JPH09200097A - スペクトラム拡散による配電線搬送方法 - Google Patents
スペクトラム拡散による配電線搬送方法Info
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- JPH09200097A JPH09200097A JP2295496A JP2295496A JPH09200097A JP H09200097 A JPH09200097 A JP H09200097A JP 2295496 A JP2295496 A JP 2295496A JP 2295496 A JP2295496 A JP 2295496A JP H09200097 A JPH09200097 A JP H09200097A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 商用周波の高調波雑音および該高調波間のラ
ンダムな雑音のいずれをも低減する。 【解決手段】 商用周波の２サイクル長を単位変調区間
とし、送信側では、単位変調区間の前１／２の範囲に
て、商用周波に同期した搬送波を１単位変調区間前の信
号位相を基準位相として乗算器４，７により差動位相変
調し、商用周波に同期したスペクトラム拡散用のデータ
列にて直接拡散することにより搬送信号を形成し、単位
変調区間の後１／２の範囲にて、乗算器４により搬送信
号の形成を休止し、復調側では、差分フィルタ２４によ
り受信信号から商用周波の１サイクル前の受信信号を減
算した後、乗算器２５にて１単位変調区間前の減算され
た信号を遅延乗算することにより逆拡散および検波を行
うようにしている。
ンダムな雑音のいずれをも低減する。 【解決手段】 商用周波の２サイクル長を単位変調区間
とし、送信側では、単位変調区間の前１／２の範囲に
て、商用周波に同期した搬送波を１単位変調区間前の信
号位相を基準位相として乗算器４，７により差動位相変
調し、商用周波に同期したスペクトラム拡散用のデータ
列にて直接拡散することにより搬送信号を形成し、単位
変調区間の後１／２の範囲にて、乗算器４により搬送信
号の形成を休止し、復調側では、差分フィルタ２４によ
り受信信号から商用周波の１サイクル前の受信信号を減
算した後、乗算器２５にて１単位変調区間前の減算され
た信号を遅延乗算することにより逆拡散および検波を行
うようにしている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、配電線路を信号の
伝送路として使用し、商用周波に位相変調された搬送信
号を重畳させて、配電系統に関わる各種の監視、制御な
どを行う配電線搬送方法の改良に関するものである。
伝送路として使用し、商用周波に位相変調された搬送信
号を重畳させて、配電系統に関わる各種の監視、制御な
どを行う配電線搬送方法の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】配電線路の信号伝送路としての特性は、
１０ｋHz以下の低周波領域で伝達率の低下が少なく、機
器の設計が容易であるが、この周波数帯域は商用周波の
歪みに起因する商用周波に同期した高調波、および、負
荷から発生するランダムな雑音の影響を受け、場合によ
ってはデータ信号伝送の信頼性が著しく低下する場合も
ある。
１０ｋHz以下の低周波領域で伝達率の低下が少なく、機
器の設計が容易であるが、この周波数帯域は商用周波の
歪みに起因する商用周波に同期した高調波、および、負
荷から発生するランダムな雑音の影響を受け、場合によ
ってはデータ信号伝送の信頼性が著しく低下する場合も
ある。
【０００３】データ信号に対する雑音となる商用周波の
高調波を除去するためには、公知の方法として、商用周
波数に同期させて搬送信号から商用周波の１サイクル前
の搬送信号を減算する差分フィルタを使用することが効
果的であり、また、信号対雑音比を改善するための手段
としては、搬送信号のレベルを増大させることが一般的
であるが、概して配電系統における商用周波数以外の周
波数成分の電力を極力抑制する必要もあり、配電系統に
注入する搬送信号の振幅を無闇に大きくするわけにもい
かない。
高調波を除去するためには、公知の方法として、商用周
波数に同期させて搬送信号から商用周波の１サイクル前
の搬送信号を減算する差分フィルタを使用することが効
果的であり、また、信号対雑音比を改善するための手段
としては、搬送信号のレベルを増大させることが一般的
であるが、概して配電系統における商用周波数以外の周
波数成分の電力を極力抑制する必要もあり、配電系統に
注入する搬送信号の振幅を無闇に大きくするわけにもい
かない。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】近年における配電系統
の自動制御化の進展に伴う伝送すべきデータ量の増加に
より、配電線搬送における伝送信頼性を高める要求が高
まっている。
の自動制御化の進展に伴う伝送すべきデータ量の増加に
より、配電線搬送における伝送信頼性を高める要求が高
まっている。
【０００５】公知のように、送信側で、商用周波１サイ
クル毎に特定位相に同期させて直接拡散したスペクトラ
ム拡散信号を重畳させ、受信側で、商用周波１サイクル
長前の信号を遅延乗算することにより、逆拡散および検
波が実施できる。
クル毎に特定位相に同期させて直接拡散したスペクトラ
ム拡散信号を重畳させ、受信側で、商用周波１サイクル
長前の信号を遅延乗算することにより、逆拡散および検
波が実施できる。
【０００６】いま、Ｃ（ｔ）を拡散系列、Ｄk を送信デ
ータ、ｃｏｓωC ｔを搬送波とすると、ある商用周波１
サイクル上の搬送信号Ｓk （ｔ）は、 Ｓk （ｔ）＝Ｃ（ｔ）・Ｄk ・ｃｏｓωC ｔ （１） 商用周波１サイクル前の搬送信号をＳk-1 （ｔ−２π／
ω0 ）とすると、ω0 を商用角周波数として、 Ｓk-1 （ｔ−２π／ω0 ）＝Ｃ（ｔ−２π／ω0 ）・Ｄk-1 ・ｃｏｓωC （ｔ−２π／ω0 ） （２） となる。
ータ、ｃｏｓωC ｔを搬送波とすると、ある商用周波１
サイクル上の搬送信号Ｓk （ｔ）は、 Ｓk （ｔ）＝Ｃ（ｔ）・Ｄk ・ｃｏｓωC ｔ （１） 商用周波１サイクル前の搬送信号をＳk-1 （ｔ−２π／
ω0 ）とすると、ω0 を商用角周波数として、 Ｓk-1 （ｔ−２π／ω0 ）＝Ｃ（ｔ−２π／ω0 ）・Ｄk-1 ・ｃｏｓωC （ｔ−２π／ω0 ） （２） となる。
【０００７】ここで、拡散系列Ｃ（ｔ）と搬送波ｃｏｓ
ωC ｔは商用周波に同期させて伝送するので、商用周波
１サイクル前でも同相であり、 Ｃ（ｔ）＝Ｃ（ｔ−２π／ω0 ）， ｃｏｓωC ｔ＝ｃｏｓωC （ｔ−２π／ω0 ） であって、遅延乗算の結果は、Ｃ2 （ｔ）＝１であるか
ら、 Ｓk （ｔ）・Ｓk-1 （ｔ−２π／ω0 ） ＝Ｃ2 （ｔ）・Ｄk ・Ｄk-1 ・ｃｏｓ2 ωC ｔ ＝Ｄk ・Ｄk-1 ・ｃｏｓ2 ωC ｔ （３） となって、ローパスフィルタを通過させることによりデ
ータ信号Ｄk ・Ｄk-1 を得ることができる。
ωC ｔは商用周波に同期させて伝送するので、商用周波
１サイクル前でも同相であり、 Ｃ（ｔ）＝Ｃ（ｔ−２π／ω0 ）， ｃｏｓωC ｔ＝ｃｏｓωC （ｔ−２π／ω0 ） であって、遅延乗算の結果は、Ｃ2 （ｔ）＝１であるか
ら、 Ｓk （ｔ）・Ｓk-1 （ｔ−２π／ω0 ） ＝Ｃ2 （ｔ）・Ｄk ・Ｄk-1 ・ｃｏｓ2 ωC ｔ ＝Ｄk ・Ｄk-1 ・ｃｏｓ2 ωC ｔ （３） となって、ローパスフィルタを通過させることによりデ
ータ信号Ｄk ・Ｄk-1 を得ることができる。
【０００８】ここで、搬送信号に雑音Ｎk （ｔ）が重畳
するものとすると、乗算結果は、 〔Ｓk （ｔ）＋Ｎk （ｔ）〕 ・〔Ｓk-1 （ｔ−２π／ω0 ）＋Ｎk （ｔ−２π／ω0 ）〕 ＝Ｄk ・Ｄk-1 ・ｃｏｓ2 ωC ｔ ＋Ｃ（ｔ）・Ｄk ・ｃｏｓωC ｔ・Ｎk-1 （ｔ−２π／ω0 ） ＋Ｃ（ｔ）・Ｄk-1 ・ｃｏｓωC ｔ・Ｎk （ｔ） ＋Ｎk （ｔ）・Ｎk-1 （ｔ−２π／ω0 ） （４） となり、隣接した商用周波１サイクルの雑音Ｎk （ｔ）
およびＮk-1 （ｔ−２π／ω0 ）に相関性がなければ、
所定の利得が得られる。しかし、配電線路の雑音は、特
に低周波帯域では商用周波の高調波、サイリスタのスイ
ッチング雑音などに代表されるように、商用周波の位相
に同期しているものが多く、したがって、雑音Ｎk と１
サイクル前の雑音Ｎk-1 とは強い相関性を有している。
するものとすると、乗算結果は、 〔Ｓk （ｔ）＋Ｎk （ｔ）〕 ・〔Ｓk-1 （ｔ−２π／ω0 ）＋Ｎk （ｔ−２π／ω0 ）〕 ＝Ｄk ・Ｄk-1 ・ｃｏｓ2 ωC ｔ ＋Ｃ（ｔ）・Ｄk ・ｃｏｓωC ｔ・Ｎk-1 （ｔ−２π／ω0 ） ＋Ｃ（ｔ）・Ｄk-1 ・ｃｏｓωC ｔ・Ｎk （ｔ） ＋Ｎk （ｔ）・Ｎk-1 （ｔ−２π／ω0 ） （４） となり、隣接した商用周波１サイクルの雑音Ｎk （ｔ）
およびＮk-1 （ｔ−２π／ω0 ）に相関性がなければ、
所定の利得が得られる。しかし、配電線路の雑音は、特
に低周波帯域では商用周波の高調波、サイリスタのスイ
ッチング雑音などに代表されるように、商用周波の位相
に同期しているものが多く、したがって、雑音Ｎk と１
サイクル前の雑音Ｎk-1 とは強い相関性を有している。
【０００９】商用周波に同期した雑音については、Ｎk
＝Ｎk-1 となり、（４）式の第４項はＮk （ｔ）・Ｎ
k-1 （ｔ−２π／ω0 ）＝Ｎk 2（ｔ）となるから、結果
として、雑音成分が検波結果のデータ信号領域に混入
し、伝送信頼性が著しく低下することになる。
＝Ｎk-1 となり、（４）式の第４項はＮk （ｔ）・Ｎ
k-1 （ｔ−２π／ω0 ）＝Ｎk 2（ｔ）となるから、結果
として、雑音成分が検波結果のデータ信号領域に混入
し、伝送信頼性が著しく低下することになる。
【００１０】本発明の目的は、上述の課題を解決し、商
用周波の高調波雑音および該高調波間のランダムな雑音
のいずれをも低減し、信号伝送レベルを増加させること
なく、伝送信頼性を確保できる配電線搬送方法を提供す
ることである。
用周波の高調波雑音および該高調波間のランダムな雑音
のいずれをも低減し、信号伝送レベルを増加させること
なく、伝送信頼性を確保できる配電線搬送方法を提供す
ることである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、商用周波の配電線路を伝送路として使用
し、データ信号により位相変調された搬送信号を商用周
波に重畳して伝送する配電線搬送方法において、商用周
波の２サイクル長を単位変調区間とし、送信側では、単
位変調区間の前１／２の範囲にて、商用周波に同期した
搬送波を１単位変調区間前の信号位相を基準位相として
差動位相変調し、商用周波に同期したスペクトラム拡散
用のデータ列にて直接拡散することにより搬送信号を形
成し、単位変調区間の後１／２の範囲にて、搬送信号の
形成を休止し、復調側では、受信信号から商用周波の１
サイクル前の受信信号を減算した後、１単位変調区間前
の減算された信号を遅延乗算することにより逆拡散およ
び検波を行うようにしたことを特徴とするものである。
に、本発明は、商用周波の配電線路を伝送路として使用
し、データ信号により位相変調された搬送信号を商用周
波に重畳して伝送する配電線搬送方法において、商用周
波の２サイクル長を単位変調区間とし、送信側では、単
位変調区間の前１／２の範囲にて、商用周波に同期した
搬送波を１単位変調区間前の信号位相を基準位相として
差動位相変調し、商用周波に同期したスペクトラム拡散
用のデータ列にて直接拡散することにより搬送信号を形
成し、単位変調区間の後１／２の範囲にて、搬送信号の
形成を休止し、復調側では、受信信号から商用周波の１
サイクル前の受信信号を減算した後、１単位変調区間前
の減算された信号を遅延乗算することにより逆拡散およ
び検波を行うようにしたことを特徴とするものである。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態では、差動位
相変調され、スペクトラム拡散された受信信号の遅延乗
算による検波を行う前に、受信信号から商用周波１サイ
クル長前の受信信号を減算する減算タイプの差分フィル
タを通過させ、商用周波に同期した雑音成分を除去する
ことができるように、送信側での単位変調区間および単
位変調区間内の信号送出領域を設定している。
相変調され、スペクトラム拡散された受信信号の遅延乗
算による検波を行う前に、受信信号から商用周波１サイ
クル長前の受信信号を減算する減算タイプの差分フィル
タを通過させ、商用周波に同期した雑音成分を除去する
ことができるように、送信側での単位変調区間および単
位変調区間内の信号送出領域を設定している。
【００１３】すなわち、単位変調区間を商用周波２サイ
クル長とし、搬送信号の送出区間を単位変調区間中の前
半１／２（商用周波１サイクル分）として、後半１／２
（商用周波の次の１サイクル分）で搬送信号の送出を休
止すれば、減算タイプの差分フィルタの動作が互いに干
渉することなく、前半１／２と後半１／２（休止区間）
とで差をとることにより高調波雑音が相殺されることに
なる。
クル長とし、搬送信号の送出区間を単位変調区間中の前
半１／２（商用周波１サイクル分）として、後半１／２
（商用周波の次の１サイクル分）で搬送信号の送出を休
止すれば、減算タイプの差分フィルタの動作が互いに干
渉することなく、前半１／２と後半１／２（休止区間）
とで差をとることにより高調波雑音が相殺されることに
なる。
【００１４】図１は、本発明の実施の一形態を示す図で
あり、図１（ａ）は変調側のブロック図、図１（ｂ）は
復調側のブロック図である。
あり、図１（ａ）は変調側のブロック図、図１（ｂ）は
復調側のブロック図である。
【００１５】図１（ａ）において、変調（送信）側で
は、商用周波数クロック発生回路１において商用周波に
同期したクロック信号が発生され、これは搬送波発生回
路２に入力され、商用周波に同期した搬送波が発生され
る。搬送波制御回路３は、商用周波数クロック発生回路
１からのクロック信号に同期して、単位変調区間の前１
／２（商用周波１サイクル分）では乗算器４により搬送
波に１を乗算、すなわち搬送波を通し、単位変調区間の
後１／２（商用周波の次の１サイクル分）では乗算器４
により搬送波に０を乗算、すなわち搬送波を遮断（休
止）する。同時に搬送波制御回路３はその出力（１，
０）をタイミングクロックとしてクロック出力端子ＣＫ
から出力する。このクロック出力端子ＣＫから出力され
るクロックに合わせてデータ入力端子ＴＤからデータ信
号が入力され、これが排他的オア回路５および４π／ω
0 移相回路６（ω0 ：商用角周波数）において単位変調
区間である商用周波２サイクル前の信号との排他的論理
和がとられ、この出力がレベル変換回路１２において０
は＋１に、１は−１に変換されて（ただし、単位振幅で
表現）、乗算器７に入力されることにより、１単位変調
区間前の信号の位相を基準位相とする差動位相変調が行
われる。なお、データ入力端子ＴＤと排他的オア回路５
との間にインバータを挿入した場合には、レベル変換回
路１２は０を−１に、１を＋１に、それぞれ変換する。
は、商用周波数クロック発生回路１において商用周波に
同期したクロック信号が発生され、これは搬送波発生回
路２に入力され、商用周波に同期した搬送波が発生され
る。搬送波制御回路３は、商用周波数クロック発生回路
１からのクロック信号に同期して、単位変調区間の前１
／２（商用周波１サイクル分）では乗算器４により搬送
波に１を乗算、すなわち搬送波を通し、単位変調区間の
後１／２（商用周波の次の１サイクル分）では乗算器４
により搬送波に０を乗算、すなわち搬送波を遮断（休
止）する。同時に搬送波制御回路３はその出力（１，
０）をタイミングクロックとしてクロック出力端子ＣＫ
から出力する。このクロック出力端子ＣＫから出力され
るクロックに合わせてデータ入力端子ＴＤからデータ信
号が入力され、これが排他的オア回路５および４π／ω
0 移相回路６（ω0 ：商用角周波数）において単位変調
区間である商用周波２サイクル前の信号との排他的論理
和がとられ、この出力がレベル変換回路１２において０
は＋１に、１は−１に変換されて（ただし、単位振幅で
表現）、乗算器７に入力されることにより、１単位変調
区間前の信号の位相を基準位相とする差動位相変調が行
われる。なお、データ入力端子ＴＤと排他的オア回路５
との間にインバータを挿入した場合には、レベル変換回
路１２は０を−１に、１を＋１に、それぞれ変換する。
【００１６】図２の左４列は、排他的オア回路５および
４π／ω0 移相回路６により構成される回路による入力
および出力の真理値の関係を示す図であり、上述の動作
の一例を具体的に示している。
４π／ω0 移相回路６により構成される回路による入力
および出力の真理値の関係を示す図であり、上述の動作
の一例を具体的に示している。
【００１７】乗算器８において、差動位相変調された信
号を拡散系列発生回路９において発生された商用周波に
同期したスペクトラム拡散用データ列で直接拡散させ、
このようにして生成されたスペクトラム拡散による搬送
信号が増幅器１０により電力増幅されて、結合回路１１
を介して配電線路Ｌに注入される。
号を拡散系列発生回路９において発生された商用周波に
同期したスペクトラム拡散用データ列で直接拡散させ、
このようにして生成されたスペクトラム拡散による搬送
信号が増幅器１０により電力増幅されて、結合回路１１
を介して配電線路Ｌに注入される。
【００１８】一方、図１（ｂ）の復調（受信）側では、
配電線路Ｌに到来する搬送信号が、バンドパスフィルタ
２１において搬送周波数以外の周波数成分が除去される
ことにより受信され、商用周波数クロック発生回路２２
および搬送波発生回路２３により作られた搬送波の位相
により、減算タイプの差分フィルタ２４において商用周
波に同期した雑音成分が除去される。
配電線路Ｌに到来する搬送信号が、バンドパスフィルタ
２１において搬送周波数以外の周波数成分が除去される
ことにより受信され、商用周波数クロック発生回路２２
および搬送波発生回路２３により作られた搬送波の位相
により、減算タイプの差分フィルタ２４において商用周
波に同期した雑音成分が除去される。
【００１９】図３は、復調側での各単位変調区間におけ
る受信信号、差分フィルタ２４の出力および遅延乗算検
波結果を示す図であるが、図３に示されるように、ある
単位変調区間ｋの前１／２の受信信号をＳk とすれば、
その単位変調区間ｋの後１／２では搬送信号の送出が休
止するので、受信信号は０である。受信信号Ｓk の時の
差分フィルタ２４の出力は、それから商用周波１サイク
ル前の受信信号は０であるので、Ｓk となる。単位変調
区間ｋの後１／２での差分フィルタ２４の出力は、（０
−Ｓk ）＝−Ｓk となる。以下、単位変調区間（ｋ＋
１），（ｋ＋２），・・・での受信信号および差分フィ
ルタ２４の出力は同様となる。なお、差分フィルタ２４
は、たとえば、商用周波１サイクル分の遅延回路２４
ａ、インバータ２４ｂおよび加算器２４ｃから構成され
る。
る受信信号、差分フィルタ２４の出力および遅延乗算検
波結果を示す図であるが、図３に示されるように、ある
単位変調区間ｋの前１／２の受信信号をＳk とすれば、
その単位変調区間ｋの後１／２では搬送信号の送出が休
止するので、受信信号は０である。受信信号Ｓk の時の
差分フィルタ２４の出力は、それから商用周波１サイク
ル前の受信信号は０であるので、Ｓk となる。単位変調
区間ｋの後１／２での差分フィルタ２４の出力は、（０
−Ｓk ）＝−Ｓk となる。以下、単位変調区間（ｋ＋
１），（ｋ＋２），・・・での受信信号および差分フィ
ルタ２４の出力は同様となる。なお、差分フィルタ２４
は、たとえば、商用周波１サイクル分の遅延回路２４
ａ、インバータ２４ｂおよび加算器２４ｃから構成され
る。
【００２０】しかる後、乗算器２５において、この信号
に４π／ω0 移相回路２６により作成された１単位変調
区間すなわち商用周波２サイクル前の差分フィルタ２４
の出力信号が遅延乗算される。すなわち、図３におい
て、たとえば単位変調区間（ｋ＋１）の前１／２にては
差分フィルタ２４の出力Ｓk+1 に１単位変調区間前の差
分フィルタの出力Ｓk が乗算されて遅延乗算検波結果
（乗算器２５の出力）はＳk ・Ｓk+1 となる。次の単位
変調区間（ｋ＋１）の後１／２にては差分フィルタ２４
の出力（−Ｓk+1 ）に１単位変調区間前の差分フィルタ
の出力（−Ｓk ）が乗算されて遅延乗算検波結果はＳk
・Ｓk+1 となる。以下同様に各単位変調区間での遅延乗
算検波結果は図３に示される通りとなる。このようなス
ペクトラム拡散および逆拡散により高調波間のランダム
な雑音成分は除去される。
に４π／ω0 移相回路２６により作成された１単位変調
区間すなわち商用周波２サイクル前の差分フィルタ２４
の出力信号が遅延乗算される。すなわち、図３におい
て、たとえば単位変調区間（ｋ＋１）の前１／２にては
差分フィルタ２４の出力Ｓk+1 に１単位変調区間前の差
分フィルタの出力Ｓk が乗算されて遅延乗算検波結果
（乗算器２５の出力）はＳk ・Ｓk+1 となる。次の単位
変調区間（ｋ＋１）の後１／２にては差分フィルタ２４
の出力（−Ｓk+1 ）に１単位変調区間前の差分フィルタ
の出力（−Ｓk ）が乗算されて遅延乗算検波結果はＳk
・Ｓk+1 となる。以下同様に各単位変調区間での遅延乗
算検波結果は図３に示される通りとなる。このようなス
ペクトラム拡散および逆拡散により高調波間のランダム
な雑音成分は除去される。
【００２１】遅延乗算検波結果はローパスフィルタ２７
を通ることにより有害な高周波成分が除去され、判定回
路２８により＋１が０に、−１が１に、それぞれ判定さ
れて、データ出力端子ＴＲから出力される。同時に、ク
ロック出力端子ＣＫから商用周波に同期したタイミング
クロックが出力されるので、このタイミングクロックを
見ながらデータ出力端子ＴＲから出力されるデータ信号
を見ることにより、単位変調区間ごとのデータ信号を知
ることができる。なお、図２の右２列は復調側の遅延乗
算検波結果および判定回路２８の出力の具体的な一例を
示している。
を通ることにより有害な高周波成分が除去され、判定回
路２８により＋１が０に、−１が１に、それぞれ判定さ
れて、データ出力端子ＴＲから出力される。同時に、ク
ロック出力端子ＣＫから商用周波に同期したタイミング
クロックが出力されるので、このタイミングクロックを
見ながらデータ出力端子ＴＲから出力されるデータ信号
を見ることにより、単位変調区間ごとのデータ信号を知
ることができる。なお、図２の右２列は復調側の遅延乗
算検波結果および判定回路２８の出力の具体的な一例を
示している。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
商用周波の２サイクル長を単位変調区間とし、送信側で
は、単位変調区間の前１／２の範囲にて、商用周波に同
期した搬送波を１単位変調区間前の信号位相を基準位相
として差動位相変調し、商用周波に同期したスペクトラ
ム拡散用のデータ列にて直接拡散することにより搬送信
号を形成し、単位変調区間の後１／２の範囲にて、搬送
信号の形成を休止し、復調側では、受信信号から商用周
波の１サイクル前の受信信号を減算した後、１単位変調
区間前の減算された信号を遅延乗算することにより逆拡
散および検波を行うようにしたから、商用周波の高調波
雑音および該高調波間のランダムな雑音のいずれをも低
減し、信号伝送レベルを増加させることなく、伝送信頼
性を確保することができる。
商用周波の２サイクル長を単位変調区間とし、送信側で
は、単位変調区間の前１／２の範囲にて、商用周波に同
期した搬送波を１単位変調区間前の信号位相を基準位相
として差動位相変調し、商用周波に同期したスペクトラ
ム拡散用のデータ列にて直接拡散することにより搬送信
号を形成し、単位変調区間の後１／２の範囲にて、搬送
信号の形成を休止し、復調側では、受信信号から商用周
波の１サイクル前の受信信号を減算した後、１単位変調
区間前の減算された信号を遅延乗算することにより逆拡
散および検波を行うようにしたから、商用周波の高調波
雑音および該高調波間のランダムな雑音のいずれをも低
減し、信号伝送レベルを増加させることなく、伝送信頼
性を確保することができる。
【図１】本発明の実施の一形態を示す図である。
【図２】図１における各部の入力または出力の具体的な
値の関係を示す図である。
値の関係を示す図である。
【図３】図１（ｂ）における各単位変調区間における受
信信号、差分フィルタ出力および遅延検波結果の対応を
示す図である。
信信号、差分フィルタ出力および遅延検波結果の対応を
示す図である。
１ 商用周波数クロック発生回路 ２ 搬送波発生回路 ３ 搬送波制御回路 ４ 乗算器 ５ 排他的オア回路 ６ ４π／ω0 移相回路 ７ 乗算器 ８ 乗算器 ９ 拡散系列発生回路 １０ 増幅器 １１ 結合回路 ２１ バンドパスフィルタ ２２ 商用周波数クロック発生回路 ２３ 搬送波発生回路 ２４ 減算タイプの差分フィルタ ２５ 乗算器 ２６ ４π／ω0 移相回路 ２７ ローパスフィルタ ２８ 判定回路 Ｌ 配電線路
Claims (1)
- 【請求項１】 商用周波の配電線路を伝送路として使用
し、データ信号により位相変調された搬送信号を商用周
波に重畳して伝送する配電線搬送方法において、商用周
波の２サイクル長を単位変調区間とし、送信側では、単
位変調区間の前１／２の範囲にて、商用周波に同期した
搬送波を１単位変調区間前の信号位相を基準位相として
差動位相変調し、商用周波に同期したスペクトラム拡散
用のデータ列にて直接拡散することにより搬送信号を形
成し、単位変調区間の後１／２の範囲にて、搬送信号の
形成を休止し、復調側では、受信信号から商用周波の１
サイクル前の受信信号を減算した後、１単位変調区間前
の減算された信号を遅延乗算することにより逆拡散およ
び検波を行うようにしたことを特徴とするスペクトラム
拡散による配電線搬送方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2295496A JP3423520B2 (ja) | 1996-01-17 | 1996-01-17 | スペクトラム拡散による配電線搬送方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2295496A JP3423520B2 (ja) | 1996-01-17 | 1996-01-17 | スペクトラム拡散による配電線搬送方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09200097A true JPH09200097A (ja) | 1997-07-31 |
| JP3423520B2 JP3423520B2 (ja) | 2003-07-07 |
Family
ID=12097015
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2295496A Expired - Fee Related JP3423520B2 (ja) | 1996-01-17 | 1996-01-17 | スペクトラム拡散による配電線搬送方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3423520B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT408595B (de) * | 2000-02-18 | 2002-01-25 | Ericsson Ahead Comm Systems Gm | Datenübertragungssystem |
| JP2025080721A (ja) * | 2023-11-14 | 2025-05-26 | 広東石油化工学院 | クラスタリング理論に基づくｐｌｃノイズフィルタリング方法、システム及び媒体 |
-
1996
- 1996-01-17 JP JP2295496A patent/JP3423520B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT408595B (de) * | 2000-02-18 | 2002-01-25 | Ericsson Ahead Comm Systems Gm | Datenübertragungssystem |
| JP2025080721A (ja) * | 2023-11-14 | 2025-05-26 | 広東石油化工学院 | クラスタリング理論に基づくｐｌｃノイズフィルタリング方法、システム及び媒体 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3423520B2 (ja) | 2003-07-07 |
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