CN1150351A - 脱机相位控制低功耗电源 - Google Patents

脱机相位控制低功耗电源 Download PDF

Info

Publication number
CN1150351A
CN1150351A CN96112926A CN96112926A CN1150351A CN 1150351 A CN1150351 A CN 1150351A CN 96112926 A CN96112926 A CN 96112926A CN 96112926 A CN96112926 A CN 96112926A CN 1150351 A CN1150351 A CN 1150351A
Authority
CN
China
Prior art keywords
power supply
voltage
switching device
transistor
resistance
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN96112926A
Other languages
English (en)
Inventor
肯尼斯·J·赫尔弗里希
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Technicolor USA Inc
Original Assignee
Thomson Consumer Electronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thomson Consumer Electronics Inc filed Critical Thomson Consumer Electronics Inc
Publication of CN1150351A publication Critical patent/CN1150351A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/63—Generation or supply of power specially adapted for television receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/2176—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only comprising a passive stage to generate a rectified sinusoidal voltage and a controlled switching element in series between such stage and the output

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)
  • Television Receiver Circuits (AREA)

Abstract

将未经滤波、经全波整流的电压波形(VREC)提供给一电源(10)，它具有一工作在全导通及非导通状态的开关器件(Q1)，并提供给一参考电压电路(13)。当整流电压波形下降到低于一门限值时，参考电压电路加偏压到一控制电路(12)，因而引起开关器件开始传导电流(IOUT)。该开关器件持续导通直到整流电压波形超过门限值。输出电压(VOUT)被从电源输出端耦合到参考电压电路的阻性反馈(R6)所限制。反馈路径中电阻值影响门限值和开关器件传导的电流脉冲的峰幅。

Description

脱机相位控制低功耗电源
本项发明一般涉及电源的领域，特别是例如电视机中所用的备用电源。
电视接收机可被设计为它的功能由电视观众从远处使用一个手持式遥控设备来控制。为了允许电视观众使用手持式遥控设备对电视接收机发出命令，该电视接收机包括有一个备用电源，当电视接收机处于“关机”状态时，提供电源到电视接收机的微处理器及它的信号处理电路的某部分。
在备用电源中使用线性调节电路为本技术领域所公知。图3示出一个典型现有技术备用电源的原理图，它使用一个线性调节电路。一个交流电源输入电压被二极管D1、D2、D3和D4全波整流以提供一个经整流的电压VREC。整流电压VREC被电容器C5滤波。晶体管Q6构成一个串联通路元件，它接受整流电压VREC并提供一个输出电压VOUT。对串联通路元件Q6的导电性加以调整以保持相对恒定的输出电压VOUT。
与线性调节电路相关的一个缺陷涉及到串联通路元件Q6发热所损耗的功率。贮存在电容器C5中的电能不允许整流电压VREC下降至低于输出电压VOUT，并由此防止了串联通路元件Q6的截止。串联通路元件Q6工作在它的线性区，并因此从它的输入到输出有一个具体的电压降。在AC输入电压的整个周期内，输出电流流过串联通路元件Q6。这种流过一个可能相当大的电压降的输出电流组合可导致在串联通路元件Q6中较高的功率损耗。
至少有两个原因不希望在串联通路元件Q6中有大的功率损耗。第一，由串联通路元件Q6所产生的较高功率损耗引起备用电源的低效率；在图3所示的典型的线性调节电路可能有低到10％的效率。第二，由串联通路元件Q6所产生的高功率损耗可能需要给串联通路元件Q6安装上一个散热片，这得占用电源电路板上的空间，加重电源的重量及增加生产电源的成本。
采用相位控制技术的电路能够通过控制供给负载的电能量来克服与线性调节电路相关的缺点。在一个应用相位控制技术的典型电路中，使用可控硅整流器(SCR)仅在AC输入电压每个正半周部分期间传导负载电流。SCR的控制极通常通过一个两端交流开关来触发以保证SCR不提前导通。如果期望在AC输入电压的正负两个半周部分都导通，则可以使用一个三端双向可控硅开关代替SCR。
使用SCR和三端双向可控硅开关实现相位控制技术的一个缺点是这种方法可能引起高峰值输出电流。一个可控硅整流器的使用只允许在每个AC输入电压的周期内有一个电流脉冲；三端双向可控硅开关的使用允许在AC输入电压的每个周期内仅有两个电流脉冲。
本发明目的是提供这样一种电源，其与目前所涉及的采用相位控制技术的电源相比在AC输入电压的每个周期内产生较低峰值的输出电流和更多的电流脉冲。
这样的一个电源包括：一个未经滤波的、已整流的电压源；连接到用于提供一已调节输出电压的电源的开关器件；连接至电源用于产生一个参考电压的装置；及用于控制与产生装置相耦合的开关器操作的装置。
开关器件只在经整流电压降到低于门限值之后才能导通，并且开关器件在经整流电压升到超过门限值后能够停止导通。
该电源另外可包括一个反馈装置，从电源的一个输出端被连接至产生装置。该反馈器件可以包括一个电阻。
该电源可以在一个交流电压的每个周期内提供4个电流脉冲。
根据本发明的一个特征，一个电源包括：一个已整流的电压源；响应已整流的电压源而在非导通与完全导通状态间变化的开关器件；耦合到电源用于产生一个参考电压的装置；及从该电源的输出端连接至产生装置的反馈器件。
该电源可以在一个交流电压的每个周期内提供四个电流脉冲。
反馈器件可以包括一个电阻。电流脉冲的峰值的大小可受该电阻的影响。整流电压的门限电平也受该电阻的影响。
当整流输入电压超过门限值时，开关器件可以处于非导通状态。当整流输入电压低于门限值时，该开关器件可处于完全导通状态。
本发明的以上及其它特征及优点，通过阅读以下的说明及相关的图示，将变得更为清楚。附图中相同标号指定同样的元件。
图1是一个本发明优选实施例的原理图。
图2是本发明另一优选实施例的原理图。
图3是一个现有技术备用电源的原理图。
电源10和10′分别示于图1和图2中，每个电源接受一个来自交流电压源11的AC电压VAC。AC电压VAC具有在30V与270V之间的一个典型的峰值电压VPK并以大于或等于50Hz的频率工作。电源10在输出电压VOUT处提供一个DC输出电源，例如在15与17V之间，和一个额定输出电流IOUT，例如最大到60mA。
参考图1，交流电压源11有一个第一端点连接至二极管D5的正极和第二端点连至二极管D6的正极。二极管D5和D6的负极相互连接。AC电压VAC经二极管D5和D6全波整流，以在二极管D5和D6的负极处提供一个经整流的电压VREC。整流电压VREC未经过输入滤波器滤波。
在图1所示的实施例中，一个开关器件Q1可包含，例如，一个增强型、N沟道、金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)。一个电阻R1的第一端连接到二极管D5和D6的负极，第二端连接到开关器件Q1的漏极。电压调节器VR2的负极连到开关器件Q1的栅极，正极连接到开关器件Q1的源极。电压调节器VR2为，例如，反向击穿电压等于9.1伏的齐纳二极管。开关器件Q1的源极也连接到一个二极管D8的正极。
开关器件Q1的控制电路12一般可包括电阻R2、R3和R7及一个晶体管Q2。电阻R2的第一端连接到开关器件Q1的栅极。电阻R3的第一端连接至二极管D5和D6的负极，电阻R3的第二端连接到电阻R2的第二端。电阻R2和R3的第二端连接到晶体管Q2的集电极。晶体管Q2的发射极被连接到该电源的参考电位，例如，接地。晶体管Q2的基极连接到电阻R7的第一端，电阻R7的第二端连接到电源的参考电位。
一个参考电压电路13一般可包括一个参考电压调节器VR1及电阻R4和R5。参考电压调节器VR1为，例如一个齐纳二极管，它具有反向击穿电压等于15V。参考电压调节器VR1的正极连接到晶体管Q2的基极。参考电压调节器VR1的负极连接到电阻R5的第一端。电阻R5的第二端连接到电源的参考电位。电阻R4的第一端连接到参考电压调节器VR1的负极，它的第二端连接到二极管D5和D6的负极。
电阻R6将在参考电压调节器VR1负极的参考电压VREF与二极管D8负极的输出电压VOUT相耦合。电容器C2第一端连接到二极管D8的负极，它的第二端连接到电源的参考电位。
再参考图1，在理解电源10的工作时，初始假定电源10以开环电路结构工作是有帮助的，即电阻R6被一个开路所替代。初始设定整流电压VREC是在它的峰值电压VPK也是有益的。
由电阻R4和R5构成的一个分压电路，将整流电压VREC分压，即在参考电压调节器VR1负极的电压大约等于VREC*(R5/(R4+R5))。当整流电压VREC处于它的峰值电压VPK时，超过参考电压调节器VR1的反向击穿电压及在参考电压调节器VR1的负极到它的正极之间有一个15V的基本恒定电压降。电流IZ流过参考电压调节器VR1，并流入晶体管Q2的基极，使得晶体管Q2导通并且开关器件Q1的栅极通过控制电路12中的电阻R2被连接到电源的参考电位，开关器件Q1则不导通并不能传导输出电流IOUT。
现在回忆一下电源10具有闭环电路结构是有益的，即电阻R6将在参考电压调节器VR1负极的参考电压VREF耦合到二极管D8的负极的输出电压VOUT。
在二极管D8的负极的输出电压VOUT等于参考电压调节器VR1两端的反向击穿电压与晶体管Q2的基极和发射极之间的电压及一个波纹电压分量VRIPPLE的总和。输出电压VOUT的波纹电压分量VRIPPLE随电容器C2的周期性充放电而上升。在输出电流IOUT对电容器C2充电时，波纹电压VRIPPLE达到一个大约0.5V的正峰值电压。相反地，在开关器件Q1不传导输出电流IOUT及电容器C2放电给一个负载时，波纹电压VRIPPLE达到一个大约-0.5V的负峰值。
当整流电压VREC从它的峰值电压VPK下降时，参考电压VREC保持为一个值，该值大体上等于参考电压调节器VR1的反向击穿电压加上在晶体管Q2基极和发射极之间的电压。为此流过电阻R4的电流IR4减少。
当电波IR4减少时，通过电阻R6的电流IR6增加。当整流电压VREC从它的峰值电压VPK降低时，开关器件Q1不导通并且输出电流IOUT不对电容器C2冲电。电容器C2对负载放电并且波纹电压VRIPPLE逼近它的负峰值电压。结果，输出电压VOUT降低及电流IR6于是增加。
由于电流IR4减少，电流IR6的增加必须以损失流过参考电压调节器VR1的电流IZ为代价。当电流IR6增加时，电流IZ相应地减少，直到最后达到0。此时，整流电压VREC处于门限值。因为电流IZ为0，晶体管Q2变成不导通，并且整流电压VREC通过控制电路12的电阻R3连接至开关器件Q1的栅极，因而使得开关器件Q1变为完全导通。开关器件Q1的电压调节器VR2将栅极电压VG箝位到超过输出电压VOUT的电平9.1V。由于整流电压VREC超过输出电压VOUT，二极管D8为正向偏置，由此开关器件Q1传导输出电流IOUT。
开关器件Q1持续传导输出电流IOUT直到整流电压VREC降低到输出电压VOUT电平以下。输出电压VOUT通过电阻R1、R4和R6连至开关器件Q1的漏极。当整流电压VREC下降到低于输出电压VOUT时，存在这种可能是因为输入滤波电容器的缺少，该电容器另外可保持整流电压VREC上升至更高值，则漏极电压VD变成近似等于输出电压VOUT。结果，开关器件Q1暂时中止传导输出电流IOUT，由此使电阻R1中功率损耗最小。
当整流电压VREC增加接近它的峰值电压VPK时，它经过输出电压VOUT的电平。二极管D6变成正向偏压及开关器件Q1的漏极电压VD上升。开关器件Q1随后重新传导输出电流IOUT。因电压调节器VR2的反向击穿电压，电压调节器VR2保持反向偏置直到栅极电压VG超过输出电压VOUT，在这时，电压调节器VR2的开关器件Q1将栅极电压VG箝位到输出电压VOUT以上为9.1伏的电平上。
当整流电压VREC重新达到门限值时，参考电压调节器VR1的反向击穿电压被超出并且参考电压调节器VR1从它的负极至正极保持一个15V的基本恒定的电压降。电流IZ流过参考电压调节器VR1并流入晶体管Q2的基极，引起晶体管Q2导通，而且由此将开关器件Q1的栅极通过控制电路12的电阻R2引至电源参考电位，并因此而引起开关器件Q1变为不导通。
对于AC电压VAC的每个周期该过程自行重复。在AC电压VAC的每个周期内产生4个电流脉冲，因为在整个整流电压VREC保持低于门限值时间内，晶体管Q2维持非导通状态。这使得随着整流电压VREC上升至它的正向峰值电压VPK，一旦整流电压VREC超过输出电压VOUT的电平开关器件Q1能重新传导输出电流IOUT。
在图1的实施例中，开关器件Q1无须安装在散热片上即能工作。与输出电流IOUT相关的功率损耗主要发生在电阻R1中，因为当开关器件Q1传导输出电流IOUT时处于完全导通状态。
电源10′，见图2，是电源10的另一实施例。在电源10′中，开关器件Q3可以包括，例如，一个PNP型的双极结型晶体管(BJT)。开关器件Q3在功能上与图1中的开关器件Q1相对应。
参考图2，由交流电压源11所提供的AC电压VAC，由二极管D1、D2、D3和D4进行全波整流，以在二极管D3和D4的负极得到经整流的电压VREC。如同图1中的MOSFET实施例，整流电压VREC没有经输入滤波器滤波。当整流电压VREC超过RAW B+电压时，二极管D9导通。
与图1中电阻R1的功能相似的电阻R8的第一端连至二极管D3和D4的负极，第二端连至开关器件Q3的发射极。开关器件Q3的集电极连接至二极管D8的正极，二极管D8在图1和图2所示的实施例中均完成相同的功能。
用于开关器件Q3的控制电路14通常可包括电阻R9、R10和R13，和晶体管Q4及Q5。控制电路14与图1中控制电路12的功能相似。在控制电路14中因为PNP型BJT的基极电流需要而需要一个晶体管Q5。电阻R9的第一端接至开关器件Q3的基板。电阻R10的第一端连接至开关器件Q3的发射极，而电阻R10的第二端连接至电阻R9的第一端。电阻R9的第二端连至晶体管Q4的集电极。晶体管Q4的发射极连接至电源参考电位，例如，地。晶体管Q5的集电极连接至晶体管Q4的基极。晶体管Q5的基极连接至电阻R13的第一端。电阻R13的第二端及晶体管Q5的发射极连接到电源的参考电位。
参考电压电路15，与图1的参考电压电路13的作用相似，通常可包括一个参考电压调节器VR3和电阻R11及R12。参考电压调节器VR3为例如一个齐纳二极管，具有等于15V的反向击穿电压。参考电压调节器VR3的正极连接到晶体管Q5的基极。参考电压调节器VR3的负极连接到电阻R12的第一端。电阻R12的第二端连接到晶体管Q5的集电极。电阻R11的第一端连接至参考电压调节器VR3的负极，而它的第二端连接到二极管D3和D4的负极。
电阻R14，与图1中的电阻R6的作用相似，将参考电压调节器VR3负极的参考电压VREF耦合至二极管D8的负极处的输出电压VOUT。电容器C2，在图1与图2中所示的两个实施例中完成相同的功能，它的第一端连接到二极管D8的负极而它的第二端连接到电源的参考电位。
再将参考图2，在理解电源10′的工作时，初始假设电源10′以一个开环电路结构工作是有益的，即电阻R14由一个开路所置换。初始时假设整流电压VREC是处在它的峰值电压VPK也是有助的。
一个由电阻R11和R12构成的分压电路用以分压整流电压VREC，由此在参考电压调节器VR3的负极的电压大约等于VREC*(R12/(R11+R12))。当整流电压VREC处于它的峰值电压VRK时，参考电压调节器VR3的反向击穿电压被超过并在参考电压调节器器VR3的负极至它的正极间形成一个15V的基本上恒定的电压降。电流IZ流过参考电压调节器VR3并流入晶体管Q5的基极，使得晶体管Q5变成导通。晶体管Q4的基极因此连接到电源参考电位。晶体管Q4则变为非导通，导致开关器件Q3变成非导通。
现在回想电源10′具有闭环结构也许是有帮助的，即电阻R14将在参考电压调节器VR3负极处的参考电压VREF与二极管D8负极的输出电压VOUT相耦合。
二极管D8负极的输出电压等于参考电压调节器VR3两端的反向击穿电压与晶体管Q5的基极和发射极间的电压及波纹电压分量VRIPPLE之和。输出电压VOUT的波纹电压分量随电容器C2的周期性充放电而上升。波纹电压VRIPPLE在输出电流IOUT对电容C2充电时间内达到一个约0.5V的正峰值。相反地，波纹电压VRIPPLE在开关器件Q3不传导输出电流IOUT及电容器C2对负载放电的时间内达到一个大约-0.5V的负峰值。
当整流电压VREC从它的峰值电压VPK下降时，参考电压VREC保持为一个值，它大体上等于参考电压调节器VR3的反向击穿电压加上晶体管Q5的基极与发射极间的电压。为此，流过电阻R11的电流IR11减小。
当电流IR11减小时，流过电阻R14的电流IR14增加。当整流电压VREC从它的峰值电压VPK下降时，开关器件Q3是不导通的而且输出电流IOUT不对电容器C2充电。电容器C2对负载放电及波纹电压VRIPPLE临近它的负峰值。结果，输出电压VOUT下降且电流IR14增加。
由于电流IR11减小，电流IR14的增加必须以损失流过参考电压调节器VR3的电流IZ为代价。当电流IR14增加时，电流IZ相应地减少，直到最后达到0。此时，整流电压VREC处于门限值。因为电流IZ是0，晶体管Q5变为非导通状态，并且整流电压VREC通过电阻R11和R12被耦合到晶体管Q4的基极，从而引起晶体管Q4变为导通。开关器件Q3变为完全导通这是因为从其基极流经晶体管Q4到电源参考电位的电流增加所致。由于整流电压VREC超过输出电压VOUT，二极管D8为正向偏置，因此，开关器件Q3传导输出电流IOUT。
开关器件Q3继续传导输出电流IOUT直至整流电压VREC下降到低于输出电压VOUT。当整流电压VREC下降至输出电压VOUT以下时，这是可能的因为输入滤波电容器的缺少，该电容器另一方面保持整流电压VREC在一更高电平上，发射极电压VE变为近似等于晶体管Q4的集电极与射极间的电压和开关器件Q3的发射极与基极间的电压之和。结果，开关器件Q3暂时中止传导输出电流IOUT，由此使电阻R8的功率损耗最小。
当整流电压VREC增加到它的峰值电压VPK时，它经过输出电压VOUT的电平，并且开关器件Q3重新传导输出电流IOUT。当整流电压VREC再次达到门限值时，超过参考电压调节器VR3的反向击穿电压，且参考电压调器VR3的负极到正极间保持一个15V的基本上恒定的电压降。电流IZ流过参考电压调节器VR3并流入晶体管Q5的基极，使得晶体管Q5变为导通，并由此使晶体管Q4基极引至电源参考电位。晶体管Q4因此变为不导通，使得开关器件Q3变为不导通。
对于AC电压VAC的每个周期这个过程自行重复。在AC电压VAC的每个周期内产生出四个电流脉冲，因为在整流电压VREC维持低于门限值的整个时间内晶体管Q4保持导通。随着整流电压VREC增加到其峰值电压VPK，一旦整流电压VREC超过输出电压VOUT的值，这允许开关器件Q3重新传导输出电流IOUT。
在图2的实施例中，开关器件Q3无需安装在散热片上就能够工作。与输出电流IOUT有关的功率的损耗主要发生在电阻R8中。因为当开关器件Q3传导输出电流IOUT时是处于完全导通状态。
可分别选择图1和图2中的电阻器R6和R14的值，以获得所期望的整流电压VREC的门限值。一个特殊的门限值也许是所期望的，因为它影响到输出电流IOUT的峰值幅度IPK。在电阻R6及R14各以短路替代的极端情况下，所有功率由一个单电流脉冲传递给负载，这导致每个电源损耗更多的功率，因为单电流脉冲需要有较大的峰值幅度。
调节R6和R14的值使得输出电流IOUT的相邻电流脉冲的相应幅值近似相等，从而可使电源10和10′分别损耗的功率最小。具体地说，因为增加电阻R6和R14的值，流经图1和图2中的参考电压调节器VR1和VR3的电流IZ，分别在一个较低的门限电平下达到0。依次，这引起开关器件Q1和Q3在整流电压VREC具有比电阻R6和R14选用较小值情况时更小值开始传导输出电流IOUT。
也可这样选择电阻R6和R14的值，即使输出电流IOUT的相邻电流脉冲的相应幅值近似相等。参考图1，对于电阻R6等于3.6kΩ，输出电流IOUT的相邻电流脉冲的相应幅值是不等的。第一电流脉冲有等于输出电流IOUT的峰值幅度IPK的幅值，在图1中它近似等于0.75A。第二个相邻的电流脉冲则具有小于输出电流IOUT的峰值幅度IPK的幅值，因为电源10提供了一个恒定的输出功率，这样第二个相邻的电流脉冲仅需要提供不是由第一个电流脉冲所提供的任何功率。在图1中，第二个相邻的电流脉冲具有大约等于0.65A的幅值。
参考图2，对于R14等于4.7kΩ，输出电流IOUT的相邻电流脉冲的相应幅值近似相等。电源10′的输出电流IOUT的两个相邻电流脉冲都有一个近似等于输出电流IOUT的峰幅值IPK的幅值。在图2中，两个相邻的电流脉冲都有一个近似等于0.7A的幅值。结果，每个相邻的电流脉冲对负载提供相应等量的功率。
可以看到MOSFET实施例和PNP实施例共享某些结构上和功能上的特征。在每一实施例中，用一个包括许多电阻及至少一个有源器件的控制电路来在非导通和完全导通状态之间驱动一个晶体管开关器件。在每个实施例中的控制电路驱动它们相应的开关器件，一旦一个未滤波的、全波整流波形下降到低于一个门限电压电平即进入完全导通状态，在每个实施例中门限电压电平是由包括一个分压电路和一个齐纳二极管的参考电压电路设置的。开关器件保持在完全导通状态直到未滤波的、全波整流电压波形超过门限值，在这一刻，每个实施例中的控制电路驱动它们相应的开关器件进入非导通状态。在每个实施例中的输出电压由从电源的输出连至它的参考电压电路上的阻性反馈连接来确定。在每个实施例中，电源在交流电压源的每个周期中提供四个电流脉冲。每实施例中电流脉冲的峰值幅度可由对反馈连接的阻值的选择来控制。

Claims (19)

1、一种电源，包括：
一个整流电压源(VREC)；和
连接到所述电压源用于产生参考电压的装置(13)；
其特征在于：
所述电压源未被滤波；
连接到所述电压源用于提供一个已被调整的输出电压(VOUT)的开关器件(Q1)；和
连接到所述产生装置用于控制所述开关器件的操作的装置(12)。
2、权利要求1的电源，其特征在于所述开关器件(Q1)仅在所述整流电压下降至一个门限值以下后导通。
3、权利要求2的电源，其特征在于所述开关器件(Q1)在所述整流电压上升至超过上述的门限值后停止导通。
4、权利要求1的电源，其中所述开关器件(Q1)的特征在于为一个场效应晶体管。
5、权利要求4的电源，其中所述控制装置(12)的特征在于：一个晶体管(Q2)，其集电极被连接至所述场效应晶体管的栅极，其基极被连接到所述的产生装置(13)以及其发射极被连接到一个电源参考电位(地线)。
6、权利要求5的电源，其中所述产生装置(13)的特征在于：
一个齐纳二极管(VR1)，有一个正极被连接到所述晶体管(Q2)的基极及一个负极；及
一个分压电路(R4、R5)，有一个输入端被连到所述整流电压源(VREC)和一个输出端被连接到所述齐纳二极管的所述负极。
7、权利要求1的电源，其中所述开关器件的特征在于一个双极结型晶体管。
8、权利要求7的电源，其中所述控制装置的特征在于：
集电极连接到所述开关器件的基极和发射极连接到电源参考电位的第一晶体管；及
集电极连接到所述第一晶体管的基极，基极连接到所述产生装置和发射极连接到所述电源参考电位的第二晶体管。
9、权利要求8的电源，其中所述产生装置的特征在于：
一个齐纳二极管，具有一个正极连接到所述第二晶体管的所述基极和一个负极；以及
一个分压电路，有一个输入端被连接到所述整流电压源和一个输出端被连接到所述齐纳二极管的所述负极。
10、权利要求1的电源，其特征还在于：反馈装置(R6)从所述电源的一输出端耦合到所述产生装置(13)。
11、权利要求10的电源，其特征在于所述电源在交流电压的每个周期内提供四个电流脉冲。
12、权利要求10的电源，其中所述反馈装置(R6)的特征在于一个电阻。
13、一种电源，包括：
一个整流电压源(VREC)；和
连接到所述电压源用于产生参考电压的装置(13)；
其特征在于：
开关器件(Q1)，它响应所述整流电压在非导通和完全导通状态间转换；及
反馈器件(R6)，从所述电源的输出端耦合到所述产生器件。
14、权利要求13的电源，其特征在于所述开关器件(Q1)当所述整流输入电压超过所述的门限值时处于非导通状态，
15、权利要求14的电源，其特征在于所述开关器件(Q1)当所述整流输入电压低于所述的门限值时处于完全导通状态。
16、权利要求15的电源，其中所述反馈器件(R6)的特征为一个电阻。
17、权利要求16的电源，其特征在于所述门限电压值与所述的电阻相关。
18、权利要求16的电源，其特征在于所述电源在交流电压的每个周期内提供四个电流脉冲。
19、权利要求18的电源，其特征在于所述电流脉冲的峰值幅度与所述的电阻相关。
CN96112926A 1995-09-18 1996-09-17 脱机相位控制低功耗电源 Pending CN1150351A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US52948195A 1995-09-18 1995-09-18
US529481 1995-09-18

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN1150351A true CN1150351A (zh) 1997-05-21

Family

ID=24110091

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN96112926A Pending CN1150351A (zh) 1995-09-18 1996-09-17 脱机相位控制低功耗电源

Country Status (7)

Country Link
EP (1) EP0763878A3 (zh)
JP (1) JPH09198150A (zh)
KR (1) KR970019532A (zh)
CN (1) CN1150351A (zh)
MX (1) MX9604162A (zh)
SG (1) SG44974A1 (zh)
TW (1) TW332369B (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100389371C (zh) * 2004-09-16 2008-05-21 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 具有低待机电流的调压器用器件和方法
CN100416441C (zh) * 2005-03-10 2008-09-03 崇贸科技股份有限公司 具有分流控制的稳压器与电源供应器
CN100421044C (zh) * 2005-03-10 2008-09-24 崇贸科技股份有限公司 分流装置及方法

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2787648B1 (fr) * 1998-12-17 2001-06-15 St Microelectronics Sa Convertisseur d'une haute tension alternative en une basse tension continue
FR2828598B1 (fr) 2001-08-10 2003-12-05 Somfy Convertisseur electrique non regule
FR2830383B1 (fr) 2001-10-02 2004-09-10 Somfy Convertisseur de tension
WO2009059646A1 (de) * 2007-11-09 2009-05-14 Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung Hilfsspannungsversorgung für einen stand-by-betrieb
WO2009132693A1 (de) * 2008-04-28 2009-11-05 Inventio Ag Verfahren zum schalten von elektrischen verbrauchern in einem gebäude
FR3101492A1 (fr) * 2019-10-01 2021-04-02 Schneider Electric Industries Sas circuit de régulation en tension et module d’alimentation régulée
CN115245050A (zh) * 2020-03-09 2022-10-25 因特莱索有限责任公司 Ac-dc转换器

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4685046A (en) * 1985-10-03 1987-08-04 The Scott & Fetzer Company Low voltage direct current power supply
DE3727117A1 (de) * 1987-08-14 1989-02-23 Diehl Gmbh & Co Verfahren zur erzeugung einer niedrigen stabilisierten gleichspannung
JP3126565B2 (ja) * 1993-11-01 2001-01-22 株式会社東芝 Ａｃ／ｄｃ変換器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100389371C (zh) * 2004-09-16 2008-05-21 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 具有低待机电流的调压器用器件和方法
CN100416441C (zh) * 2005-03-10 2008-09-03 崇贸科技股份有限公司 具有分流控制的稳压器与电源供应器
CN100421044C (zh) * 2005-03-10 2008-09-24 崇贸科技股份有限公司 分流装置及方法

Also Published As

Publication number Publication date
MX9604162A (es) 1997-08-30
SG44974A1 (en) 1997-12-19
EP0763878A3 (en) 1997-11-05
TW332369B (en) 1998-05-21
EP0763878A2 (en) 1997-03-19
JPH09198150A (ja) 1997-07-31
KR970019532A (ko) 1997-04-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1085435C (zh) 开关调节器
CN1246954C (zh) 开关式电源
CN1068995C (zh) 电源装置
CN1074202C (zh) 交流到直流电力变换器及变换方法
CN1050472C (zh) 把阻值转换为基于该阻值的控制信号的装置及包括该装置的电气设备
CN100337391C (zh) 开关电源装置
CN1085354C (zh) 不停电开关式稳压器
CN1174541C (zh) 开关电源装置
CN1756057A (zh) 具有功率因数校正的整流电路
CN1731910A (zh) 照明用光源的点亮装置
CN1129497A (zh) 脉宽调制直流-直流升压转换器
CN1604441A (zh) 功率因数改良电路
CN1639954A (zh) 开关电源装置
CN1310645A (zh) 操作静电集尘器的方法
CN1906835A (zh) 功率因数改善电路及开关电源装置
CN1150351A (zh) 脱机相位控制低功耗电源
CN1518200A (zh) 开关式电源装置
CN1525634A (zh) Ac-dc转换器和使用该转换器的电源系统
CN1820405A (zh) 开关式电源
CN1077349C (zh) 电源电路
CN1848641A (zh) 准谐振类型开关电源单元及使用其的准谐振开关电源装置
CN1538605A (zh) 用于改变容性负载的功耗的方法
CN1040715C (zh) 降低输入电流畸变的开关方式电源
CN1222101C (zh) 交换式电源供应器
CN1137193A (zh) 辅助供电装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C01 Deemed withdrawal of patent application (patent law 1993)
WD01 Invention patent application deemed withdrawn after publication