JPH09198150A - オフライン位相制御低電力電源 - Google Patents
オフライン位相制御低電力電源Info
- Publication number
- JPH09198150A JPH09198150A JP8245160A JP24516096A JPH09198150A JP H09198150 A JPH09198150 A JP H09198150A JP 8245160 A JP8245160 A JP 8245160A JP 24516096 A JP24516096 A JP 24516096A JP H09198150 A JPH09198150 A JP H09198150A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- current
- switch device
- output
- rectified
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 14
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 12
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 3
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 3
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 239000006096 absorbing agent Substances 0.000 description 2
- 230000002457 bidirectional effect Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 230000001960 triggered effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M7/2176—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 低いピーク出力電流が得られ交流入力電圧の
各サイクルの間でより多い電流パルスが得られる電源を
提供することが課題である。 【解決手段】 フィルタリングされておらず全波整流さ
れた電圧波形ＶREC が、完全導通及び非導通状態の間で
動作するスイッチ装置Ｑ１を有する電源１０及び基準電
圧回路１３に供給される。整流電圧波形が閾値レベルよ
り低く低下する際、基準電圧回路は制御回路をバイアス
し、もってスイッチ装置が電流ＩOUT を導通するように
する。スイッチ装置は整流電圧波形ＶOUT が閾レベルを
越えるまで導通し続ける。出力電圧ＶOUT は電源の出力
から基準電圧回路へ結合されている抵抗帰還Ｒ６によっ
て制限される。帰還路の抵抗値は閾値レベル及びスイッ
チ装置によって導通される電流パルスのピーク振幅に影
響を与える。
各サイクルの間でより多い電流パルスが得られる電源を
提供することが課題である。 【解決手段】 フィルタリングされておらず全波整流さ
れた電圧波形ＶREC が、完全導通及び非導通状態の間で
動作するスイッチ装置Ｑ１を有する電源１０及び基準電
圧回路１３に供給される。整流電圧波形が閾値レベルよ
り低く低下する際、基準電圧回路は制御回路をバイアス
し、もってスイッチ装置が電流ＩOUT を導通するように
する。スイッチ装置は整流電圧波形ＶOUT が閾レベルを
越えるまで導通し続ける。出力電圧ＶOUT は電源の出力
から基準電圧回路へ結合されている抵抗帰還Ｒ６によっ
て制限される。帰還路の抵抗値は閾値レベル及びスイッ
チ装置によって導通される電流パルスのピーク振幅に影
響を与える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電源の分野に係り、
特に、例えばテレビ受像機に使用される予備電源に関す
る。
特に、例えばテレビ受像機に使用される予備電源に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】テレビ受像機には、視聴者が手で持つ遠
隔操作装置を使用して遠隔位置からテレビ受像機の機能
を制御することが出来るように設計されているものがあ
る。視聴者が手で持つ遠隔操作装置を使用してテレビ受
像機に命令を与えることを可能とするため、テレビ受像
機は予備電源を含み、その電源はテレビ受像機がオフ状
態の間にテレビ受像機のマイクロプロセッサ及びその信
号処理回路のいくつかに電源を供給する。
隔操作装置を使用して遠隔位置からテレビ受像機の機能
を制御することが出来るように設計されているものがあ
る。視聴者が手で持つ遠隔操作装置を使用してテレビ受
像機に命令を与えることを可能とするため、テレビ受像
機は予備電源を含み、その電源はテレビ受像機がオフ状
態の間にテレビ受像機のマイクロプロセッサ及びその信
号処理回路のいくつかに電源を供給する。
【０００３】予備電源にリニアレギュレータ回路を使用
する技術が知られている。図３はリニアレギュレータ回
路を利用した典型的な従来の予備電源の図を示す。交流
入力電圧の電源はダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４
によって全波整流され整流電圧ＶREC を供給する。整流
電圧ＶREC はコンデンサＣ５によってフィルタリングさ
れる。トランジスタＱ６は整流電圧ＶREC を受け出力電
圧ＶOUT を供給する直列通過要素を構成する直列通過要
素Ｑ６の導電率は比較的定常的な出力電圧ＶOU T を維持
するように調整される。
する技術が知られている。図３はリニアレギュレータ回
路を利用した典型的な従来の予備電源の図を示す。交流
入力電圧の電源はダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３及びＤ４
によって全波整流され整流電圧ＶREC を供給する。整流
電圧ＶREC はコンデンサＣ５によってフィルタリングさ
れる。トランジスタＱ６は整流電圧ＶREC を受け出力電
圧ＶOUT を供給する直列通過要素を構成する直列通過要
素Ｑ６の導電率は比較的定常的な出力電圧ＶOU T を維持
するように調整される。
【０００４】リニアレギュレータ回路に関わる問題点は
直列通過要素Ｑ６で熱として散逸される電力に関するも
のである。コンデンサＣ５に蓄えられているエネルギは
整流電圧ＶREC が出力電圧ＶOUT より低下することを可
能にせず、それによって直列通過要素Ｑ６がターンオフ
することを防止する。直列通過要素Ｑ６はそのリニアな
領域で動作し、そのようにしてその入力からその出力へ
の実質的な電圧降下を有することが出来る。交流入力電
圧の全サイクルの間、出力電流は直列通過要素Ｑ６を流
れる。出力電流が潜在的に相当大きな電圧降下を流れる
というこの組み合わせは直列通過要素Ｑ６における大電
力の散逸をもたらす。
直列通過要素Ｑ６で熱として散逸される電力に関するも
のである。コンデンサＣ５に蓄えられているエネルギは
整流電圧ＶREC が出力電圧ＶOUT より低下することを可
能にせず、それによって直列通過要素Ｑ６がターンオフ
することを防止する。直列通過要素Ｑ６はそのリニアな
領域で動作し、そのようにしてその入力からその出力へ
の実質的な電圧降下を有することが出来る。交流入力電
圧の全サイクルの間、出力電流は直列通過要素Ｑ６を流
れる。出力電流が潜在的に相当大きな電圧降下を流れる
というこの組み合わせは直列通過要素Ｑ６における大電
力の散逸をもたらす。
【０００５】直列通過要素Ｑ６における大電力の散逸は
少なくとも二つの理由から好ましくない。第１に、直列
通過要素による大電力の散逸によって予備電源が低効率
を有することになり；図３に示す如くのタイプのリニア
レギュレータ回路が１０％程度の効率しか持ちえないこ
ととなる。第２に、直列通過要路Ｑ６による大電力の散
逸によって、直列通過要素Ｑ６は吸熱器上に取付けられ
る必要があることになり、そのような吸熱器は電源回路
板上の空間を占領し電源の重量を増加させ、電源の製造
価格を上昇させることとなる。
少なくとも二つの理由から好ましくない。第１に、直列
通過要素による大電力の散逸によって予備電源が低効率
を有することになり；図３に示す如くのタイプのリニア
レギュレータ回路が１０％程度の効率しか持ちえないこ
ととなる。第２に、直列通過要路Ｑ６による大電力の散
逸によって、直列通過要素Ｑ６は吸熱器上に取付けられ
る必要があることになり、そのような吸熱器は電源回路
板上の空間を占領し電源の重量を増加させ、電源の製造
価格を上昇させることとなる。
【０００６】位相制御技術を使用した回路を使用して負
荷に供給される電力量を制御することによってこのよう
なリニアレギュレータ回路に関わる問題点を解決するこ
とが出来る。位相制御技術を利用した典型的な回路で
は、交流入力電圧の各正側半サイクルの内の一部分の間
のみに負荷電流を導通させるシリコン制御整流器（ＳＣ
Ｒ）が使用される。ＳＣＲのゲート電極は通常二方向性
二端子サイリスタを介してトリガされＳＣＲが永久に導
通することがないことが確実にされる。交流入力電圧の
正側及び負側の両方の内の一部分の間で導通が必要とさ
れる場合にはＳＣＲの代わりに二方向三極サイリスタが
使用され得る。
荷に供給される電力量を制御することによってこのよう
なリニアレギュレータ回路に関わる問題点を解決するこ
とが出来る。位相制御技術を利用した典型的な回路で
は、交流入力電圧の各正側半サイクルの内の一部分の間
のみに負荷電流を導通させるシリコン制御整流器（ＳＣ
Ｒ）が使用される。ＳＣＲのゲート電極は通常二方向性
二端子サイリスタを介してトリガされＳＣＲが永久に導
通することがないことが確実にされる。交流入力電圧の
正側及び負側の両方の内の一部分の間で導通が必要とさ
れる場合にはＳＣＲの代わりに二方向三極サイリスタが
使用され得る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ＳＣＲ及び二方向三極
サイリスタを使用した位相制御技術の実施に対する問題
点は、このような方法では高ピーク出力電流を生じうる
ということである。シリコン制御整流器を使用した場合
では交流入力電圧の各サイクルの間の一電流パルスのみ
が許容され；二方向三極サイリスタを使用した場合では
交流入力電圧の各サイクルの間の二電流パルスのみが許
容される。
サイリスタを使用した位相制御技術の実施に対する問題
点は、このような方法では高ピーク出力電流を生じうる
ということである。シリコン制御整流器を使用した場合
では交流入力電圧の各サイクルの間の一電流パルスのみ
が許容され；二方向三極サイリスタを使用した場合では
交流入力電圧の各サイクルの間の二電流パルスのみが許
容される。
【０００８】
【課題を解決するための手段】ここで教示する発明の構
成による電源によれば、位相制御技術を使用した電源に
関するものよりも低いピーク出力電流が得られ、交流入
力電圧の各サイクルの間でより多い電流パルスが得られ
る。このような電源は：フィルタリングされない整流電
圧電位のソースと；ソースに結合され調整出力電圧を供
給するスイッチング手段と；ソースに結合され基準電圧
電位を発生する手段と；発生手段に結合されスイッチン
グ手段の動作を制御する手段とよりなる。
成による電源によれば、位相制御技術を使用した電源に
関するものよりも低いピーク出力電流が得られ、交流入
力電圧の各サイクルの間でより多い電流パルスが得られ
る。このような電源は：フィルタリングされない整流電
圧電位のソースと；ソースに結合され調整出力電圧を供
給するスイッチング手段と；ソースに結合され基準電圧
電位を発生する手段と；発生手段に結合されスイッチン
グ手段の動作を制御する手段とよりなる。
【０００９】スイッチング手段は整流電圧電位が低下し
て閾値レベルより低くなった後のみに導通し得；スイッ
チング手段は整流電圧電位が上昇してその閾値レベルよ
り高くなった後に導通を停止する。この電源は更に電源
の出力から発生手段へ結合された帰還手段とよりなる。
この帰還手段は抵抗よりなればよい。
て閾値レベルより低くなった後のみに導通し得；スイッ
チング手段は整流電圧電位が上昇してその閾値レベルよ
り高くなった後に導通を停止する。この電源は更に電源
の出力から発生手段へ結合された帰還手段とよりなる。
この帰還手段は抵抗よりなればよい。
【００１０】この電源は交流電圧電位の各サイクルの間
に４電流パルスを供給する。ここで教示されている発明
の構成の特徴によれば、電源は：整流電圧電位のソース
と；整流電圧電位のソースに応じて非導通状態と完全導
通状態との間で変化するスイッチング手段と；ソースに
結合され基準電圧電位を発生する手段と；電源の出力か
ら発生手段へ結合された帰還手段とよりなる。
に４電流パルスを供給する。ここで教示されている発明
の構成の特徴によれば、電源は：整流電圧電位のソース
と；整流電圧電位のソースに応じて非導通状態と完全導
通状態との間で変化するスイッチング手段と；ソースに
結合され基準電圧電位を発生する手段と；電源の出力か
ら発生手段へ結合された帰還手段とよりなる。
【００１１】この電源は交流電圧電位の各サイクルの間
に４電流パルスを供給する。帰還手段は抵抗よりなれば
よい。電流パルスのピーク振幅はその抵抗に応ずる。整
流電圧電位に関する閾値レベルはその抵抗に応ずる。ス
イッチング手段は整流入力電圧がその閾値レベルより高
い際に非導通状態である。スイッチング手段は整流入力
電圧がその閾値レベルより低い際に完全導通状態であ
る。
に４電流パルスを供給する。帰還手段は抵抗よりなれば
よい。電流パルスのピーク振幅はその抵抗に応ずる。整
流電圧電位に関する閾値レベルはその抵抗に応ずる。ス
イッチング手段は整流入力電圧がその閾値レベルより高
い際に非導通状態である。スイッチング手段は整流入力
電圧がその閾値レベルより低い際に完全導通状態であ
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】本発明の上述の及び他の特徴及び
作用効果は以下に図面と共になされる説明によって明確
となるであろう。尚、図面において等しい符号は同じ要
素を示す。電源１０及び１０’はぞれぞれ図１及び図２
に示される。各電源は交流電圧電位１１のソースから交
流電圧電位ＶACを受ける。この交流電圧電位ＶACは典型
的には３０ボルト及び２７０ボルトの間のピーク電圧Ｖ
PKを有し略５０Ｈｚ以上の周波数を有する。電源１０
は、例えば１５及び１７ボルトの間の出力電圧及び例え
ば６０ｍＡ迄の公称出力電流ＩOUT の直流出力電力を供
給する。
作用効果は以下に図面と共になされる説明によって明確
となるであろう。尚、図面において等しい符号は同じ要
素を示す。電源１０及び１０’はぞれぞれ図１及び図２
に示される。各電源は交流電圧電位１１のソースから交
流電圧電位ＶACを受ける。この交流電圧電位ＶACは典型
的には３０ボルト及び２７０ボルトの間のピーク電圧Ｖ
PKを有し略５０Ｈｚ以上の周波数を有する。電源１０
は、例えば１５及び１７ボルトの間の出力電圧及び例え
ば６０ｍＡ迄の公称出力電流ＩOUT の直流出力電力を供
給する。
【００１３】図１を参照するに、交流電圧電位のソース
１１はダイオードＤ５のアノードに結合された第１の端
子とダイオードＤ６のアノードに結合された第２の端子
とを有する。ダイオードＤ５及びＤ６のカソードは互い
に結合されている。交流電圧電位ＶACはダイオードＤ５
及びＤ６によって全波整流されダイオードＤ５及びＤ６
のカソードに整流電圧ＶREC を供給する。整流電圧Ｖ
REC は入力フィルタによってフィルタリングされるとい
うことはない。
１１はダイオードＤ５のアノードに結合された第１の端
子とダイオードＤ６のアノードに結合された第２の端子
とを有する。ダイオードＤ５及びＤ６のカソードは互い
に結合されている。交流電圧電位ＶACはダイオードＤ５
及びＤ６によって全波整流されダイオードＤ５及びＤ６
のカソードに整流電圧ＶREC を供給する。整流電圧Ｖ
REC は入力フィルタによってフィルタリングされるとい
うことはない。
【００１４】図１に示された実施例では、スイッチ装置
Ｑ１は、例えばエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳＦ
ＥＴであればよい。抵抗器Ｒ１はダイオードＤ５及びＤ
６のカソードに結合された第１の端子とスイッチ装置Ｑ
１のドレーン電極に結合された第２の端子とを有する。
電圧調整器ＶＲ２はスイッチ装置Ｑ１のゲート電極に結
合されたカソードとスイッチ装置Ｑ１のソース電極に結
合されたアノードとを有する。電圧調整器ＶＲ２は例え
ば９．１ボルトに等しい逆降伏電圧を有するツェナダイ
オードである。スイッチ装置Ｑ１のソース電極は又ダイ
オードＤ８のアノードに結合されている。
Ｑ１は、例えばエンハンスメント形ｎチャネルＭＯＳＦ
ＥＴであればよい。抵抗器Ｒ１はダイオードＤ５及びＤ
６のカソードに結合された第１の端子とスイッチ装置Ｑ
１のドレーン電極に結合された第２の端子とを有する。
電圧調整器ＶＲ２はスイッチ装置Ｑ１のゲート電極に結
合されたカソードとスイッチ装置Ｑ１のソース電極に結
合されたアノードとを有する。電圧調整器ＶＲ２は例え
ば９．１ボルトに等しい逆降伏電圧を有するツェナダイ
オードである。スイッチ装置Ｑ１のソース電極は又ダイ
オードＤ８のアノードに結合されている。
【００１５】スイッチ装置Ｑ１の制御回路１２は通常抵
抗器Ｒ２、Ｒ３、Ｒ７及びトランジスタＱ２よりなれば
よい。抵抗器Ｒ２の第１の端子はスイッチ装置Ｑ１のゲ
ート電極に結合されている。抵抗器Ｒ３の第１の端子は
ダイオードＤ５、Ｄ６のカソードに結合され、抵抗器Ｒ
３の第２の端子は抵抗器Ｒ２の第２の端子に結合されて
いる。抵抗器Ｒ２，Ｒ３のこれらの第２の端子はトラン
ジスタＱ２のコレクタ電極に結合されている。トランジ
スタＱ２のエミッタ電極は電源基準電位のソース、例え
ば接地に結合されている。トランジスタＱ２のベース電
極は抵抗器Ｒ７の第１の端子に結合され、抵抗器Ｒ７の
第２の端子は上記電源基準電位のソースに結合されてい
る。
抗器Ｒ２、Ｒ３、Ｒ７及びトランジスタＱ２よりなれば
よい。抵抗器Ｒ２の第１の端子はスイッチ装置Ｑ１のゲ
ート電極に結合されている。抵抗器Ｒ３の第１の端子は
ダイオードＤ５、Ｄ６のカソードに結合され、抵抗器Ｒ
３の第２の端子は抵抗器Ｒ２の第２の端子に結合されて
いる。抵抗器Ｒ２，Ｒ３のこれらの第２の端子はトラン
ジスタＱ２のコレクタ電極に結合されている。トランジ
スタＱ２のエミッタ電極は電源基準電位のソース、例え
ば接地に結合されている。トランジスタＱ２のベース電
極は抵抗器Ｒ７の第１の端子に結合され、抵抗器Ｒ７の
第２の端子は上記電源基準電位のソースに結合されてい
る。
【００１６】基準電圧回路１３は通常基準電圧調整器Ｖ
Ｒ１及び抵抗器Ｒ４、Ｒ５よりなればよい。基準電圧調
整器ＶＲ１は例えば１５ボルトに等しい逆降伏電圧を有
するツェナダイオードである。基準電圧調整器ＶＲ１の
アノードはトランジスタＱ２のベース電極に結合され
る。基準電圧調整器ＶＲ１のカソードは抵抗器Ｒ５の第
１の端子に結合される。抵抗器Ｒ５の第２の端子は上記
電源基準電位のソースに結合される。抵抗器Ｒ４は基準
電圧調整器ＶＲ１のカソードに結合された第１の端子
と、ダイオードＤ５及びＤ６のカソードに結合された第
２の端子とを有する。
Ｒ１及び抵抗器Ｒ４、Ｒ５よりなればよい。基準電圧調
整器ＶＲ１は例えば１５ボルトに等しい逆降伏電圧を有
するツェナダイオードである。基準電圧調整器ＶＲ１の
アノードはトランジスタＱ２のベース電極に結合され
る。基準電圧調整器ＶＲ１のカソードは抵抗器Ｒ５の第
１の端子に結合される。抵抗器Ｒ５の第２の端子は上記
電源基準電位のソースに結合される。抵抗器Ｒ４は基準
電圧調整器ＶＲ１のカソードに結合された第１の端子
と、ダイオードＤ５及びＤ６のカソードに結合された第
２の端子とを有する。
【００１７】抵抗器Ｒ６は基準電圧調整器ＶＲ１のカソ
ードにおける基準電圧ＶREF をダイオードＤ８のカソー
ドにおける出力電圧ＶOUT に結合する。コンデンサＣ２
はダイオードＤ８のカソードに結合された第１の端子と
上記電源基準電位のソースに結合された第２の端子とを
有する。再び図１を参照するに、電源１０の動作を理解
するにおいて、初めは電源１０が開ループ構成で動作さ
れている、すなわち抵抗器Ｒ６が開路（オープンサーキ
ット）で置き換えられると仮定することが有益である。
更に初めは整流電圧ＶRE C がそのピーク電圧ＶPKである
と仮定することが又有益であろう。
ードにおける基準電圧ＶREF をダイオードＤ８のカソー
ドにおける出力電圧ＶOUT に結合する。コンデンサＣ２
はダイオードＤ８のカソードに結合された第１の端子と
上記電源基準電位のソースに結合された第２の端子とを
有する。再び図１を参照するに、電源１０の動作を理解
するにおいて、初めは電源１０が開ループ構成で動作さ
れている、すなわち抵抗器Ｒ６が開路（オープンサーキ
ット）で置き換えられると仮定することが有益である。
更に初めは整流電圧ＶRE C がそのピーク電圧ＶPKである
と仮定することが又有益であろう。
【００１８】抵抗器Ｒ４、Ｒ５によって構成される分圧
器網が整流電圧ＶREC を分割し、もって基準電圧調整器
ＶＲ１のカソードの電圧が略ＶREC ＊｛Ｒ５／（Ｒ４＋
Ｒ５）｝に等しくなるようにする。整流電圧ＶREC がそ
のピーク電圧ＶPKである際、基準電圧調整器ＶＲ１の逆
降伏電圧が越えられ、基準電圧調整器ＶＲ１は、そのカ
ソードからそのアノードへ１５ボルトの実質的に一定な
電圧降下を有する。電流ＩZ が基準電圧調整器ＶＲ１を
トランジスタＱ２のベース電極へと流れ、もってトラン
ジスタＱ２は導通し、スイッチ装置Ｑ１のゲート電極が
制御回路１２の抵抗器Ｒ２を介して上記電源基準電位の
ソースと結合する。スイッチ装置Ｑ１はこのようにして
非導通となり、出力電流ＩOUT を導通し得ない。
器網が整流電圧ＶREC を分割し、もって基準電圧調整器
ＶＲ１のカソードの電圧が略ＶREC ＊｛Ｒ５／（Ｒ４＋
Ｒ５）｝に等しくなるようにする。整流電圧ＶREC がそ
のピーク電圧ＶPKである際、基準電圧調整器ＶＲ１の逆
降伏電圧が越えられ、基準電圧調整器ＶＲ１は、そのカ
ソードからそのアノードへ１５ボルトの実質的に一定な
電圧降下を有する。電流ＩZ が基準電圧調整器ＶＲ１を
トランジスタＱ２のベース電極へと流れ、もってトラン
ジスタＱ２は導通し、スイッチ装置Ｑ１のゲート電極が
制御回路１２の抵抗器Ｒ２を介して上記電源基準電位の
ソースと結合する。スイッチ装置Ｑ１はこのようにして
非導通となり、出力電流ＩOUT を導通し得ない。
【００１９】ここで今度は電源１０が閉ループ構成、す
なわち抵抗器Ｒ６が基準電圧調整器ＶＲ１のカソードに
おける基準電圧ＶREF をダイオードＤ８のカソードにお
ける出力電圧ＶOUT に結合すると仮定することが有益で
あろう。ダイオードＤ８のカソードにおける出力電圧Ｖ
OUT は基準電圧調整器ＶＲ１に亘る逆降伏電圧、トラン
ジスタＱ２のベース−エミッタ間の電圧及びリップル電
圧成分ＶRIPPLEの合計に等しい。出力電圧ＶOUT のリッ
プル電圧成分ＶRIPPLEはコンデンサＣ２の周期的な充放
電から発生する。リップル電圧ＶRIPPLEは出力電流Ｉ
OUT がコンデンサＣ２を充電する間に略０．５ボルトの
正側ピーク値に達する。逆に、リップル電圧ＶRIPPLEは
スイッチ装置Ｑ１が出力電流ＩOUT を導通せずコンデン
サＣ２が負荷に対して放電を行なっている間に略−０．
５ボルトの負側ピーク値に達する。
なわち抵抗器Ｒ６が基準電圧調整器ＶＲ１のカソードに
おける基準電圧ＶREF をダイオードＤ８のカソードにお
ける出力電圧ＶOUT に結合すると仮定することが有益で
あろう。ダイオードＤ８のカソードにおける出力電圧Ｖ
OUT は基準電圧調整器ＶＲ１に亘る逆降伏電圧、トラン
ジスタＱ２のベース−エミッタ間の電圧及びリップル電
圧成分ＶRIPPLEの合計に等しい。出力電圧ＶOUT のリッ
プル電圧成分ＶRIPPLEはコンデンサＣ２の周期的な充放
電から発生する。リップル電圧ＶRIPPLEは出力電流Ｉ
OUT がコンデンサＣ２を充電する間に略０．５ボルトの
正側ピーク値に達する。逆に、リップル電圧ＶRIPPLEは
スイッチ装置Ｑ１が出力電流ＩOUT を導通せずコンデン
サＣ２が負荷に対して放電を行なっている間に略−０．
５ボルトの負側ピーク値に達する。
【００２０】整流電圧ＶREC がそのピーク電圧ＶPKから
低下する際、基準電圧ＶREF は基準電圧調整器ＶＲ１の
逆降伏電圧にトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電
圧を加えた値に実質的に等しい値を維持する。それゆえ
抵抗器Ｒ４を流れる電流ＩR4は減少する。電流ＩR4が減
少する際、抵抗器Ｒ６を流れる電流ＩR6は増加する。整
流電圧Ｖ REC がそのピーク電圧ＶPKから低下する際、ス
イッチ装置Ｑ１は非導通であり、出力電流ＩOUT はコン
デンサＣ２を充電しない。負荷はコンデンサＣ２を放電
させ、リップル電圧ＶRIPPLEはその負側のピーク値に近
づく。その結果、出力電圧ＶOUT は低下し電流ＩR6はこ
のようにして増加する。
低下する際、基準電圧ＶREF は基準電圧調整器ＶＲ１の
逆降伏電圧にトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電
圧を加えた値に実質的に等しい値を維持する。それゆえ
抵抗器Ｒ４を流れる電流ＩR4は減少する。電流ＩR4が減
少する際、抵抗器Ｒ６を流れる電流ＩR6は増加する。整
流電圧Ｖ REC がそのピーク電圧ＶPKから低下する際、ス
イッチ装置Ｑ１は非導通であり、出力電流ＩOUT はコン
デンサＣ２を充電しない。負荷はコンデンサＣ２を放電
させ、リップル電圧ＶRIPPLEはその負側のピーク値に近
づく。その結果、出力電圧ＶOUT は低下し電流ＩR6はこ
のようにして増加する。
【００２１】電流ＩR4が減少するため電流ＩR6の増加は
基準電圧調整器ＶＲ１を流れる電流ＩZ の負担を当てに
するに至る。電流ＩR6が増加する際、電流Ｉz がゼロに
至るまで比例的に減少する。この点で整流電圧Ｖrec は
閾値レベルである。電流ＩZがゼロであるためトランジ
スタＱ２は非導通となり、整流電圧ＶREC は制御回路１
２の抵抗器Ｒ３を介してスイッチ装置Ｑ１のゲート電極
と結合され、もってスイッチ装置Ｑ１を完全導通にす
る。電圧調整器ＶＲ２はスイッチ装置Ｑ１のゲート電圧
ＶG を、出力電圧ＶOUT より高い９．１ボルトのレベル
にクランプする。整流電圧ＶREC が出力電圧ＶOUT を越
えるためダイオードＤ８は順方向バイアスされ、その結
果、スイッチ装置Ｑ１は出力電流ＩOUT を導通する。
基準電圧調整器ＶＲ１を流れる電流ＩZ の負担を当てに
するに至る。電流ＩR6が増加する際、電流Ｉz がゼロに
至るまで比例的に減少する。この点で整流電圧Ｖrec は
閾値レベルである。電流ＩZがゼロであるためトランジ
スタＱ２は非導通となり、整流電圧ＶREC は制御回路１
２の抵抗器Ｒ３を介してスイッチ装置Ｑ１のゲート電極
と結合され、もってスイッチ装置Ｑ１を完全導通にす
る。電圧調整器ＶＲ２はスイッチ装置Ｑ１のゲート電圧
ＶG を、出力電圧ＶOUT より高い９．１ボルトのレベル
にクランプする。整流電圧ＶREC が出力電圧ＶOUT を越
えるためダイオードＤ８は順方向バイアスされ、その結
果、スイッチ装置Ｑ１は出力電流ＩOUT を導通する。
【００２２】スイッチ装置Ｑ１は、整流電圧ＶREC が低
下して出力電圧ＶOUT のレベルより低くなる迄出力電流
ＩOUT を導通し続ける。出力電圧ＶOUT は抵抗器Ｒ１，
Ｒ４及びＲ６を介してスイッチ装置Ｑ１のドレーン電極
に結合されている。整流電圧ＶREC が低下し出力電圧Ｖ
OUT より低くなる際、それは整流電圧ＶREC をはるかに
高いレベルに維持するための入力フィルタコンデンサが
無いためあり得ることであるが、ドレーン電圧ＶD が出
力電圧ＶOUT と略等しくなる。その結果、スイッチ装置
Ｑ１は一時的に出力電流ＩOUT を導通することを中断
し、もって抵抗器Ｒ１における電力の散逸を最小限にす
る。
下して出力電圧ＶOUT のレベルより低くなる迄出力電流
ＩOUT を導通し続ける。出力電圧ＶOUT は抵抗器Ｒ１，
Ｒ４及びＲ６を介してスイッチ装置Ｑ１のドレーン電極
に結合されている。整流電圧ＶREC が低下し出力電圧Ｖ
OUT より低くなる際、それは整流電圧ＶREC をはるかに
高いレベルに維持するための入力フィルタコンデンサが
無いためあり得ることであるが、ドレーン電圧ＶD が出
力電圧ＶOUT と略等しくなる。その結果、スイッチ装置
Ｑ１は一時的に出力電流ＩOUT を導通することを中断
し、もって抵抗器Ｒ１における電力の散逸を最小限にす
る。
【００２３】整流電圧ＶREC がそのピーク電圧ＶPK迄上
昇する際、それは出力電圧ＶOUT のレベルを通過する。
ダイオードＤ６は順方向バイアスされスイッチ装置Ｑ１
のドレーン電圧ＶD が上昇する。そこでスイッチ装置Ｑ
１は出力電流ＩOUT の導通を再開する。電圧調整器ＶＲ
２は、ゲート電圧ＶG が電圧調整器ＶＲ２の逆降伏電圧
だけ出力電圧ＶOUT を越える（その点で電圧調整器ＶＲ
２はスイッチ装置Ｑ１のゲート電圧ＶG を出力電圧Ｖ
OUT より９．１ボルト高いレベルにクランプする）まで
逆バイアスされ続ける。
昇する際、それは出力電圧ＶOUT のレベルを通過する。
ダイオードＤ６は順方向バイアスされスイッチ装置Ｑ１
のドレーン電圧ＶD が上昇する。そこでスイッチ装置Ｑ
１は出力電流ＩOUT の導通を再開する。電圧調整器ＶＲ
２は、ゲート電圧ＶG が電圧調整器ＶＲ２の逆降伏電圧
だけ出力電圧ＶOUT を越える（その点で電圧調整器ＶＲ
２はスイッチ装置Ｑ１のゲート電圧ＶG を出力電圧Ｖ
OUT より９．１ボルト高いレベルにクランプする）まで
逆バイアスされ続ける。
【００２４】整流電圧ＶREC が再び閾値レベルに達する
際、基準電圧調整器ＶＲ１の逆降伏電圧は越えられ基準
電圧調整器ＶＲ１は、そのカソードからアノードへ１５
ボルトの実質的に一定の電圧降下を維持する。電流Ｉz
が基準電圧調整器ＶＲ１を通ってトランジスタＱ２のベ
ース電極に流れ、トランジスタＱ２を導通させ、それに
よって制御回路１２の抵抗器Ｒ２を介してスイッチ装置
Ｑ１のゲート電極を電源基準電位のソースへと引っぱ
り、スイッチ装置Ｑ１を非導通にする。
際、基準電圧調整器ＶＲ１の逆降伏電圧は越えられ基準
電圧調整器ＶＲ１は、そのカソードからアノードへ１５
ボルトの実質的に一定の電圧降下を維持する。電流Ｉz
が基準電圧調整器ＶＲ１を通ってトランジスタＱ２のベ
ース電極に流れ、トランジスタＱ２を導通させ、それに
よって制御回路１２の抵抗器Ｒ２を介してスイッチ装置
Ｑ１のゲート電極を電源基準電位のソースへと引っぱ
り、スイッチ装置Ｑ１を非導通にする。
【００２５】この工程は交流電圧電位ＶACの各サイクル
毎に繰り返して起こる。トランジスタＱ２が整流電圧Ｖ
REC が閾値レベルより低いままの間に亘って非導通のま
まであるため交流電圧電位ＶACの各サイクルの間に４電
流パルスが生成される。これによって、整流電圧ＶREC
がそのピーク電圧ＶPKに向かって増加してひとたび出力
電圧ＶOUT を越える際にスイッチ装置Ｑ１が出力電流Ｉ
OUT を導通することが可能となる。
毎に繰り返して起こる。トランジスタＱ２が整流電圧Ｖ
REC が閾値レベルより低いままの間に亘って非導通のま
まであるため交流電圧電位ＶACの各サイクルの間に４電
流パルスが生成される。これによって、整流電圧ＶREC
がそのピーク電圧ＶPKに向かって増加してひとたび出力
電圧ＶOUT を越える際にスイッチ装置Ｑ１が出力電流Ｉ
OUT を導通することが可能となる。
【００２６】図１の実施例ではスイッチ装置Ｑ１が熱吸
収器上に設けられる必要なしに動作され得る。スイッチ
装置Ｑ１が出力電流ＩOUT を導通する際にスイッチ装置
Ｑ１は完全に導通状態であるため出力電流ＩOUT に関す
る電力の散逸は主として抵抗器Ｒ１で生ずる。図２に示
される電源１０’は電源１０の代わりとなる実施例であ
る。電源１０’では、スイッチ装置Ｑ３が、例えばＰＮ
Ｐ形バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）であればよ
い。スイッチ装置Ｑ３は機能において図１のスイッチ装
置Ｑ１に対応する。
収器上に設けられる必要なしに動作され得る。スイッチ
装置Ｑ１が出力電流ＩOUT を導通する際にスイッチ装置
Ｑ１は完全に導通状態であるため出力電流ＩOUT に関す
る電力の散逸は主として抵抗器Ｒ１で生ずる。図２に示
される電源１０’は電源１０の代わりとなる実施例であ
る。電源１０’では、スイッチ装置Ｑ３が、例えばＰＮ
Ｐ形バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）であればよ
い。スイッチ装置Ｑ３は機能において図１のスイッチ装
置Ｑ１に対応する。
【００２７】図２を参照するに、交流電圧電位のソース
によって供給される交流電圧電位Ｖ ACはダイオードＤ
１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４によって全波整流され、ダイオー
ドＤ３及びＤ４のカソードで整流電圧ＶREC を供給す
る。図１のＭＯＳＦＥＴ実施例におけるごとく、整流電
圧ＶREC は入力フィルタでフィルタリングされるという
ことはない。ダイオードＤ９は整流電圧ＶREC がＲＡＷ
Ｂ+ 電圧を越える際に導通する。
によって供給される交流電圧電位Ｖ ACはダイオードＤ
１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４によって全波整流され、ダイオー
ドＤ３及びＤ４のカソードで整流電圧ＶREC を供給す
る。図１のＭＯＳＦＥＴ実施例におけるごとく、整流電
圧ＶREC は入力フィルタでフィルタリングされるという
ことはない。ダイオードＤ９は整流電圧ＶREC がＲＡＷ
Ｂ+ 電圧を越える際に導通する。
【００２８】抵抗器Ｒ８は機能において図１の抵抗器Ｒ
１に対応し、ダイオードＤ３及びＤ４のカソードに結合
された第１の端子とスイッチ装置Ｑ３のエミッタ電極に
結合された第２の端子とを有する。スイッチ装置Ｑ３の
コレクタ電極はダイオードＤ８のアノードに結合され、
このダイオードＤ８は図１及び図２の実施例の両方にお
いて同じ機能を果たす。
１に対応し、ダイオードＤ３及びＤ４のカソードに結合
された第１の端子とスイッチ装置Ｑ３のエミッタ電極に
結合された第２の端子とを有する。スイッチ装置Ｑ３の
コレクタ電極はダイオードＤ８のアノードに結合され、
このダイオードＤ８は図１及び図２の実施例の両方にお
いて同じ機能を果たす。
【００２９】スイッチ装置Ｑ３のための制御回路１４は
通常抵抗器Ｒ９、Ｒ１０及びＲ１３、並びにトランジス
タＱ４及びＱ５よりなればよい。制御回路１４は機能に
おいて図１の制御回路１２に対応する。トランジスタＱ
５は制御回路１４においてＰＮＰ形ＢＪＴのベース電流
要求事項のためにのみ必要である。抵抗器Ｒ９の第１の
端子はスイッチ装置Ｑ３のベース電極に結合されてい
る。抵抗器Ｒ１０の第１の端子はスイッチ装置Ｑ３のエ
ミッタ電極に結合され、抵抗器Ｒ１０の第２の端子は抵
抗器Ｒ９の第１の端子に結合されている。抵抗器Ｒ９の
第２の端子はトランジスタＱ４のコレクタ電極に結合さ
れている。トランジスタＱ４のエミッタ電極は電源基準
電位のソース、例えば接地に結合されている。トランジ
スタＱ５のコレクタ電極はトランジスタＱ４のベース電
極に結合されている。トランジスタＱ５のベース電極は
抵抗器Ｒ１３の第１の端子に結合されている。抵抗器Ｒ
１３の第２の端子及びトランジスタＱ５のエミッタ電極
は電源基準電位のソースに結合されている。
通常抵抗器Ｒ９、Ｒ１０及びＲ１３、並びにトランジス
タＱ４及びＱ５よりなればよい。制御回路１４は機能に
おいて図１の制御回路１２に対応する。トランジスタＱ
５は制御回路１４においてＰＮＰ形ＢＪＴのベース電流
要求事項のためにのみ必要である。抵抗器Ｒ９の第１の
端子はスイッチ装置Ｑ３のベース電極に結合されてい
る。抵抗器Ｒ１０の第１の端子はスイッチ装置Ｑ３のエ
ミッタ電極に結合され、抵抗器Ｒ１０の第２の端子は抵
抗器Ｒ９の第１の端子に結合されている。抵抗器Ｒ９の
第２の端子はトランジスタＱ４のコレクタ電極に結合さ
れている。トランジスタＱ４のエミッタ電極は電源基準
電位のソース、例えば接地に結合されている。トランジ
スタＱ５のコレクタ電極はトランジスタＱ４のベース電
極に結合されている。トランジスタＱ５のベース電極は
抵抗器Ｒ１３の第１の端子に結合されている。抵抗器Ｒ
１３の第２の端子及びトランジスタＱ５のエミッタ電極
は電源基準電位のソースに結合されている。
【００３０】基準電圧回路１５は機能において図１の基
準電圧回路１３に対応し、通常基準電圧調整器ＶＲ３及
び抵抗器Ｒ１１及びＲ１２よりなればよい。基準電圧調
整器ＶＲ３は例えば１５ボルトに等しい逆降伏電圧を有
するツェナダイオードである。基準電圧調整器ＶＲ３の
アノードはトランジスタＱ５のベース電極に結合されて
いる。基準電圧調整器ＶＲ３のカソードは抵抗器Ｒ１２
の第１の端子に結合されている。抵抗器Ｒ１２の第２の
端子はトランジスタＱ５のコレクタ電極に結合されてい
る。抵抗器Ｒ１１は基準電圧調整器ＶＲ３のカソードに
結合された第１の端子とダイオードＤ３及びＤ４のカソ
ードに結合された第２の端子とを有する。
準電圧回路１３に対応し、通常基準電圧調整器ＶＲ３及
び抵抗器Ｒ１１及びＲ１２よりなればよい。基準電圧調
整器ＶＲ３は例えば１５ボルトに等しい逆降伏電圧を有
するツェナダイオードである。基準電圧調整器ＶＲ３の
アノードはトランジスタＱ５のベース電極に結合されて
いる。基準電圧調整器ＶＲ３のカソードは抵抗器Ｒ１２
の第１の端子に結合されている。抵抗器Ｒ１２の第２の
端子はトランジスタＱ５のコレクタ電極に結合されてい
る。抵抗器Ｒ１１は基準電圧調整器ＶＲ３のカソードに
結合された第１の端子とダイオードＤ３及びＤ４のカソ
ードに結合された第２の端子とを有する。
【００３１】抵抗器Ｒ１４は機能において図１の抵抗器
Ｒ６に対応し、基準電圧調整器ＶＲ３のカソードにおけ
る基準電圧ＶREF をダイオードＤ８のカソードにおける
出力電圧ＶOUT に結合する。コンデンサＣ２は図１及び
図２に示された実施例の両方において同じ機能を果た
し、ダイオードＤ８のカソードに結合された第１の端子
と電源基準電位のソースに結合された第２の端子とを有
する。
Ｒ６に対応し、基準電圧調整器ＶＲ３のカソードにおけ
る基準電圧ＶREF をダイオードＤ８のカソードにおける
出力電圧ＶOUT に結合する。コンデンサＣ２は図１及び
図２に示された実施例の両方において同じ機能を果た
し、ダイオードＤ８のカソードに結合された第１の端子
と電源基準電位のソースに結合された第２の端子とを有
する。
【００３２】再び図２を参照するに、電源１０’の動作
を理解するにおいて、初めは電源１０’が開ループ構成
で動作する、即ち抵抗Ｒ１４が開路（オープンサーキッ
ト）で置き換えられると仮定することが有益である。又
初めは整流電圧ＶREC がそのピーク電圧ＶPKにあると仮
定することが有益であろう。抵抗器Ｒ１１及びＲ１２に
よって構成される分圧器網は、基準電圧調整器ＶＲ３の
カソードにおける電圧が略ＶREC ＊｛Ｒ１２／（Ｒ１１
＋Ｒ１２）｝に等しくなるように分割する。整流電圧Ｖ
REC がそのピーク電圧である際、基準電圧調整器ＶＲ３
の逆降伏電圧は越えられ、基準電圧調整器ＶＲ３のはそ
のカソードからアノードへ実質的に１５ボルトの一定の
電圧降下を有する。電流ＩZ が基準電圧調整器ＶＲ３を
通ってトランジスタＱ５のベース電極へ流れ、トランジ
スタＱ５を導通させる。トランジスタＱ４のベース電極
はそれによって電源基準電位のソースに結合される。こ
のようにしてトランジスタＱ４は非導通となり、スイッ
チ装置Ｑ３を非導通にする。
を理解するにおいて、初めは電源１０’が開ループ構成
で動作する、即ち抵抗Ｒ１４が開路（オープンサーキッ
ト）で置き換えられると仮定することが有益である。又
初めは整流電圧ＶREC がそのピーク電圧ＶPKにあると仮
定することが有益であろう。抵抗器Ｒ１１及びＲ１２に
よって構成される分圧器網は、基準電圧調整器ＶＲ３の
カソードにおける電圧が略ＶREC ＊｛Ｒ１２／（Ｒ１１
＋Ｒ１２）｝に等しくなるように分割する。整流電圧Ｖ
REC がそのピーク電圧である際、基準電圧調整器ＶＲ３
の逆降伏電圧は越えられ、基準電圧調整器ＶＲ３のはそ
のカソードからアノードへ実質的に１５ボルトの一定の
電圧降下を有する。電流ＩZ が基準電圧調整器ＶＲ３を
通ってトランジスタＱ５のベース電極へ流れ、トランジ
スタＱ５を導通させる。トランジスタＱ４のベース電極
はそれによって電源基準電位のソースに結合される。こ
のようにしてトランジスタＱ４は非導通となり、スイッ
チ装置Ｑ３を非導通にする。
【００３３】ここで今度は電源１０’が閉ループ構成を
有する、即ち抵抗器Ｒ１４が基準電圧調整器ＶＲ３のカ
ソードにおける基準電圧ＶREF をダイオードＤ８のカソ
ードにおける出力電圧ＶOUT に結合すると仮定すること
が有益であろう。ダイオードＤ８のカソードにおける出
力電圧ＶOUT は基準電圧調整器ＶＲ３に亘る逆降伏電
圧、トランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧及びリ
ップル電圧成分ＶRIPPLEの合計に等しい。出力電圧Ｖ
OUT のリップル電圧成分ＶRIPPLEはコンデンサＣ２の周
期的充放電から生ずる。リップル電圧ＶRIPPLEは、出力
電流ｉ OUT がコンデンサＣ２を充電している間に略０．
５ボルトの正側ピーク値に達する。逆に、スイッチ装置
Ｑ３が出力電流ＩOUT を導通せずコンデンサＣ２が負荷
へ放電している間にリップル電圧ＶRIPPLEは略−０．５
ボルトの負側のピーク値に達する。
有する、即ち抵抗器Ｒ１４が基準電圧調整器ＶＲ３のカ
ソードにおける基準電圧ＶREF をダイオードＤ８のカソ
ードにおける出力電圧ＶOUT に結合すると仮定すること
が有益であろう。ダイオードＤ８のカソードにおける出
力電圧ＶOUT は基準電圧調整器ＶＲ３に亘る逆降伏電
圧、トランジスタＱ５のベース−エミッタ間電圧及びリ
ップル電圧成分ＶRIPPLEの合計に等しい。出力電圧Ｖ
OUT のリップル電圧成分ＶRIPPLEはコンデンサＣ２の周
期的充放電から生ずる。リップル電圧ＶRIPPLEは、出力
電流ｉ OUT がコンデンサＣ２を充電している間に略０．
５ボルトの正側ピーク値に達する。逆に、スイッチ装置
Ｑ３が出力電流ＩOUT を導通せずコンデンサＣ２が負荷
へ放電している間にリップル電圧ＶRIPPLEは略−０．５
ボルトの負側のピーク値に達する。
【００３４】整流電圧ＶREC はそのピーク電圧ＶPKから
低下する際、基準電圧ＶREC は基準電圧調整器ＶＲ３の
逆降伏電圧にトランジスタＱ５のベース及びエミッタ電
極間の電圧を加えた値に実質的に等しい値を維持する。
それゆえ抵抗器Ｒ１１を流れる電流ＩOUT は減少する。
電流ＩR11 が減少する際、抵抗器Ｒ１４を流れる電流Ｉ
R14 は増加する。整流電圧ＶREC がそのピーク電圧ＶPk
から減少する際、スイッチ装置Ｑ３は非導通であり出力
電流ＩOUT はコンデンサＣ２を充電しない。上記負荷は
コンデンサＣ２を放電させ、リップル電圧ＶRIPPLEはそ
の負側のピーク値に近づく。その結果出力電圧ＶOUT は
低下し、それゆえ電流ＩR14 は増加する。
低下する際、基準電圧ＶREC は基準電圧調整器ＶＲ３の
逆降伏電圧にトランジスタＱ５のベース及びエミッタ電
極間の電圧を加えた値に実質的に等しい値を維持する。
それゆえ抵抗器Ｒ１１を流れる電流ＩOUT は減少する。
電流ＩR11 が減少する際、抵抗器Ｒ１４を流れる電流Ｉ
R14 は増加する。整流電圧ＶREC がそのピーク電圧ＶPk
から減少する際、スイッチ装置Ｑ３は非導通であり出力
電流ＩOUT はコンデンサＣ２を充電しない。上記負荷は
コンデンサＣ２を放電させ、リップル電圧ＶRIPPLEはそ
の負側のピーク値に近づく。その結果出力電圧ＶOUT は
低下し、それゆえ電流ＩR14 は増加する。
【００３５】電流ＩR11 が減少するため、電流ＩR14 の
増加は基準電圧調整器ＶＲ３を流れる電流ＩZ の負担を
当てにするに至る。電流ＩR14 が増加する際、電流ＩZ
は最終的にゼロに至るまで比例的に減少する。この点に
おいて整流電圧ＶREC は閾値レベルにある。電流ＩZ が
ゼロであるためトランジスタＱ５は非導通となり、整流
電圧ＶREC は抵抗器Ｒ１１及びＲ１２を介してトランジ
スタＱ４のベース電極に結合され、それによってトラン
ジスタＱ４が導通する。スイッチ装置Ｑ３は、そのベー
ス電極空電源基準電位のソースへトランジスタＱ４を介
して流れる電流の増加によって完全に導通する。ダイオ
ードＤ８は、整流電圧ＶREC が出力電圧ＶOUT を越える
ため順バイアスされ、その結果スイッチ装置Ｑ３は出力
電流ＩOU T を導通する。
増加は基準電圧調整器ＶＲ３を流れる電流ＩZ の負担を
当てにするに至る。電流ＩR14 が増加する際、電流ＩZ
は最終的にゼロに至るまで比例的に減少する。この点に
おいて整流電圧ＶREC は閾値レベルにある。電流ＩZ が
ゼロであるためトランジスタＱ５は非導通となり、整流
電圧ＶREC は抵抗器Ｒ１１及びＲ１２を介してトランジ
スタＱ４のベース電極に結合され、それによってトラン
ジスタＱ４が導通する。スイッチ装置Ｑ３は、そのベー
ス電極空電源基準電位のソースへトランジスタＱ４を介
して流れる電流の増加によって完全に導通する。ダイオ
ードＤ８は、整流電圧ＶREC が出力電圧ＶOUT を越える
ため順バイアスされ、その結果スイッチ装置Ｑ３は出力
電流ＩOU T を導通する。
【００３６】スイッチ装置Ｑ３は整流電圧ＶREC が低下
して出力電圧ＶOUT のレベルより低くなるまで出力電流
ＩOUT を導通し続ける。整流電圧ＶREC が低下して出力
電圧ＶOUT より低くなる際、それは整流電圧ＶREC をは
るかに高いレベルに維持する入力フィルタコンデンサが
無いためにあり得ることであるが、エミッタ電圧ＶEが
トランジスタＱ４のコレクタ及びエミッタ電極間の電圧
及びスイッチ装置Ｑ３のエミッタ及びベース電極間の電
圧の合計と略等しくなる。その結果スイッチ装置Ｑ３は
一時的に出力電流ＩOUT を導通することを中断し、それ
によって抵抗器Ｒ８における電力の散逸を最小限にす
る。
して出力電圧ＶOUT のレベルより低くなるまで出力電流
ＩOUT を導通し続ける。整流電圧ＶREC が低下して出力
電圧ＶOUT より低くなる際、それは整流電圧ＶREC をは
るかに高いレベルに維持する入力フィルタコンデンサが
無いためにあり得ることであるが、エミッタ電圧ＶEが
トランジスタＱ４のコレクタ及びエミッタ電極間の電圧
及びスイッチ装置Ｑ３のエミッタ及びベース電極間の電
圧の合計と略等しくなる。その結果スイッチ装置Ｑ３は
一時的に出力電流ＩOUT を導通することを中断し、それ
によって抵抗器Ｒ８における電力の散逸を最小限にす
る。
【００３７】整流電圧ＶREC がそのピーク電圧ＶPKへ増
加する際、出力電圧ＶOUT のレベルを通過し、スイッチ
装置Ｑ３は出力電流ＩOUT を導通することを再開する。
整流電圧ＶREC が再び閾値レベルに到達する際、基準電
圧調整器ＶＲ３の逆降伏電圧が越えられ、基準電圧調整
器ＶＲ３はそのカソードからアノードへ実質的に一定の
１５ボルトの電圧降下を維持する。電流ＩZ は基準電圧
調整器ＶＲ３を通ってトランジスタＱ５のベース電極に
流れ、トランジスタＱ５を導通させ、それによってトラ
ンジスタＱ４のベース電極を電源基準電位のソースへと
引っぱる。トランジスタＱ４はその結果非導通となり、
スイッチ装置Ｑ３を非導通にする。
加する際、出力電圧ＶOUT のレベルを通過し、スイッチ
装置Ｑ３は出力電流ＩOUT を導通することを再開する。
整流電圧ＶREC が再び閾値レベルに到達する際、基準電
圧調整器ＶＲ３の逆降伏電圧が越えられ、基準電圧調整
器ＶＲ３はそのカソードからアノードへ実質的に一定の
１５ボルトの電圧降下を維持する。電流ＩZ は基準電圧
調整器ＶＲ３を通ってトランジスタＱ５のベース電極に
流れ、トランジスタＱ５を導通させ、それによってトラ
ンジスタＱ４のベース電極を電源基準電位のソースへと
引っぱる。トランジスタＱ４はその結果非導通となり、
スイッチ装置Ｑ３を非導通にする。
【００３８】この工程は交流電圧電位ＶACの各サイクル
毎に繰り返し起こる。トランジスタＱ４は整流電圧Ｖ
REC が閾値レベルより低いままの間を通して導通のまま
であるため４電流パルスが生成される。これによってス
イッチ装置Ｑ３は整流電圧ＶRE C がそのピーク電圧ＶPK
へ向かって増加する際に整流電圧ＶREC が出力電圧ＶOU
T のレベルを越えれば出力電流ＩOUT を導通することを
再開することが出来るようになる。
毎に繰り返し起こる。トランジスタＱ４は整流電圧Ｖ
REC が閾値レベルより低いままの間を通して導通のまま
であるため４電流パルスが生成される。これによってス
イッチ装置Ｑ３は整流電圧ＶRE C がそのピーク電圧ＶPK
へ向かって増加する際に整流電圧ＶREC が出力電圧ＶOU
T のレベルを越えれば出力電流ＩOUT を導通することを
再開することが出来るようになる。
【００３９】図２の実施例ではスイッチ装置Ｑ３は熱吸
収器上に設けられる必要がなく動作されることが可能で
ある。スイッチ装置Ｑ３はそれが出力電流ＩOUT を導通
している際に完全導通状態であるため出力電流ＩOUT に
関する電力の散逸は主として抵抗器Ｒ８において生ず
る。図１及び図２の抵抗器Ｒ６及びＲ１４に関する値は
それぞれ整流電圧ＶREC に関する所望の閾値レベルを達
成するために選択され得る。それの出力電流ＩOUTのピ
ーク振幅ＩPKへの影響の故に特有の閾値レベルが望まし
い。極端な場合、抵抗器Ｒ６及びＲ１４が各々閉路で起
きかえられた場合、全ての電力が単一の電流パルスで負
荷に供給される。単一の電流パルスは必然的に高いピー
ク振幅を有するため、これによってより多くの電力が各
電源で散逸されることとなる。
収器上に設けられる必要がなく動作されることが可能で
ある。スイッチ装置Ｑ３はそれが出力電流ＩOUT を導通
している際に完全導通状態であるため出力電流ＩOUT に
関する電力の散逸は主として抵抗器Ｒ８において生ず
る。図１及び図２の抵抗器Ｒ６及びＲ１４に関する値は
それぞれ整流電圧ＶREC に関する所望の閾値レベルを達
成するために選択され得る。それの出力電流ＩOUTのピ
ーク振幅ＩPKへの影響の故に特有の閾値レベルが望まし
い。極端な場合、抵抗器Ｒ６及びＲ１４が各々閉路で起
きかえられた場合、全ての電力が単一の電流パルスで負
荷に供給される。単一の電流パルスは必然的に高いピー
ク振幅を有するため、これによってより多くの電力が各
電源で散逸されることとなる。
【００４０】Ｒ６及びＲ１４の値の調整は、電源１０及
び１０’による電力散逸がそれぞれ最小限となるように
隣接する出力電流パルスＩOUT の相対的振幅が略等しく
なることを可能にする。特に、抵抗器Ｒ６及びＲ１４の
値が増加すると図１及び図２における基準電圧調整器Ｖ
Ｒ１，ＶＲ２を流れる電流ＩZ がそれぞれより低い閾値
レベルでゼロに達する。それは、スイッチ装置Ｑ１及び
Ｑ３が、抵抗器Ｒ６及びＲ１４に関してより低い値を有
する場合よりも、整流電圧ＶREC のより低い値で出力電
流ＩOUT を導通し始めるという結果を生じさせる。
び１０’による電力散逸がそれぞれ最小限となるように
隣接する出力電流パルスＩOUT の相対的振幅が略等しく
なることを可能にする。特に、抵抗器Ｒ６及びＲ１４の
値が増加すると図１及び図２における基準電圧調整器Ｖ
Ｒ１，ＶＲ２を流れる電流ＩZ がそれぞれより低い閾値
レベルでゼロに達する。それは、スイッチ装置Ｑ１及び
Ｑ３が、抵抗器Ｒ６及びＲ１４に関してより低い値を有
する場合よりも、整流電圧ＶREC のより低い値で出力電
流ＩOUT を導通し始めるという結果を生じさせる。
【００４１】抵抗器Ｒ６及びＲ１４はこのように、出力
電流ＩOUT の隣接する電流パルスの相対的な振幅が略等
しくなるように選択される。図１を参照するに、３．６
ｋΩに等しい抵抗器Ｒ６を有し、出力電流ＩOUT の隣接
する電流パルスの相対的な振幅は等しくない。最初の電
流パルスは、図１において略０．７５Ａに略等しい出力
電流ＩOUT のピーク振幅ＩPKに等しいピーク振幅を有す
る。隣接する２番目の電流パルスは、電源１０が一定の
出力電力を供給し、それゆえその隣接する２番目の電流
パルスは単に最初の電流パルスによって供給されなかっ
た電力を全部供給する必要があるだけであるため、出力
電流ＩOUT のピーク振幅ＩPKより小さい振幅を有するこ
ととなる。図１では、その隣接する２番目の電流パルス
は略０．６５Ａに等しい振幅を有する。
電流ＩOUT の隣接する電流パルスの相対的な振幅が略等
しくなるように選択される。図１を参照するに、３．６
ｋΩに等しい抵抗器Ｒ６を有し、出力電流ＩOUT の隣接
する電流パルスの相対的な振幅は等しくない。最初の電
流パルスは、図１において略０．７５Ａに略等しい出力
電流ＩOUT のピーク振幅ＩPKに等しいピーク振幅を有す
る。隣接する２番目の電流パルスは、電源１０が一定の
出力電力を供給し、それゆえその隣接する２番目の電流
パルスは単に最初の電流パルスによって供給されなかっ
た電力を全部供給する必要があるだけであるため、出力
電流ＩOUT のピーク振幅ＩPKより小さい振幅を有するこ
ととなる。図１では、その隣接する２番目の電流パルス
は略０．６５Ａに等しい振幅を有する。
【００４２】図２を参照するに、４．７ｋΩに等しいＲ
１４を使用し、出力電流ＩOUT の隣接する電流パルスの
相対的な振幅は略等しい。電源１０’の出力電流ＩOUT
の隣接する電流パルスの両方は出力電流ＩOUT のピーク
振幅ＩPKに略等しい振幅を有する。図２において、両方
の隣接する電流パルスは０．７Ａに略等しい振幅を有す
る。その結果、各隣接する電流パルスは負荷に対して比
較的等しい量の電力を供給する。
１４を使用し、出力電流ＩOUT の隣接する電流パルスの
相対的な振幅は略等しい。電源１０’の出力電流ＩOUT
の隣接する電流パルスの両方は出力電流ＩOUT のピーク
振幅ＩPKに略等しい振幅を有する。図２において、両方
の隣接する電流パルスは０．７Ａに略等しい振幅を有す
る。その結果、各隣接する電流パルスは負荷に対して比
較的等しい量の電力を供給する。
【００４３】ＭＯＳＦＥＴの実施例及びＰＮＰの実施例
はある構造的及び機能的特徴を分け持っていることが理
解されうる。各実施例において、トランジスタスイッチ
装置は複数の抵抗器及び少なくとも一つの能動素子より
なる制御回路によって非導通状態と完全導通状態との間
で駆動される。各実施例の制御回路は、一旦フィルタリ
ングされていない全波整流された波形が低下して分圧器
網及びツェナダイオードよりなる基準電圧回路によって
各実施例において設定される閾値レベルより低くなると
それぞれのスイッチ装置を完全導通状態に駆動する。ス
イッチ装置はフィルタリングされていない全波整流され
た電圧波形がその閾値レベルを越え、その点で各実施例
の制御回路がそれぞれのスイッチ装置を非導通状態に駆
動するまでその完全導通状態を維持する。各実施例の出
力電圧はその電源の出力からその基準電圧回路への抵抗
帰還接続によって決定される。各実施例において、電源
は交流電圧電位のソースの各サイクルの間に４電流パル
スを供給する。各実施例における電流パルスのピーク振
幅はその帰還接続の抵抗値の選択によって調節されう
る。
はある構造的及び機能的特徴を分け持っていることが理
解されうる。各実施例において、トランジスタスイッチ
装置は複数の抵抗器及び少なくとも一つの能動素子より
なる制御回路によって非導通状態と完全導通状態との間
で駆動される。各実施例の制御回路は、一旦フィルタリ
ングされていない全波整流された波形が低下して分圧器
網及びツェナダイオードよりなる基準電圧回路によって
各実施例において設定される閾値レベルより低くなると
それぞれのスイッチ装置を完全導通状態に駆動する。ス
イッチ装置はフィルタリングされていない全波整流され
た電圧波形がその閾値レベルを越え、その点で各実施例
の制御回路がそれぞれのスイッチ装置を非導通状態に駆
動するまでその完全導通状態を維持する。各実施例の出
力電圧はその電源の出力からその基準電圧回路への抵抗
帰還接続によって決定される。各実施例において、電源
は交流電圧電位のソースの各サイクルの間に４電流パル
スを供給する。各実施例における電流パルスのピーク振
幅はその帰還接続の抵抗値の選択によって調節されう
る。
【図１】ここに教示された発明の構成の好ましい実施例
の図である。
の図である。
【図２】ここに教示された発明の構成の他の好ましい実
施例の図である。
施例の図である。
【図３】従来の予備電源の図である。
ＶREC 整流電圧（フィルタリングされない整流電圧の
ソース） ＶOUT 出力電圧（調整出力電圧） Ｑ１ スイッチ装置（スイッチング手段） ＶREF 基準電圧（基準電圧電位） １３ 基準電圧回路（基準電圧電位を発生する発生手
段） １２ 制御回路（スイッチング手段の動作を制御する手
段） Ｒ６ 抵抗器（帰還手段） ＶＲ１、ＶＲ３ 基準電圧調整器 Ｑ３ スイッチ装置
ソース） ＶOUT 出力電圧（調整出力電圧） Ｑ１ スイッチ装置（スイッチング手段） ＶREF 基準電圧（基準電圧電位） １３ 基準電圧回路（基準電圧電位を発生する発生手
段） １２ 制御回路（スイッチング手段の動作を制御する手
段） Ｒ６ 抵抗器（帰還手段） ＶＲ１、ＶＲ３ 基準電圧調整器 Ｑ３ スイッチ装置
Claims (2)
- 【請求項１】 フィルタリングされない整流電圧電位の
ソースと；ソースに結合され調整出力電圧を供給するス
イッチング手段と；ソースに結合され基準電圧電位を発
生する発生手段と；該発生手段に結合されスイッチング
手段の動作を制御する手段とよりなる電源。 - 【請求項２】 整流電圧電位のソースと；整流電圧電位
に応じて非導通状態と完全導通状態との間で変化するス
イッチング手段と；ソースに結合され基準電圧電位を発
生する発生手段と；電源の出力から該発生手段へ結合さ
れた帰還手段とよりなる電源。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US52948195A | 1995-09-18 | 1995-09-18 | |
| US529481 | 1995-09-18 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09198150A true JPH09198150A (ja) | 1997-07-31 |
Family
ID=24110091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8245160A Pending JPH09198150A (ja) | 1995-09-18 | 1996-09-17 | オフライン位相制御低電力電源 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0763878A3 (ja) |
| JP (1) | JPH09198150A (ja) |
| KR (1) | KR970019532A (ja) |
| CN (1) | CN1150351A (ja) |
| MX (1) | MX9604162A (ja) |
| SG (1) | SG44974A1 (ja) |
| TW (1) | TW332369B (ja) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2787648B1 (fr) * | 1998-12-17 | 2001-06-15 | St Microelectronics Sa | Convertisseur d'une haute tension alternative en une basse tension continue |
| FR2828598B1 (fr) | 2001-08-10 | 2003-12-05 | Somfy | Convertisseur electrique non regule |
| FR2830383B1 (fr) | 2001-10-02 | 2004-09-10 | Somfy | Convertisseur de tension |
| CN100389371C (zh) * | 2004-09-16 | 2008-05-21 | 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 | 具有低待机电流的调压器用器件和方法 |
| CN100421044C (zh) * | 2005-03-10 | 2008-09-24 | 崇贸科技股份有限公司 | 分流装置及方法 |
| CN100416441C (zh) * | 2005-03-10 | 2008-09-03 | 崇贸科技股份有限公司 | 具有分流控制的稳压器与电源供应器 |
| WO2009059646A1 (de) * | 2007-11-09 | 2009-05-14 | Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung | Hilfsspannungsversorgung für einen stand-by-betrieb |
| WO2009132693A1 (de) * | 2008-04-28 | 2009-11-05 | Inventio Ag | Verfahren zum schalten von elektrischen verbrauchern in einem gebäude |
| FR3101492A1 (fr) * | 2019-10-01 | 2021-04-02 | Schneider Electric Industries Sas | circuit de régulation en tension et module d’alimentation régulée |
| KR102759362B1 (ko) | 2020-03-09 | 2025-01-22 | 인테레솔, 엘엘씨 | Ac-dc 컨버터 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4685046A (en) * | 1985-10-03 | 1987-08-04 | The Scott & Fetzer Company | Low voltage direct current power supply |
| DE3727117A1 (de) * | 1987-08-14 | 1989-02-23 | Diehl Gmbh & Co | Verfahren zur erzeugung einer niedrigen stabilisierten gleichspannung |
| JP3126565B2 (ja) * | 1993-11-01 | 2001-01-22 | 株式会社東芝 | Ａｃ／ｄｃ変換器 |
-
1996
- 1996-08-30 TW TW085110569A patent/TW332369B/zh active
- 1996-09-04 EP EP96114117A patent/EP0763878A3/en not_active Withdrawn
- 1996-09-12 KR KR1019960039454A patent/KR970019532A/ko not_active Withdrawn
- 1996-09-17 CN CN96112926A patent/CN1150351A/zh active Pending
- 1996-09-17 JP JP8245160A patent/JPH09198150A/ja active Pending
- 1996-09-17 SG SG1996010643A patent/SG44974A1/en unknown
- 1996-09-18 MX MX9604162A patent/MX9604162A/es unknown
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| MX9604162A (es) | 1997-08-30 |
| CN1150351A (zh) | 1997-05-21 |
| TW332369B (en) | 1998-05-21 |
| EP0763878A3 (en) | 1997-11-05 |
| SG44974A1 (en) | 1997-12-19 |
| KR970019532A (ko) | 1997-04-30 |
| EP0763878A2 (en) | 1997-03-19 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3126565B2 (ja) | Ａｃ／ｄｃ変換器 | |
| US4811184A (en) | Switch-mode power supply with dynamic adjustment of current sense magnitude | |
| US5164892A (en) | Pulse electric power unit | |
| JP2009081992A (ja) | ソリッドステート・スイッチ用の高効率ドライバ回路 | |
| WO1992019037A1 (en) | Universal input voltage power supply | |
| US4282460A (en) | Deflection and power supply circuit with reduced start-up drive | |
| JPH09198150A (ja) | オフライン位相制御低電力電源 | |
| JPS62285665A (ja) | 切換式電源ユニツト | |
| US5393954A (en) | Plasma torch with power supply for equalizing wear to prolong the lifespan of an electrode of the torch | |
| MXPA96004162A (en) | Low power power supply, with phase control out of li | |
| JP2559282B2 (ja) | スイッチモード電源 | |
| US4864485A (en) | Switched mode power supply with start-up control | |
| US4028606A (en) | Control circuit for a switched-mode power supply, particularly for a television receiver | |
| JP2767782B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
| JPH07203688A (ja) | スイッチング素子を有する回路装置 | |
| JP3202044B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2819867B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2830517B2 (ja) | 電源装置 | |
| JPS5917576B2 (ja) | 偏向波発生および駆動回路 | |
| RU2052231C1 (ru) | Регулируемый выпрямитель | |
| JPH0314952Y2 (ja) | ||
| JPH04295911A (ja) | 電源装置 | |
| JP3057827B2 (ja) | 電源装置 | |
| JP2776046B2 (ja) | 電源装置 | |
| KR820001954B1 (ko) | 전압 조정기 |