスイッチング素子（５１・５２）を含む回路に対
   して逆並列となるように接続し、 前記第１スイッチング素子（５１）と逆並列に接続され
   たダイオード（６１）を備え、前記第２スイッチング素
   子（５２）と逆並列に接続されたダイオード（６２）を
   備え、 前記第１ダイオード（３１）を介して交流電源（２０）
   で充電される第１コンデンサ（１１）を備え、前記第２
   ダイオード（３２）を介して前記交流電源（２０）で充
   電される第２コンデンサ（１２）を備え、 前記交流電源（２０）と直列に挿置された補助インダク
   タ（２９）を備え、前記第１および第２のスイッチング
   素子（５１・５２）の接続中点と前記第１および第２の
   ダイオード（３１・３２）の接続中点との間に接続され
   た誘導性負荷（４０）を備え、 前記誘導性負荷（４０）と直列に挿置されたコンデンサ
   （４９）を備えたことを特徴とするインバータ装置。
2. 【請求項２】順直列に接続され交互に導通するように制
   御される第１および第２のスイッチング素子（５１・５
   ２）を備え、順直列に接続された第１および第２のダイ
   オード（３１・３２）を備え、 前記一対のダイオード（３１・３２）を含む回路を前記
   一対のスイッチング素子（５１・５２）を含む回路に対
   して逆並列となるように接続し、 前記第１スイッチング素子（５１）と逆並列に接続され
   たダイオード（６１）を備え、前記第２スイッチング素
   子（５２）と逆並列に接続されたダイオード（６２）を
   備え、 前記第１ダイオード（３１）を介して交流電源（２０）
   で充電される第１コンデンサ（１１）を備え、前記第２
   ダイオード（３２）を介して前記交流電源（２０）で充
   電される第２コンデンサ（１２）を備え、 前記交流電源（２０）と直列に挿置された補助インダク
   タ（２９）を備え、前記第１および第２のスイッチング
   素子（５１・５２）の接続中点と前記第１および第２の
   ダイオード（３１・３２）の接続中点との間に接続され
   た誘導性負荷（４０）を備え、 前記第２ダイオード（３２）と並列に接続されたコンデ
   ンサ（３９）を備えたことを特徴とするインバータ装
   置。
3. 【請求項３】順直列に接続され交互に導通するように制
   御される第１および第２のスイッチング素子（５１・５
   ２）を備え、順直列に接続された第１および第２のダイ
   オード（３１・３２）を備え、 前記一対のダイオード（３１・３２）を含む回路を前記
   一対のスイッチング素子（５１・５２）を含む回路に対
   して逆並列となるように接続し、 前記第１スイッチング素子（５１）と逆並列に接続され
   たダイオード（６１）を備え、前記第２スイッチング素
   子（５２）と逆並列に接続されたダイオード（６２）を
   備え、 前記第１ダイオード（３１）を介して交流電源（２０）
   で充電される第１コンデンサ（１１）を備え、前記第２
   ダイオード（３２）を介して前記交流電源（２０）で充
   電される第２コンデンサ（１２）を備え、 前記交流電源（２０）と直列に挿置された補助インダク
   タ（２９）を備え、前記第１および第２のスイッチング
   素子（５１・５２）の接続中点と前記第１および第２の
   ダイオード（３１・３２）の接続中点との間に接続され
   た誘導性負荷（４０）を備え、 前記交流電源（２０）と前記補助インダクタ（２９）の
   全体を跨ぐ位置に接続されたコンデンサ（９１）を備え
   たことを特徴とするインバータ装置。
4. 【請求項４】順直列に接続され交互に導通するように制
   御される第１および第２のスイッチング素子（５１・５
   ２）を備え、順直列に接続された第１および第２のダイ
   オード（３１・３２）を備え、 前記一対のダイオード（３１・３２）を含む回路を前記
   一対のスイッチング素子（５１・５２）を含む回路に対
   して逆並列となるように接続し、 前記第１スイッチング素子（５１）と逆並列に接続され
   たダイオード（６１）を備え、前記第２スイッチング素
   子（５２）と逆並列に接続されたダイオード（６２）を
   備え、 前記第１ダイオード（３１）を介して交流電源（２０）
   で充電される第１コンデンサ（１１）を備え、前記第２
   ダイオード（３２）を介して前記交流電源（２０）で充
   電される第２コンデンサ（１２）を備え、 前記交流電源（２０）と直列に挿置された補助インダク
   タ（２９）を備え、前記第１および第２のスイッチング
   素子（５１・５２）の接続中点と前記第１および第２の
   ダイオード（３１・３２）の接続中点との間に接続され
   た誘導性負荷（４０）を備え、 前記一対のダイオード（３１・３２）を含む回路を前記
   一対のスイッチング素子（５１・５２）を含む回路に対
   して逆並列となるように接続する閉回路の往路・帰路の
   それぞれに順方向極性となるように挿置されたダイオー
   ド（７１・７２）を備え、前記往路・帰路の各ダイオー
   ド（７１・７２）と並列に接続されたコンデンサ（８１
   ・８２）を備えたことを特徴とするインバータ装置。