JPH09201059A - Ｐｗｍ制御自励式整流装置 - Google Patents
Ｐｗｍ制御自励式整流装置Info
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- JPH09201059A JPH09201059A JP8006943A JP694396A JPH09201059A JP H09201059 A JPH09201059 A JP H09201059A JP 8006943 A JP8006943 A JP 8006943A JP 694396 A JP694396 A JP 694396A JP H09201059 A JPH09201059 A JP H09201059A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】ＰＷＭ制御自励式整流装置の商用電源の擾乱に
対する動作信頼性を向上させる。 【解決手段】角度信号発生手段５０を、発振器５１、カ
ウンタ５２、相電圧極性検出器５３、電源周期演算器５
４、加算演算器５５，５８、周波数調節器５６、デジタ
ル比較器５７、角度信号演算器５９からなるデジタルＰ
ＬＬとして、電源擾乱に誤動作しないように所定の期間
以外は動作をマスクさせる。
対する動作信頼性を向上させる。 【解決手段】角度信号発生手段５０を、発振器５１、カ
ウンタ５２、相電圧極性検出器５３、電源周期演算器５
４、加算演算器５５，５８、周波数調節器５６、デジタ
ル比較器５７、角度信号演算器５９からなるデジタルＰ
ＬＬとして、電源擾乱に誤動作しないように所定の期間
以外は動作をマスクさせる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、商用電源の交流
電力を自励式整流器により直流電力に変換して負荷に給
電する自励式整流装置に関する。
電力を自励式整流器により直流電力に変換して負荷に給
電する自励式整流装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６は、この種のＰＷＭ制御自励式整流
装置の従来例を示すブロック構成図である。図６におい
て、１は商用電源、１０はＰＷＭ制御自励式整流装置、
２はＰＷＭ制御自励式整流装置１０の出力に接続される
インバータなどの負荷である。
装置の従来例を示すブロック構成図である。図６におい
て、１は商用電源、１０はＰＷＭ制御自励式整流装置、
２はＰＷＭ制御自励式整流装置１０の出力に接続される
インバータなどの負荷である。
【０００３】ＰＷＭ制御自励式整流装置１０は、ＩＧＢ
Ｔなどの自己消弧形半導体素子とダイオードとを逆並列
し、これをブリッジ接続した自励式整流器の主回路１
１、自励式整流器の交流リアクトル１２、自励式整流器
の出力の平滑用のコンデンサ１３、商用電源１の相電圧
を検出する相電圧検出器１４、商用電源１のＲ相の相電
圧を絶縁変換する絶縁変換器１５、絶縁変換器１５を介
した商用電源１のＲ相の相電圧の位相に同期した角度信
号（θ，θ＝０°〜３６０°）を発生する角度信号発生
手段１６、該角度信号（θ）に基づいた正弦波を発生す
る正弦波発生器１７、該角度信号に１２０°を加算した
値（θ1 ）に基づいた正弦波を発生する正弦波発生器１
８、電圧設定器１９の電圧設定値とコンデンサ１３の両
端の直流電圧を絶縁変換器２０を介して検出した電圧検
出値との偏差により電圧調節動作をする電圧調節器２
１、電圧調節器２１の出力と正弦波発生器１７の出力と
を乗算器２２で乗算して得られるＲ相電流設定値（ｉR
* ）と電圧調節器２１の出力と正弦波発生器１８の出力
とを乗算器２３で乗算して得られるＴ相電流設定値（ｉ
T * ）とからＳ相電流設定値（ｉS * ）を求め、このｉ
R * ，ｉS * ，ｉT * と電流検出器２４で得られたＲ相
電流検出値（ｉR ），Ｓ相電流検出値（ｉS ），Ｔ相電
流設定値（ｉT ）とのそれぞれの偏差を電流調節器２
５，２６，２７で調節演算をし、電流調節器２５，２
６，２７それぞれの出力からキャリア信号発生器２８と
比較器２９とによりＰＷＭ制御を行い、比較器２９の出
力をゲート駆動回路３０により自励式整流器の主回路１
１のそれぞれの自己消弧形半導体素子にゲート信号を与
える構成である。
Ｔなどの自己消弧形半導体素子とダイオードとを逆並列
し、これをブリッジ接続した自励式整流器の主回路１
１、自励式整流器の交流リアクトル１２、自励式整流器
の出力の平滑用のコンデンサ１３、商用電源１の相電圧
を検出する相電圧検出器１４、商用電源１のＲ相の相電
圧を絶縁変換する絶縁変換器１５、絶縁変換器１５を介
した商用電源１のＲ相の相電圧の位相に同期した角度信
号（θ，θ＝０°〜３６０°）を発生する角度信号発生
手段１６、該角度信号（θ）に基づいた正弦波を発生す
る正弦波発生器１７、該角度信号に１２０°を加算した
値（θ1 ）に基づいた正弦波を発生する正弦波発生器１
８、電圧設定器１９の電圧設定値とコンデンサ１３の両
端の直流電圧を絶縁変換器２０を介して検出した電圧検
出値との偏差により電圧調節動作をする電圧調節器２
１、電圧調節器２１の出力と正弦波発生器１７の出力と
を乗算器２２で乗算して得られるＲ相電流設定値（ｉR
* ）と電圧調節器２１の出力と正弦波発生器１８の出力
とを乗算器２３で乗算して得られるＴ相電流設定値（ｉ
T * ）とからＳ相電流設定値（ｉS * ）を求め、このｉ
R * ，ｉS * ，ｉT * と電流検出器２４で得られたＲ相
電流検出値（ｉR ），Ｓ相電流検出値（ｉS ），Ｔ相電
流設定値（ｉT ）とのそれぞれの偏差を電流調節器２
５，２６，２７で調節演算をし、電流調節器２５，２
６，２７それぞれの出力からキャリア信号発生器２８と
比較器２９とによりＰＷＭ制御を行い、比較器２９の出
力をゲート駆動回路３０により自励式整流器の主回路１
１のそれぞれの自己消弧形半導体素子にゲート信号を与
える構成である。
【０００４】図６に示した従来のＰＷＭ制御自励式整流
装置１０において、角度信号発生手段１６は、周知の位
相比較器，電圧制御発振器などから構成されるアナログ
位相ロックループ（以下、アナログＰＬＬと称する）を
採用し、商用電源１のＲ相の相電圧の位相に同期した角
度信号（θ，θ＝０°〜３６０°）を発生するようにし
ていた。
装置１０において、角度信号発生手段１６は、周知の位
相比較器，電圧制御発振器などから構成されるアナログ
位相ロックループ（以下、アナログＰＬＬと称する）を
採用し、商用電源１のＲ相の相電圧の位相に同期した角
度信号（θ，θ＝０°〜３６０°）を発生するようにし
ていた。
【０００５】上述のＰＷＭ制御自励式整流装置１０全体
は周知の技術を用いたものであり、ここでは詳細動作の
説明を省略する。
は周知の技術を用いたものであり、ここでは詳細動作の
説明を省略する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述の従来の角度信号
発生手段によると、例えば商用電源に接続された他の電
力変換装置の電力用半導体デバイスの転流動作に基づい
て発生する電源陥没などの擾乱によって、前記アナログ
ＰＬＬの位相比較器の動作が乱れ、その結果、前記角度
信号が乱れるという問題が発生した。
発生手段によると、例えば商用電源に接続された他の電
力変換装置の電力用半導体デバイスの転流動作に基づい
て発生する電源陥没などの擾乱によって、前記アナログ
ＰＬＬの位相比較器の動作が乱れ、その結果、前記角度
信号が乱れるという問題が発生した。
【０００７】また、アナログＰＬＬでは、アナログ回路
のドリフト補償，オフセット補償など調整箇所も多く該
回路が複雑，高価になるという問題もあった。この発明
の目的は、上記問題点を解決するＰＷＭ制御自励式整流
装置を提供することにある。
のドリフト補償，オフセット補償など調整箇所も多く該
回路が複雑，高価になるという問題もあった。この発明
の目的は、上記問題点を解決するＰＷＭ制御自励式整流
装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この第１の発明は、商用
電源の交流電力を自励式整流器により直流電力に変換し
て負荷に給電する自励式整流装置であって、前記自励式
整流器の出力の直流電圧を検出し、この直流電圧を所定
の値になるように電圧の調節演算をし、この電圧の調節
演算により得られた電流指令値（直流量）と前記商用電
源の位相に同期した角度信号とにより各相電流指令値
（交流量）を演算し、この各相電流指令値に追従するよ
うに前記商用電源の各相電流を検出して電流の調節演算
をし、この各相の電流の調節演算をした出力とキャリア
信号とによりＰＷＭ制御された各相ゲート信号を発生
し、この各相ゲート信号により前記自励式整流器の自己
消弧形半導体素子を制御するＰＷＭ制御自励式整流装置
において、前記商用電源の位相に同期した角度信号を発
生する角度信号発生手段として、予め設定した周波数の
クロック信号を計測するカウンタと、前記商用電源の相
電圧より相電圧の極性信号を検出する相電圧極性検出器
と、該極性信号の立ち上がり毎または立ち下がり毎の前
記カウンタの計測値を記録し、且つこれらの計測値から
前記商用電源の１周期を演算して記録する電源周期演算
器と、前記商用電源の１周期の記録値に基づく基準周期
データの１／２の値と前記カウンタの計測値の記録値と
の偏差を比例・積分演算する周波数調節器と、該周波数
調節器の出力値と前記カウンタの計測値が一致したとき
に該カウンタの計測値をその都度クリアするデジタル比
較器と、前記周波数調節器の積分項の出力値と前記基準
周期データとの加算値を求め、前記カウンタの計測値を
該加算値でその都度除算演算をし、この除算演算の商と
予め設定した角度データとの積を前記角度信号とする角
度信号演算器とを備える。
電源の交流電力を自励式整流器により直流電力に変換し
て負荷に給電する自励式整流装置であって、前記自励式
整流器の出力の直流電圧を検出し、この直流電圧を所定
の値になるように電圧の調節演算をし、この電圧の調節
演算により得られた電流指令値（直流量）と前記商用電
源の位相に同期した角度信号とにより各相電流指令値
（交流量）を演算し、この各相電流指令値に追従するよ
うに前記商用電源の各相電流を検出して電流の調節演算
をし、この各相の電流の調節演算をした出力とキャリア
信号とによりＰＷＭ制御された各相ゲート信号を発生
し、この各相ゲート信号により前記自励式整流器の自己
消弧形半導体素子を制御するＰＷＭ制御自励式整流装置
において、前記商用電源の位相に同期した角度信号を発
生する角度信号発生手段として、予め設定した周波数の
クロック信号を計測するカウンタと、前記商用電源の相
電圧より相電圧の極性信号を検出する相電圧極性検出器
と、該極性信号の立ち上がり毎または立ち下がり毎の前
記カウンタの計測値を記録し、且つこれらの計測値から
前記商用電源の１周期を演算して記録する電源周期演算
器と、前記商用電源の１周期の記録値に基づく基準周期
データの１／２の値と前記カウンタの計測値の記録値と
の偏差を比例・積分演算する周波数調節器と、該周波数
調節器の出力値と前記カウンタの計測値が一致したとき
に該カウンタの計測値をその都度クリアするデジタル比
較器と、前記周波数調節器の積分項の出力値と前記基準
周期データとの加算値を求め、前記カウンタの計測値を
該加算値でその都度除算演算をし、この除算演算の商と
予め設定した角度データとの積を前記角度信号とする角
度信号演算器とを備える。
【０００９】この第２の発明では前記第１の発明におい
て、前記周波数調節器の出力値を予め前記カウンタの許
容最大値にプリセットし、このときの前記電源周期演算
器で演算される前記商用電源の１周期の記録値に基づい
て前記基準周期データを決定し、この値に該基準周期デ
ータを固定する。この第３の発明では前記第１の発明に
おいて、前記周波数調節器の比例ゲインを予め許容最大
値にプリセットし、前記基準周期データと該周波数調節
器の出力値との差が所定の値以下になったときに、該周
波数調節器の比例ゲインを所定の値にセットする。
て、前記周波数調節器の出力値を予め前記カウンタの許
容最大値にプリセットし、このときの前記電源周期演算
器で演算される前記商用電源の１周期の記録値に基づい
て前記基準周期データを決定し、この値に該基準周期デ
ータを固定する。この第３の発明では前記第１の発明に
おいて、前記周波数調節器の比例ゲインを予め許容最大
値にプリセットし、前記基準周期データと該周波数調節
器の出力値との差が所定の値以下になったときに、該周
波数調節器の比例ゲインを所定の値にセットする。
【００１０】この第４の発明では前記第１の発明におい
て、前記基準周期データと前記電源周期演算器で演算さ
れる前記商用電源の１周期の記録値との差に基づいた値
に、前記周波数調節器の積分項の出力値をプリセットす
る。この第５の発明では前記第１乃至第４の発明のいず
れかにおいて、前記ＰＷＭ制御自励式整流装置が起動時
より所定の時間が経過した後、前記カウンタの計測値又
は前記角度信号が所定の上，下限値から逸脱したときに
は、前記周波数調節器の入力である前記基準周期データ
の１／２の値と前記電源周期演算器の前記カウンタの計
測値の記録値との偏差を、該逸脱している期間だけ強制
的に零に保持する。
て、前記基準周期データと前記電源周期演算器で演算さ
れる前記商用電源の１周期の記録値との差に基づいた値
に、前記周波数調節器の積分項の出力値をプリセットす
る。この第５の発明では前記第１乃至第４の発明のいず
れかにおいて、前記ＰＷＭ制御自励式整流装置が起動時
より所定の時間が経過した後、前記カウンタの計測値又
は前記角度信号が所定の上，下限値から逸脱したときに
は、前記周波数調節器の入力である前記基準周期データ
の１／２の値と前記電源周期演算器の前記カウンタの計
測値の記録値との偏差を、該逸脱している期間だけ強制
的に零に保持する。
【００１１】この第１の発明によれば、前記角度信号発
生手段として、所謂、デジタル位相ロックループ（以
下、デジタルＰＬＬと称する）を採用することにより、
従来のアナログＰＬＬが備えていたオフセット調整，ド
リフト調整などの調整回路を不要とし、調整箇所を最小
にすることができる。また、第２の発明によれば演算さ
れた前記商用電源の１周期の値により該商用電源の定格
周波数が５０Ｈｚか６０Ｈｚかを自動的に判別できる。
生手段として、所謂、デジタル位相ロックループ（以
下、デジタルＰＬＬと称する）を採用することにより、
従来のアナログＰＬＬが備えていたオフセット調整，ド
リフト調整などの調整回路を不要とし、調整箇所を最小
にすることができる。また、第２の発明によれば演算さ
れた前記商用電源の１周期の値により該商用電源の定格
周波数が５０Ｈｚか６０Ｈｚかを自動的に判別できる。
【００１２】また、第３，第４の発明によれば、前記第
１の発明の作用に加えて、比例・積分演算を行う周波数
調節器の起動時の整定時間が短縮される。さらに第５の
発明によれば、前記第１〜第４の発明の作用に加えて、
先述の商用電源の電源陥没などの擾乱に対して前記角度
信号が乱れるのを防止できる。
１の発明の作用に加えて、比例・積分演算を行う周波数
調節器の起動時の整定時間が短縮される。さらに第５の
発明によれば、前記第１〜第４の発明の作用に加えて、
先述の商用電源の電源陥没などの擾乱に対して前記角度
信号が乱れるのを防止できる。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１は、この発明の実施例を示す
ＰＷＭ制御自励式整流装置のブロック構成図であり、図
６に示した従来例と同一機能を有するものには同一符号
を付してその説明を省略する。すなわち図１において、
ＰＷＭ制御自励式整流装置４０には角度信号発生手段５
０が備えられている。
ＰＷＭ制御自励式整流装置のブロック構成図であり、図
６に示した従来例と同一機能を有するものには同一符号
を付してその説明を省略する。すなわち図１において、
ＰＷＭ制御自励式整流装置４０には角度信号発生手段５
０が備えられている。
【００１４】図２は、図１に示した角度信号発生手段５
０の詳細回路構成図であり、角度信号発生手段５０は、
クロック信号を発生する発振器５１と、該クロック信号
を計測するカウンタ５２と、絶縁変換器１５の出力から
商用電源１のＲ相の相電圧の極性信号を検出する相電圧
極性検出器５３と、該極性信号の立ち下がり毎のカウン
タ１の計測値を記録し、且つこれらの計測値から商用電
源１の１周期を演算して記録する電源周期演算器５４
と、電源周期演算器５４で記録された商用電源１の１周
期に基づいた基準周期データの１／２の値と電源周期演
算器５４で記録されたカウンタ５２の計測値との偏差を
加算演算器５５で求め、この偏差の比例（Ｐ）・積分
（Ｉ）演算する周波数調節器５６と、周波数調節器５６
の出力値とカウンタ５２の計測値が一致したときにカウ
ンタ５２の計測値をその都度クリアするデジタル比較器
５７と、周波数調節器５６の積分項の出力値と前記基準
周期データとの加算値を加算演算器５８で求め、カウン
タ５２の計測値と加算演算器５８の出力値と予め設定し
た角度データとから前記角度信号θを演算する角度信号
演算器５９とを備える。
０の詳細回路構成図であり、角度信号発生手段５０は、
クロック信号を発生する発振器５１と、該クロック信号
を計測するカウンタ５２と、絶縁変換器１５の出力から
商用電源１のＲ相の相電圧の極性信号を検出する相電圧
極性検出器５３と、該極性信号の立ち下がり毎のカウン
タ１の計測値を記録し、且つこれらの計測値から商用電
源１の１周期を演算して記録する電源周期演算器５４
と、電源周期演算器５４で記録された商用電源１の１周
期に基づいた基準周期データの１／２の値と電源周期演
算器５４で記録されたカウンタ５２の計測値との偏差を
加算演算器５５で求め、この偏差の比例（Ｐ）・積分
（Ｉ）演算する周波数調節器５６と、周波数調節器５６
の出力値とカウンタ５２の計測値が一致したときにカウ
ンタ５２の計測値をその都度クリアするデジタル比較器
５７と、周波数調節器５６の積分項の出力値と前記基準
周期データとの加算値を加算演算器５８で求め、カウン
タ５２の計測値と加算演算器５８の出力値と予め設定し
た角度データとから前記角度信号θを演算する角度信号
演算器５９とを備える。
【００１５】図２に示した角度信号演算器５９におい
て、加算演算器５８の出力値をＤとし、カウンタ５２の
計測値をＣとし、３６０°に相当する角度データをΘと
すると、前記角度信号θは式（１）で表される。 θ＝Θ・Ｃ／Ｄ …（１） 図３はこの発明の角度信号発生手段５０の動作を説明す
る波形図である。
て、加算演算器５８の出力値をＤとし、カウンタ５２の
計測値をＣとし、３６０°に相当する角度データをΘと
すると、前記角度信号θは式（１）で表される。 θ＝Θ・Ｃ／Ｄ …（１） 図３はこの発明の角度信号発生手段５０の動作を説明す
る波形図である。
【００１６】図３において、Ｒ相相電圧（図３（イ））
に基づく相電圧極性検出器５３の出力（図３（ロ））の
立ち下がり時毎のカウンタ５２の計測値Ｃn-4 〜Ｃ
n （図３（ハ））を電源周期演算器５４に取り込み、こ
の計測値Ｃn-4 〜Ｃn と基準周期データの半分の値との
偏差を加算演算器５５でその都度求め、この偏差を周波
数調節器５６で比例（Ｐ）・積分（Ｉ）演算をすること
により周波数調節器５６の出力（図３（ハ）参照）は、
第４の発明に対応した初期値、すなわち、商用電源１の
１周期に基づいた基準周期データと電源周期演算器５４
で演算される商用電源１の１周期の記録値との差に基づ
いた値に周波数調節器５６の積分項の出力値をプリセッ
トし、このときの周波数調節器５６の出力値から徐々に
減少し、時刻Ｔ0 （図３（ニ））で整定し、このときの
周波数調節器５６の出力値は基準周期データとほぼ等し
くなり、カウンタ５２の計測値も周波数調節器５６の出
力値に達すると、デジタル比較器５７により零にリセッ
トされる（図３（ハ））。図３（ニ）に示す時刻Ｔ0 以
降は、周波数調節器５６の出力値は基準周期データとほ
ぼ等しくなるので、第３の発明に対応した値、すなわ
ち、周波数調節器５６の許容最大の比例（Ｐ）ゲイン値
から通常動作の比例（Ｐ）ゲイン値にセットする。
に基づく相電圧極性検出器５３の出力（図３（ロ））の
立ち下がり時毎のカウンタ５２の計測値Ｃn-4 〜Ｃ
n （図３（ハ））を電源周期演算器５４に取り込み、こ
の計測値Ｃn-4 〜Ｃn と基準周期データの半分の値との
偏差を加算演算器５５でその都度求め、この偏差を周波
数調節器５６で比例（Ｐ）・積分（Ｉ）演算をすること
により周波数調節器５６の出力（図３（ハ）参照）は、
第４の発明に対応した初期値、すなわち、商用電源１の
１周期に基づいた基準周期データと電源周期演算器５４
で演算される商用電源１の１周期の記録値との差に基づ
いた値に周波数調節器５６の積分項の出力値をプリセッ
トし、このときの周波数調節器５６の出力値から徐々に
減少し、時刻Ｔ0 （図３（ニ））で整定し、このときの
周波数調節器５６の出力値は基準周期データとほぼ等し
くなり、カウンタ５２の計測値も周波数調節器５６の出
力値に達すると、デジタル比較器５７により零にリセッ
トされる（図３（ハ））。図３（ニ）に示す時刻Ｔ0 以
降は、周波数調節器５６の出力値は基準周期データとほ
ぼ等しくなるので、第３の発明に対応した値、すなわ
ち、周波数調節器５６の許容最大の比例（Ｐ）ゲイン値
から通常動作の比例（Ｐ）ゲイン値にセットする。
【００１７】図４は、第２の発明に対応する角度信号発
生手段５０の電源周期演算器５４の動作を説明する波形
図である。図４において、周波数調節器５６の出力値を
予めカウンタ５２の許容最大値にプリセットし、このと
きのＲ相相電圧（図４（イ））に基づく相電圧極性検出
器５３の出力（図４（ロ））の立ち下がり時毎のカウン
タ５２の計測値Ｃ0 〜Ｃ4（図４（ハ））を電源周期演
算器５４に取り込み、この計測値Ｃ0 〜Ｃ4 から演算し
て求めた商用電源１の１周期のデータの平均値を基準周
期データとするようにしている。商用電源１の定格周波
数が５０Ｈｚか６０Ｈｚかは、該基準周期データから判
別できる。
生手段５０の電源周期演算器５４の動作を説明する波形
図である。図４において、周波数調節器５６の出力値を
予めカウンタ５２の許容最大値にプリセットし、このと
きのＲ相相電圧（図４（イ））に基づく相電圧極性検出
器５３の出力（図４（ロ））の立ち下がり時毎のカウン
タ５２の計測値Ｃ0 〜Ｃ4（図４（ハ））を電源周期演
算器５４に取り込み、この計測値Ｃ0 〜Ｃ4 から演算し
て求めた商用電源１の１周期のデータの平均値を基準周
期データとするようにしている。商用電源１の定格周波
数が５０Ｈｚか６０Ｈｚかは、該基準周期データから判
別できる。
【００１８】図５は、第５の発明に対応する角度信号発
生手段５０の動作を説明する波形図である。図５におい
て、ＰＷＭ制御自励式整流装置４０が起動時より所定の
時間が経過した後（前記図３（ハ）に示した時刻Ｔ0 以
降）、前記角度信号θすなわちカウンタ５２の相電圧極
性検出器５３の出力（図５（ロ））の立ち下がり時の計
測値が１８０°±δ（図５（ハ）参照）から逸脱したと
きには、同期許可フラグ（図５（ニ）を立てないように
して、電源周期演算器５４の動作を前回の値のまま保持
し、加算演算器５５の出力を該逸脱している期間だけ強
制的に零に保持し、周波数調節器５６の動作も保持され
るようにしている。
生手段５０の動作を説明する波形図である。図５におい
て、ＰＷＭ制御自励式整流装置４０が起動時より所定の
時間が経過した後（前記図３（ハ）に示した時刻Ｔ0 以
降）、前記角度信号θすなわちカウンタ５２の相電圧極
性検出器５３の出力（図５（ロ））の立ち下がり時の計
測値が１８０°±δ（図５（ハ）参照）から逸脱したと
きには、同期許可フラグ（図５（ニ）を立てないように
して、電源周期演算器５４の動作を前回の値のまま保持
し、加算演算器５５の出力を該逸脱している期間だけ強
制的に零に保持し、周波数調節器５６の動作も保持され
るようにしている。
【００１９】上述の動作により、商用電源１に接続され
る他の電力変換器の電力用半導体デバイスの転流動作に
基づいて発生する電源陥没などの擾乱によって、相電圧
極性検出器５３の出力が図５（ロ）に示すように乱れ、
その結果、前記角度信号θが乱れるのを防止できる。
る他の電力変換器の電力用半導体デバイスの転流動作に
基づいて発生する電源陥没などの擾乱によって、相電圧
極性検出器５３の出力が図５（ロ）に示すように乱れ、
その結果、前記角度信号θが乱れるのを防止できる。
【００２０】
【発明の効果】この発明によれば、前記角度信号発生手
段として、所謂、デジタル位相ロックループ（以下、デ
ジタルＰＬＬと称する）を採用することにより調整箇所
を最小にすることができ、比例・積分演算を行う周波数
調節器の起動時の整定時間が短縮され、先述の商用電源
の電源陥没などの擾乱に対して前記角度信号が乱れるの
を防止できるので動作信頼性の高いＰＷＭ制御自励式整
流装置が提供できる。
段として、所謂、デジタル位相ロックループ（以下、デ
ジタルＰＬＬと称する）を採用することにより調整箇所
を最小にすることができ、比例・積分演算を行う周波数
調節器の起動時の整定時間が短縮され、先述の商用電源
の電源陥没などの擾乱に対して前記角度信号が乱れるの
を防止できるので動作信頼性の高いＰＷＭ制御自励式整
流装置が提供できる。
【００２１】また、この発明によれば、マイクロコンピ
ュータなどにより該マイクロコンピュータが有している
カウンタ機能，演算機能を利用したデジタル処理が容易
であり、ＰＷＭ制御自励式整流装置の部品点数の削減，
コストダウンをもたらす。
ュータなどにより該マイクロコンピュータが有している
カウンタ機能，演算機能を利用したデジタル処理が容易
であり、ＰＷＭ制御自励式整流装置の部品点数の削減，
コストダウンをもたらす。
【図１】この発明の第１の実施例を示すＰＷＭ制御自励
式整流装置のブロック構成図
式整流装置のブロック構成図
【図２】図１に示した角度信号発生手段の詳細回路構成
図
図
【図３】図２の動作を説明する波形図
【図４】図２の動作を説明する波形図
【図５】図２の動作を説明する波形図
【図６】従来例を示すＰＷＭ制御自励式整流装置のブロ
ック構成図
ック構成図
１…商用電源、２…負荷、１０，４０，…ＰＷＭ制御自
励式整流装置、１１…自励式整流器の主回路、１２…交
流リアクトル、１３…コンデンサ、１４…相電圧検出
器、１５，２０…絶縁変換器、１６，５０…角度信号発
生手段、１７，１８…正弦波発生器、１９…電圧設定
器、２１…電圧調節器、２２，２３…乗算器、２４…電
流検出器、２５〜２７…電流調節器、２８…キャリア信
号発生器、２９…比較器、３０…ゲート駆動回路、５１
…発振器、５２…カウンタ、５３…相電圧極性検出器、
５４…電源周期演算器、５５，５８…加算演算器、５６
…周波数調節器、５７…デジタル比較器、５９…角度信
号演算器。
励式整流装置、１１…自励式整流器の主回路、１２…交
流リアクトル、１３…コンデンサ、１４…相電圧検出
器、１５，２０…絶縁変換器、１６，５０…角度信号発
生手段、１７，１８…正弦波発生器、１９…電圧設定
器、２１…電圧調節器、２２，２３…乗算器、２４…電
流検出器、２５〜２７…電流調節器、２８…キャリア信
号発生器、２９…比較器、３０…ゲート駆動回路、５１
…発振器、５２…カウンタ、５３…相電圧極性検出器、
５４…電源周期演算器、５５，５８…加算演算器、５６
…周波数調節器、５７…デジタル比較器、５９…角度信
号演算器。
Claims (5)
- 【請求項１】商用電源の交流電力を自励式整流器により
直流電力に変換して負荷に給電する自励式整流装置であ
って、 前記自励式整流器の出力の直流電圧を検出し、この直流
電圧が所定の値になるように電圧の調節演算をし、この
電圧の調節演算により得られた電流指令値（直流量）と
前記商用電源の位相に同期した角度信号とにより各相電
流指令値（交流量）を演算し、この各相電流指令値に追
従するように前記商用電源の各相電流を検出して電流の
調節演算をし、この各相の電流の調節演算をした出力と
キャリア信号とによりＰＷＭ制御された各相ゲート信号
を発生し、この各相ゲート信号により前記自励式整流器
の自己消弧形半導体素子を制御するＰＷＭ制御自励式整
流装置において、 前記商用電源の位相に同期した角度信号を発生する角度
信号発生手段として、 予め設定した周波数のクロック信号を計測するカウンタ
と、 前記商用電源の相電圧より相電圧の極性信号を検出する
相電圧極性検出器と、 該極性信号の立ち上がり毎または立ち下がり毎の前記カ
ウンタの計測値を記録し、且つこれらの計測値から前記
商用電源の１周期を演算して記録する電源周期演算器
と、 前記商用電源の１周期の記録値に基づく基準周期データ
の１／２の値と前記カウンタの計測値の記録値との偏差
を比例・積分演算する周波数調節器と、 該周波数調節器の出力値と前記カウンタの計測値が一致
したときに該カウンタの計測値をその都度クリアするデ
ジタル比較器と、 前記周波数調節器の積分項の出力値と前記基準周期デー
タとの加算値を求め、前記カウンタの計測値を該加算値
でその都度除算演算をし、この除算演算の商と予め設定
した角度データとの積を前記角度信号とする角度信号演
算器とを備えたことを特徴とするＰＷＭ制御自励式整流
装置。 - 【請求項２】請求項１に記載のＰＷＭ制御自励式整流装
置において、 前記周波数調節器の出力値を予め前記カウンタの許容最
大値にプリセットし、このときの前記電源周期演算器で
演算される前記商用電源の１周期の記録値に基づいて前
記基準周期データを決定し、この値に該基準周期データ
を固定することを特徴とするＰＷＭ制御自励式整流装
置。 - 【請求項３】請求項１に記載のＰＷＭ制御自励式整流装
置において、 前記周波数調節器の比例ゲインを予め許容最大値にプリ
セットし、前記基準周期データと該周波数調節器の出力
値との差が所定の値以下になったときに、該周波数調節
器の比例ゲインを所定の値にセットすることを特徴とす
るＰＷＭ制御自励式整流装置。 - 【請求項４】請求項１に記載のＰＷＭ制御自励式整流装
置において、 前記基準周期データと前記電源周期演算器で演算される
前記商用電源の１周期の記録値との差に基づいた値に、
前記周波数調節器の積分項の出力値をプリセットするこ
とを特徴とするＰＷＭ制御自励式整流装置。 - 【請求項５】請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の
ＰＷＭ制御自励式整流装置において、 前記ＰＷＭ制御自励式整流装置が起動時より所定の時間
が経過した後、前記カウンタの計測値又は前記角度信号
が所定の上，下限値から逸脱したときには、前記周波数
調節器の入力である前記基準周期データの１／２の値と
前記電源周期演算器の前記カウンタの計測値の記録値と
の偏差を、該逸脱している期間だけ強制的に零に保持す
ることを特徴とするＰＷＭ制御自励式整流装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00694396A JP3252688B2 (ja) | 1996-01-19 | 1996-01-19 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP00694396A JP3252688B2 (ja) | 1996-01-19 | 1996-01-19 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09201059A true JPH09201059A (ja) | 1997-07-31 |
| JP3252688B2 JP3252688B2 (ja) | 2002-02-04 |
Family
ID=11652334
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP00694396A Expired - Fee Related JP3252688B2 (ja) | 1996-01-19 | 1996-01-19 | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3252688B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102015202366B4 (de) * | 2014-02-18 | 2016-07-21 | Omron Corporation | Steuervorrichtung, Stromumwandlungsvorrichtung, Stromquellensystem, sowie Programm |
| KR20210082244A (ko) * | 2018-10-31 | 2021-07-02 | 후아웨이 테크놀러지 컴퍼니 리미티드 | 무선 충전 수신 장치, 방법, 단말기 및 시스템 |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH033665A (ja) * | 1989-05-29 | 1991-01-09 | Mitsubishi Electric Corp | Ｐｗｍコンバータ装置 |
| JPH03212162A (ja) * | 1990-01-16 | 1991-09-17 | Fuji Electric Co Ltd | パルス幅変調制御整流器の制御回路 |
| JPH03265468A (ja) * | 1990-03-15 | 1991-11-26 | Toshiba Corp | 位相制御回路 |
| JPH05134773A (ja) * | 1991-11-11 | 1993-06-01 | Toshiba Corp | 誘導発電機の制御装置 |
| JPH05333077A (ja) * | 1992-02-07 | 1993-12-17 | Yamabishi Denki Kk | スイッチング型模擬負荷装置 |
| JPH07213067A (ja) * | 1994-01-24 | 1995-08-11 | Fuji Electric Co Ltd | Ｐｗｍコンバータの制御回路 |
| JPH07288982A (ja) * | 1994-04-14 | 1995-10-31 | Mitsubishi Electric Corp | 三相電力変換器 |
-
1996
- 1996-01-19 JP JP00694396A patent/JP3252688B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| DE102015202366B4 (de) * | 2014-02-18 | 2016-07-21 | Omron Corporation | Steuervorrichtung, Stromumwandlungsvorrichtung, Stromquellensystem, sowie Programm |
| KR20210082244A (ko) * | 2018-10-31 | 2021-07-02 | 후아웨이 테크놀러지 컴퍼니 리미티드 | 무선 충전 수신 장치, 방법, 단말기 및 시스템 |
| JP2022509325A (ja) * | 2018-10-31 | 2022-01-20 | 華為技術有限公司 | 無線充電用受電装置、方法、端末、及びシステム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3252688B2 (ja) | 2002-02-04 |
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