JPH09172445A - バスシステムの電源装置 - Google Patents
バスシステムの電源装置Info
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- JPH09172445A JPH09172445A JP7333403A JP33340395A JPH09172445A JP H09172445 A JPH09172445 A JP H09172445A JP 7333403 A JP7333403 A JP 7333403A JP 33340395 A JP33340395 A JP 33340395A JP H09172445 A JPH09172445 A JP H09172445A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 出力電圧の低下を抑制し、回路の大型化を防
止したフィールドバス通信の物理層規約を満たすバスシ
ステムの電源装置を実現する。 【解決手段】 ドライブトランジスタＴｒ１の他端にか
かる電圧Ｖｍを演算増幅器Ａ１の負側入力端子にフィー
ドバックする。演算増幅器は、ドライブトランジスタの
他端にかかる電圧が分圧回路１で取り出した電圧Ｖｐと
等しくなるようにドライブトランジスタの駆動を制御す
る。また、電圧制御用演算増幅器が基準電圧を制御し、
交流出力電圧の平均値が直流出力電圧と等しくなるよう
に制御する。
止したフィールドバス通信の物理層規約を満たすバスシ
ステムの電源装置を実現する。 【解決手段】 ドライブトランジスタＴｒ１の他端にか
かる電圧Ｖｍを演算増幅器Ａ１の負側入力端子にフィー
ドバックする。演算増幅器は、ドライブトランジスタの
他端にかかる電圧が分圧回路１で取り出した電圧Ｖｐと
等しくなるようにドライブトランジスタの駆動を制御す
る。また、電圧制御用演算増幅器が基準電圧を制御し、
交流出力電圧の平均値が直流出力電圧と等しくなるよう
に制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力と通信信号を
同一のバスを用いて伝送するバスシステムに用いられる
バスシステムの電源装置に関するものである。
同一のバスを用いて伝送するバスシステムに用いられる
バスシステムの電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電力と通信信号を同一のバスを用いて伝
送するバスシステムでは、バスに電力を供給する電源装
置の出力インピーダンスが所定の値以上である必要があ
る。これは、通信キャリアの周波数付近において電源装
置の出力インピーダンスが低いと、通信キャリアの振幅
が小さくなることから、通信キャリアの減衰を招き、通
信距離を長くできなくなるためである。
送するバスシステムでは、バスに電力を供給する電源装
置の出力インピーダンスが所定の値以上である必要があ
る。これは、通信キャリアの周波数付近において電源装
置の出力インピーダンスが低いと、通信キャリアの振幅
が小さくなることから、通信キャリアの減衰を招き、通
信距離を長くできなくなるためである。
【０００３】プラント制御システムにはフィールドバス
が引かれている。フィールドバスは、プラントを制御す
る制御ステーションと、プラントに存在するセンサ、バ
ルブ等をつなぐバスである。フィールドバスには、電力
と通信信号を同一のバスで伝送するものがある。フィー
ルドバスに接続されたセンサ等のデバイスは、バスから
一定の直流電流を受けて回路動作をするためのエネルギ
ーを得るとともに、直流電流の上に通信キャリアの周波
数になった交流成分を重畳することによって送信動作を
行う。フィールドバス通信の物理層規約では、ターミネ
ータを含む系でのインピーダンスが、５０Ｈｚ〜３９ｋ
Ｈｚの範囲において、おおむね５０Ω±１０Ωとなるよ
うに規定されている。
が引かれている。フィールドバスは、プラントを制御す
る制御ステーションと、プラントに存在するセンサ、バ
ルブ等をつなぐバスである。フィールドバスには、電力
と通信信号を同一のバスで伝送するものがある。フィー
ルドバスに接続されたセンサ等のデバイスは、バスから
一定の直流電流を受けて回路動作をするためのエネルギ
ーを得るとともに、直流電流の上に通信キャリアの周波
数になった交流成分を重畳することによって送信動作を
行う。フィールドバス通信の物理層規約では、ターミネ
ータを含む系でのインピーダンスが、５０Ｈｚ〜３９ｋ
Ｈｚの範囲において、おおむね５０Ω±１０Ωとなるよ
うに規定されている。
【０００４】ターミネータのインピーダンス分を差し引
くと、電源装置に求められる出力インピーダンスは、図
１５に示すように、通信キャリアの周波数が５０Ｈｚ〜
１．６ｋＨｚの範囲では約５０Ωで一定であり、１．６
ｋＨｚ〜３９ｋＨｚの範囲では周波数に１次比例して増
加する特性となる。図１５のＭの範囲が出力インピーダ
ンスが規定される範囲である。図１５のグラフは、縦軸
に出力インピーダンス、横軸に通信キャリアの周波数を
とっている。縦軸、横軸とも対数目盛になっている。以
下、出力インピーダンスを示すグラフについては同様な
座標軸をとる。
くと、電源装置に求められる出力インピーダンスは、図
１５に示すように、通信キャリアの周波数が５０Ｈｚ〜
１．６ｋＨｚの範囲では約５０Ωで一定であり、１．６
ｋＨｚ〜３９ｋＨｚの範囲では周波数に１次比例して増
加する特性となる。図１５のＭの範囲が出力インピーダ
ンスが規定される範囲である。図１５のグラフは、縦軸
に出力インピーダンス、横軸に通信キャリアの周波数を
とっている。縦軸、横軸とも対数目盛になっている。以
下、出力インピーダンスを示すグラフについては同様な
座標軸をとる。
【０００５】従来、このような出力インピーダンス特性
を満足する電源装置として、図１６に示す構成のものが
あった。この電源装置は、物理層規約でのテスト回路の
一例として用いられている。図１６で、ＶCCは電源、Ｒ
1は５０Ωの抵抗、Ｌ1は５ｍＨのコイルである。コイル
Ｌ1の一端（−側端子）はバス２に接続されている。バ
ス２に電源装置の電力が供給される。このバス２を用い
て電力と通信信号が伝送される。
を満足する電源装置として、図１６に示す構成のものが
あった。この電源装置は、物理層規約でのテスト回路の
一例として用いられている。図１６で、ＶCCは電源、Ｒ
1は５０Ωの抵抗、Ｌ1は５ｍＨのコイルである。コイル
Ｌ1の一端（−側端子）はバス２に接続されている。バ
ス２に電源装置の電力が供給される。このバス２を用い
て電力と通信信号が伝送される。
【０００６】
【０００７】しかし、図１６に示す電源装置では次の問
題点があった。 電源装置にある５０Ωの抵抗Ｒ1に直流電流が流れる
ことによって電力損失が生じるとともに、（直流電流
値）×５０Ωの分だけ電源装置の出力電圧が低下する。 コイルＬ1に直流電流が流れることによってコイルの
コアが飽和しがちになる。このため、コイルＬ1には磁
路の断面積が大きいものが必要になり、回路が大型化す
る。
題点があった。 電源装置にある５０Ωの抵抗Ｒ1に直流電流が流れる
ことによって電力損失が生じるとともに、（直流電流
値）×５０Ωの分だけ電源装置の出力電圧が低下する。 コイルＬ1に直流電流が流れることによってコイルの
コアが飽和しがちになる。このため、コイルＬ1には磁
路の断面積が大きいものが必要になり、回路が大型化す
る。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述した問題
点を解決するためになされたものであり、トランジスタ
と演算増幅器を用いた回路で抵抗とコイルの特性を実現
することによって、出力電圧の低下を抑制し、回路の大
型化を防止したフィールドバス通信の物理層規約を満た
すバスシステムの電源装置を実現することを目的とす
る。
点を解決するためになされたものであり、トランジスタ
と演算増幅器を用いた回路で抵抗とコイルの特性を実現
することによって、出力電圧の低下を抑制し、回路の大
型化を防止したフィールドバス通信の物理層規約を満た
すバスシステムの電源装置を実現することを目的とす
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は次のとおりの構
成になったバスシステムの電源装置である。 （１）電力と通信信号を同一のバスを用いて伝送するバ
スシステムに接続され、前記バスに電力を供給するバス
システムの電源装置において、基準電圧を発生する基準
電圧源と、複数のインピーダンス素子を接続して構成さ
れ、前記インピーダンス素子の中にはインピーダンス値
が周波数に応じて変わる素子が含まれていて、一端は基
準電圧源に接続され、他端は電源装置の出力端に接続さ
れ、前記基準電圧と電源装置の出力電圧を内分した電圧
を取り出す分圧回路と、この分圧回路で取り出した電圧
が正側入力端子に印加される演算増幅器と、一端は電圧
源に接続され、他端は前記演算増幅器の負側入力端子に
接続され、制御端子は演算増幅器の出力端子に接続さ
れ、演算増幅器の出力によって駆動されるドライブトラ
ンジスタと、一端は前記ドライブトランジスタの他端に
接続され、他端は電源装置の出力端に接続され、ドライ
ブトランジスタに流れる電流に応じた電圧を発生する電
流検出抵抗と、を具備し、ドライブトランジスタの他端
にかかる電圧を演算増幅器の負側入力端子にフィードバ
ックし、演算増幅器はドライブトランジスタの他端にか
かる電圧が分圧回路で取り出した電圧と等しくなるよう
にドライブトランジスタの駆動を制御することを特徴と
するバスシステムの電源装置。 （２）正側入力端子は前記基準電圧源に接続され、負側
入力端子は電源装置の出力端に接続され、出力端子は前
記分圧回路の一端に接続され、電源装置の目標出力電圧
と電源装置の実際の出力電圧とを比較し、比較結果に応
じて分圧回路の一端に印加する基準電圧を制御する電圧
制御用演算増幅器を具備したことを特徴とする（１）記
載のバスシステムの電源装置。 （３）前記ドライブトランジスタの他端の電圧を演算増
幅器の負側入力端子にフィードバックする経路に挿入さ
れたコンデンサと、電源装置の出力端の電圧を演算増幅
器の負側入力端子にフィードバックする経路に挿入され
た抵抗回路と、を具備し、電源装置の出力電圧の直流成
分は前記抵抗回路を介して演算増幅器にフィードバック
し、交流成分は前記コンデンサを介して演算増幅器にフ
ィードバックすることを特徴とする（１）記載のバスシ
ステムの電源装置。 （４）前記分圧回路は、直列接続された抵抗とコンデン
サを並列接続してなる並列回路、この並列回路に対して
直列接続された抵抗、前記並列回路にある抵抗に並列接
続されたスイッチから構成され、前記スイッチがオフに
なったときに電源装置にターミネータを並列接続した回
路と等価な回路を構成することを特徴とする（１）、
（２）または（３）記載のバスシステムの電源装置。 （５）前記演算増幅器の代わりに制御用トランジスタを
設け、この制御用トランジスタは、制御端子に前記分圧
回路で取り出した電圧が印加され、一端は前記電圧源に
接続され、他端は前記ドライブトランジスタの制御端子
に接続されていることを特徴とする（１）または（２）
記載のバスシステムの電源装置。
成になったバスシステムの電源装置である。 （１）電力と通信信号を同一のバスを用いて伝送するバ
スシステムに接続され、前記バスに電力を供給するバス
システムの電源装置において、基準電圧を発生する基準
電圧源と、複数のインピーダンス素子を接続して構成さ
れ、前記インピーダンス素子の中にはインピーダンス値
が周波数に応じて変わる素子が含まれていて、一端は基
準電圧源に接続され、他端は電源装置の出力端に接続さ
れ、前記基準電圧と電源装置の出力電圧を内分した電圧
を取り出す分圧回路と、この分圧回路で取り出した電圧
が正側入力端子に印加される演算増幅器と、一端は電圧
源に接続され、他端は前記演算増幅器の負側入力端子に
接続され、制御端子は演算増幅器の出力端子に接続さ
れ、演算増幅器の出力によって駆動されるドライブトラ
ンジスタと、一端は前記ドライブトランジスタの他端に
接続され、他端は電源装置の出力端に接続され、ドライ
ブトランジスタに流れる電流に応じた電圧を発生する電
流検出抵抗と、を具備し、ドライブトランジスタの他端
にかかる電圧を演算増幅器の負側入力端子にフィードバ
ックし、演算増幅器はドライブトランジスタの他端にか
かる電圧が分圧回路で取り出した電圧と等しくなるよう
にドライブトランジスタの駆動を制御することを特徴と
するバスシステムの電源装置。 （２）正側入力端子は前記基準電圧源に接続され、負側
入力端子は電源装置の出力端に接続され、出力端子は前
記分圧回路の一端に接続され、電源装置の目標出力電圧
と電源装置の実際の出力電圧とを比較し、比較結果に応
じて分圧回路の一端に印加する基準電圧を制御する電圧
制御用演算増幅器を具備したことを特徴とする（１）記
載のバスシステムの電源装置。 （３）前記ドライブトランジスタの他端の電圧を演算増
幅器の負側入力端子にフィードバックする経路に挿入さ
れたコンデンサと、電源装置の出力端の電圧を演算増幅
器の負側入力端子にフィードバックする経路に挿入され
た抵抗回路と、を具備し、電源装置の出力電圧の直流成
分は前記抵抗回路を介して演算増幅器にフィードバック
し、交流成分は前記コンデンサを介して演算増幅器にフ
ィードバックすることを特徴とする（１）記載のバスシ
ステムの電源装置。 （４）前記分圧回路は、直列接続された抵抗とコンデン
サを並列接続してなる並列回路、この並列回路に対して
直列接続された抵抗、前記並列回路にある抵抗に並列接
続されたスイッチから構成され、前記スイッチがオフに
なったときに電源装置にターミネータを並列接続した回
路と等価な回路を構成することを特徴とする（１）、
（２）または（３）記載のバスシステムの電源装置。 （５）前記演算増幅器の代わりに制御用トランジスタを
設け、この制御用トランジスタは、制御端子に前記分圧
回路で取り出した電圧が印加され、一端は前記電圧源に
接続され、他端は前記ドライブトランジスタの制御端子
に接続されていることを特徴とする（１）または（２）
記載のバスシステムの電源装置。
【００１０】
【作用】第１の発明では、ドライブトランジスタの他端
にかかる電圧を演算増幅器の負側入力端子にフィードバ
ックする。演算増幅器は、ドライブトランジスタの他端
にかかる電圧が分圧回路で取り出した電圧と等しくなる
ようにドライブトランジスタの駆動を制御する。（ドラ
イブトランジスタの他端にかかる電圧）＝（分圧回路で
取り出した電圧）の状態では、電源装置の出力インピー
ダンスは（電流検出抵抗の抵抗値）／（分圧回路の内分
比）になる。第２の発明では、電圧制御用演算増幅器が
基準電圧を制御し、交流出力電圧の平均値が直流出力電
圧と等しくなるように制御する。第３の発明では、電源
装置の出力電圧の直流成分は抵抗回路を介して演算増幅
器にフィードバックし、交流成分はコンデンサを介して
演算増幅器にフィードバックすることにより、演算増幅
器が電圧制御用演算増幅器の動作を兼ねる。第４の発明
では、分圧回路を抵抗、コンデンサ及びスイッチからな
る回路で構成し、スイッチがオフになったときに電源装
置にターミネータを並列接続した回路と等価な回路を構
成する。第５の発明では、演算増幅器の代わりに制御用
トランジスタを設け、この制御用トランジスタでドライ
ブトランジスタを制御し、演算増幅器が動作できない高
周波数のキャリアで通信を行う場合に対応する。
にかかる電圧を演算増幅器の負側入力端子にフィードバ
ックする。演算増幅器は、ドライブトランジスタの他端
にかかる電圧が分圧回路で取り出した電圧と等しくなる
ようにドライブトランジスタの駆動を制御する。（ドラ
イブトランジスタの他端にかかる電圧）＝（分圧回路で
取り出した電圧）の状態では、電源装置の出力インピー
ダンスは（電流検出抵抗の抵抗値）／（分圧回路の内分
比）になる。第２の発明では、電圧制御用演算増幅器が
基準電圧を制御し、交流出力電圧の平均値が直流出力電
圧と等しくなるように制御する。第３の発明では、電源
装置の出力電圧の直流成分は抵抗回路を介して演算増幅
器にフィードバックし、交流成分はコンデンサを介して
演算増幅器にフィードバックすることにより、演算増幅
器が電圧制御用演算増幅器の動作を兼ねる。第４の発明
では、分圧回路を抵抗、コンデンサ及びスイッチからな
る回路で構成し、スイッチがオフになったときに電源装
置にターミネータを並列接続した回路と等価な回路を構
成する。第５の発明では、演算増幅器の代わりに制御用
トランジスタを設け、この制御用トランジスタでドライ
ブトランジスタを制御し、演算増幅器が動作できない高
周波数のキャリアで通信を行う場合に対応する。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、図面を用いて本発明を説明
する。図１は本発明の原理説明図である。図１におい
て、Ｖrは基準電圧を発生する基準電圧源である。１は
分圧回路であり、直列接続された抵抗Ｒ1及びＲ2から構
成され、一端は基準電圧源Ｖrに接続され、他端は電源
装置の出力端Ｂに接続されている。分圧回路１は、基準
電圧と電源装置の出力電圧を内分した電圧を取り出す。
なお、図１の回路では分圧回路１は抵抗だけから構成さ
れているが、本発明の実施例ではコンデンサ等の周波数
依存性をもつインピーダンス素子を用い、分圧特性に周
波数依存性をもたせる。Ａ1は演算増幅器であり、分圧
回路１で取り出した電圧が正側入力端子に印加されてい
る。Ｔｒ１はドライブトランジスタであり、一端は電圧
源Ｖ1に接続され、他端は演算増幅器Ａ1の負側入力端子
に接続され、制御端子は演算増幅器Ａ1の出力端子に接
続されている。ドライブトランジスタＴｒ１は、演算増
幅器Ａ1の出力によって駆動される。Ｒｓは電流検出抵
抗であり、一端はドライブトランジスタＴｒ１の他端に
接続され、他端は電源装置の出力端Ｂに接続されてい
る。電流検出抵抗Ｒｓは、ドライブトランジスタＴｒ１
に流れる電流に応じた電圧を発生する。
する。図１は本発明の原理説明図である。図１におい
て、Ｖrは基準電圧を発生する基準電圧源である。１は
分圧回路であり、直列接続された抵抗Ｒ1及びＲ2から構
成され、一端は基準電圧源Ｖrに接続され、他端は電源
装置の出力端Ｂに接続されている。分圧回路１は、基準
電圧と電源装置の出力電圧を内分した電圧を取り出す。
なお、図１の回路では分圧回路１は抵抗だけから構成さ
れているが、本発明の実施例ではコンデンサ等の周波数
依存性をもつインピーダンス素子を用い、分圧特性に周
波数依存性をもたせる。Ａ1は演算増幅器であり、分圧
回路１で取り出した電圧が正側入力端子に印加されてい
る。Ｔｒ１はドライブトランジスタであり、一端は電圧
源Ｖ1に接続され、他端は演算増幅器Ａ1の負側入力端子
に接続され、制御端子は演算増幅器Ａ1の出力端子に接
続されている。ドライブトランジスタＴｒ１は、演算増
幅器Ａ1の出力によって駆動される。Ｒｓは電流検出抵
抗であり、一端はドライブトランジスタＴｒ１の他端に
接続され、他端は電源装置の出力端Ｂに接続されてい
る。電流検出抵抗Ｒｓは、ドライブトランジスタＴｒ１
に流れる電流に応じた電圧を発生する。
【００１２】このような回路では、ドライブトランジス
タＴｒ１は、演算増幅器Ａ1の出力によって駆動され、
電圧源Ｖ1の電圧に基づいて流れる電流を制御する。ド
ライブトランジスタＴｒ１の他端（Ｄ点）にかかる電圧
ＶmはドライブトランジスタＴｒ１に流れる電圧によっ
て変わる。この電圧Ｖmは演算増幅器Ａ1の負側入力端子
にフィードバックされる。演算増幅器Ａ1は電圧Ｖmが分
圧回路１で取り出した電圧Ｖpと等しくなるようにドラ
イブトランジスタＴｒ１に流れる電流を制御する。
タＴｒ１は、演算増幅器Ａ1の出力によって駆動され、
電圧源Ｖ1の電圧に基づいて流れる電流を制御する。ド
ライブトランジスタＴｒ１の他端（Ｄ点）にかかる電圧
ＶmはドライブトランジスタＴｒ１に流れる電圧によっ
て変わる。この電圧Ｖmは演算増幅器Ａ1の負側入力端子
にフィードバックされる。演算増幅器Ａ1は電圧Ｖmが分
圧回路１で取り出した電圧Ｖpと等しくなるようにドラ
イブトランジスタＴｒ１に流れる電流を制御する。
【００１３】ここで、電源装置の出力インピーダンスは
次のとおりになる。分圧回路１は、基準電圧源Ｖrの基
準電圧と電源装置の出力電圧を内分しているため、分圧
回路１で取り出した電圧Ｖpは次式で与えられる。 Ｖp＝Ｖo・（１−Ｋ）＋Ｖr・Ｋ ただし、Ｋ：分圧回路１の内分比、Ｖr：基準電圧源Ｖr
の基準電圧 Ｖo：電源装置の出力電圧、Ｒ1＝Ｒ・Ｋ、Ｒ2＝Ｒ（１
−Ｋ） Ｒ1，Ｒ2：抵抗Ｒ1，Ｒ2の抵抗値、Ｒ＝Ｒ1＋Ｒ2 また、出力電圧Ｖoは次式で与えられる。 Ｖo＝Ｖm−Ｒｓ・Ｉ ただし、Ｉ：電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流、Ｒｓ：電
流検出抵抗Ｒｓの抵抗値 式では、Ｒ>>Ｒｓであり、分圧回路１に流れる電流は
電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流に比べて十分小さいとし
て省略している。演算増幅器Ａ1のイマジナリショート
より次式が成立する。 Ｖp＝Ｖm 〜式よりＶp，Ｖmを消去すると次のとおりになる。 Ｖo＝Ｖo・（１−Ｋ）＋Ｖr・Ｋ−Ｒｓ・Ｉ Ｖo・Ｋ＝Ｖr・Ｋ−Ｒｓ・Ｉ 電源装置の出力インピーダンスＺは次式で与えられる。 Ｚ＝−ΔＶo／ΔＩ＝Ｒｓ／Ｋ 式に示すように出力インピーダンスＺは電流検出抵抗
の抵抗値Ｒｓと分圧比Ｋの比だけで定まる。
次のとおりになる。分圧回路１は、基準電圧源Ｖrの基
準電圧と電源装置の出力電圧を内分しているため、分圧
回路１で取り出した電圧Ｖpは次式で与えられる。 Ｖp＝Ｖo・（１−Ｋ）＋Ｖr・Ｋ ただし、Ｋ：分圧回路１の内分比、Ｖr：基準電圧源Ｖr
の基準電圧 Ｖo：電源装置の出力電圧、Ｒ1＝Ｒ・Ｋ、Ｒ2＝Ｒ（１
−Ｋ） Ｒ1，Ｒ2：抵抗Ｒ1，Ｒ2の抵抗値、Ｒ＝Ｒ1＋Ｒ2 また、出力電圧Ｖoは次式で与えられる。 Ｖo＝Ｖm−Ｒｓ・Ｉ ただし、Ｉ：電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流、Ｒｓ：電
流検出抵抗Ｒｓの抵抗値 式では、Ｒ>>Ｒｓであり、分圧回路１に流れる電流は
電流検出抵抗Ｒｓに流れる電流に比べて十分小さいとし
て省略している。演算増幅器Ａ1のイマジナリショート
より次式が成立する。 Ｖp＝Ｖm 〜式よりＶp，Ｖmを消去すると次のとおりになる。 Ｖo＝Ｖo・（１−Ｋ）＋Ｖr・Ｋ−Ｒｓ・Ｉ Ｖo・Ｋ＝Ｖr・Ｋ−Ｒｓ・Ｉ 電源装置の出力インピーダンスＺは次式で与えられる。 Ｚ＝−ΔＶo／ΔＩ＝Ｒｓ／Ｋ 式に示すように出力インピーダンスＺは電流検出抵抗
の抵抗値Ｒｓと分圧比Ｋの比だけで定まる。
【００１４】図２は本発明の一実施例を示した構成図で
ある。図２の回路では分圧回路１にコンデンサを設け、
内分比に周波数依存性をもたせている。図２において、
Ｃ1，Ｃ2は分圧回路１に設けられたコンデンサである。
コンデンサＣ1は、抵抗Ｒ1，Ｒ2と直列に接続されてい
る。コンデンサＣ2は、抵抗Ｒ1とコンデンサＣ1の直列
接続部分に並列接続されている。３は通信キャリアを模
擬した信号を発生するシミュレーション用付加回路であ
る。図２の例では電源装置の出力インピーダンスを測定
するためにシミュレーション用付加回路３を設けてい
て、実際の通信ではこの回路は設けない。シミュレーシ
ョン用付加回路３において、Ｓ1は正弦波の交流電圧を
発生する信号源、Ｃ3はコンデンサ、ＲＬはソースイン
ピーダンスとなっている抵抗、Ｉ1は負荷電流を模擬し
た電流源である。信号源Ｓ1の発生信号が通信キャリア
を模擬した信号となる。
ある。図２の回路では分圧回路１にコンデンサを設け、
内分比に周波数依存性をもたせている。図２において、
Ｃ1，Ｃ2は分圧回路１に設けられたコンデンサである。
コンデンサＣ1は、抵抗Ｒ1，Ｒ2と直列に接続されてい
る。コンデンサＣ2は、抵抗Ｒ1とコンデンサＣ1の直列
接続部分に並列接続されている。３は通信キャリアを模
擬した信号を発生するシミュレーション用付加回路であ
る。図２の例では電源装置の出力インピーダンスを測定
するためにシミュレーション用付加回路３を設けてい
て、実際の通信ではこの回路は設けない。シミュレーシ
ョン用付加回路３において、Ｓ1は正弦波の交流電圧を
発生する信号源、Ｃ3はコンデンサ、ＲＬはソースイン
ピーダンスとなっている抵抗、Ｉ1は負荷電流を模擬し
た電流源である。信号源Ｓ1の発生信号が通信キャリア
を模擬した信号となる。
【００１５】図２の回路では分圧回路１にコンデンサを
設けているため、内分比は通信キャリアの周波数に応じ
て変わる。従って、式で与えられる出力インピーダン
スＺも通信キャリアの周波数に応じて変化する。
設けているため、内分比は通信キャリアの周波数に応じ
て変わる。従って、式で与えられる出力インピーダン
スＺも通信キャリアの周波数に応じて変化する。
【００１６】図３はシミュレーション用付加回路３によ
り図２の電源装置の出力端にキャリアを模擬した交流電
圧を加えたときの各部の電圧波形を示した図である。シ
ミュレーション用付加回路３から加える交流電圧Ｖ
SOURCEは、振幅１Ｖ、周波数１００Ｈｚの正弦波電圧で
ある。電源装置の出力電圧Ｖoの振幅が交流電圧Ｖ
SOURCEの振幅の半分になっていることから、電源装置の
出力インピーダンスは信号源Ｓ1のソースインピーダン
スＲＬと等しくなっている。
り図２の電源装置の出力端にキャリアを模擬した交流電
圧を加えたときの各部の電圧波形を示した図である。シ
ミュレーション用付加回路３から加える交流電圧Ｖ
SOURCEは、振幅１Ｖ、周波数１００Ｈｚの正弦波電圧で
ある。電源装置の出力電圧Ｖoの振幅が交流電圧Ｖ
SOURCEの振幅の半分になっていることから、電源装置の
出力インピーダンスは信号源Ｓ1のソースインピーダン
スＲＬと等しくなっている。
【００１７】図４は図２の電源装置の出力インピーダン
ス特性を示した図である。図４に示すように電源装置の
出力インピーダンスは、５０Ｈｚ以下の帯域では電流検
出抵抗Ｒｓの抵抗値（図２の例では５Ω）がそのまま出
力インピーダンスになっている。また、５０Ｈｚ〜１．
６ｋＨｚでは約５０Ω、１．６ｋＨｚ以上の帯域では周
波数に比例して増加している。このような周波数特性は
フィールドバス物理層での要求特性を満たしている。
ス特性を示した図である。図４に示すように電源装置の
出力インピーダンスは、５０Ｈｚ以下の帯域では電流検
出抵抗Ｒｓの抵抗値（図２の例では５Ω）がそのまま出
力インピーダンスになっている。また、５０Ｈｚ〜１．
６ｋＨｚでは約５０Ω、１．６ｋＨｚ以上の帯域では周
波数に比例して増加している。このような周波数特性は
フィールドバス物理層での要求特性を満たしている。
【００１８】図５は本発明の他の実施例を示した構成図
である。図５で、Ａ2は電圧制御用演算増幅器、Ｃ4はコ
ンデンサ、Ｒ3〜Ｒ5は抵抗である。これらの回路によ
り、電圧制御用演算増幅器Ａ2は、正側入力端子は基準
電圧源Ｖｒに接続され、負側入力端子は抵抗Ｒ3〜Ｒ5か
らなる抵抗回路を介して電源装置の出力端に接続され、
出力端子は分圧回路１の一端に接続されている。電圧制
御用演算増幅器Ａ2は、電源装置の目標出力電圧と電源
装置の実際の出力電圧Ｖoとを比較し、比較結果に応じ
て分圧回路１の一端に印加する基準電圧を制御する。図
５の回路では、２．５Ｖの基準電圧を８倍に増幅し、２
０Ｖの出力電圧を出力している。なお、図５の例では基
準電圧を増幅するために抵抗回路を設けているが、増幅
する必要がないときは抵抗回路はなくてもよい。
である。図５で、Ａ2は電圧制御用演算増幅器、Ｃ4はコ
ンデンサ、Ｒ3〜Ｒ5は抵抗である。これらの回路によ
り、電圧制御用演算増幅器Ａ2は、正側入力端子は基準
電圧源Ｖｒに接続され、負側入力端子は抵抗Ｒ3〜Ｒ5か
らなる抵抗回路を介して電源装置の出力端に接続され、
出力端子は分圧回路１の一端に接続されている。電圧制
御用演算増幅器Ａ2は、電源装置の目標出力電圧と電源
装置の実際の出力電圧Ｖoとを比較し、比較結果に応じ
て分圧回路１の一端に印加する基準電圧を制御する。図
５の回路では、２．５Ｖの基準電圧を８倍に増幅し、２
０Ｖの出力電圧を出力している。なお、図５の例では基
準電圧を増幅するために抵抗回路を設けているが、増幅
する必要がないときは抵抗回路はなくてもよい。
【００１９】図６はシミュレーション用付加回路３によ
り図５の電源装置の出力端にキャリアを模擬した交流電
圧を加えたときの各部の電圧波形を示した図である。シ
ミュレーション用付加回路３から加える交流電圧Ｖ
SOURCEは、振幅１Ｖ、周波数１００Ｈｚの正弦波電圧で
ある。図６のグラフより、図５の回路では図２の回路と
比べて、電源装置の出力電圧Ｖoの平均値がより正確に
２０Ｖに維持されている点が改善されている。図２の回
路では、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値（図２の例では５
Ω）と負荷電流Ｉ1（図２の例では２０ｍＡ）の積の分
だけ出力電圧Ｖoの平均値が下がっていたが、図５の回
路ではこれを解消している。
り図５の電源装置の出力端にキャリアを模擬した交流電
圧を加えたときの各部の電圧波形を示した図である。シ
ミュレーション用付加回路３から加える交流電圧Ｖ
SOURCEは、振幅１Ｖ、周波数１００Ｈｚの正弦波電圧で
ある。図６のグラフより、図５の回路では図２の回路と
比べて、電源装置の出力電圧Ｖoの平均値がより正確に
２０Ｖに維持されている点が改善されている。図２の回
路では、電流検出抵抗Ｒｓの抵抗値（図２の例では５
Ω）と負荷電流Ｉ1（図２の例では２０ｍＡ）の積の分
だけ出力電圧Ｖoの平均値が下がっていたが、図５の回
路ではこれを解消している。
【００２０】図７は図５の電源装置の出力インピーダン
ス特性を示した図である。図７では図４のグラフに比べ
て５０Ｈｚ以下の低周波域の出力インピーダンスが低く
なっている。
ス特性を示した図である。図７では図４のグラフに比べ
て５０Ｈｚ以下の低周波域の出力インピーダンスが低く
なっている。
【００２１】図８は本発明の他の実施例を示した構成図
である。図８において、Ｃ5はドライブトランジスタＴ
ｒ１の他端（Ｄ点）の電圧を演算増幅器Ａ1の負側入力
端子にフィードバックする経路に挿入されたコンデンサ
である。図８の回路では、コンデンサＣ5が出力電圧の
交流成分を演算増幅器Ａ1にフィードバックし、抵抗Ｒ3
〜Ｒ5からなる抵抗回路が出力電圧の直流成分を演算増
幅器Ａ1にフィードバックする。演算増幅器Ａ1は、フィ
ードバックにより、直流成分に対しては８倍のゲインを
もつアンプとして作用し、交流成分に対しては１倍のゲ
インをもつバッファとして作用している。
である。図８において、Ｃ5はドライブトランジスタＴ
ｒ１の他端（Ｄ点）の電圧を演算増幅器Ａ1の負側入力
端子にフィードバックする経路に挿入されたコンデンサ
である。図８の回路では、コンデンサＣ5が出力電圧の
交流成分を演算増幅器Ａ1にフィードバックし、抵抗Ｒ3
〜Ｒ5からなる抵抗回路が出力電圧の直流成分を演算増
幅器Ａ1にフィードバックする。演算増幅器Ａ1は、フィ
ードバックにより、直流成分に対しては８倍のゲインを
もつアンプとして作用し、交流成分に対しては１倍のゲ
インをもつバッファとして作用している。
【００２２】図９はシミュレーション用付加回路３によ
り図８の電源装置の出力端にキャリアを模擬した交流電
圧を加えたときの各部の電圧波形を示した図である。図
９の波形に示すように、図８の回路では図５の回路と同
様な動作を１個の演算増幅器Ａ1で実現している。
り図８の電源装置の出力端にキャリアを模擬した交流電
圧を加えたときの各部の電圧波形を示した図である。図
９の波形に示すように、図８の回路では図５の回路と同
様な動作を１個の演算増幅器Ａ1で実現している。
【００２３】図１０は図８の電源装置の出力インピーダ
ンス特性を示した図である。図１０のグラフは図７のグ
ラフに比べて５０Ｈｚ以下の低周波域の出力インピーダ
ンスに若干の差異が認められるが、出力インピーダンス
の絶対値が低いことから、図７のグラフの特性と同等と
みなすことができる。図８の回路では図５の回路と同様
な特性を１個の演算増幅器Ａ1で実現できる。
ンス特性を示した図である。図１０のグラフは図７のグ
ラフに比べて５０Ｈｚ以下の低周波域の出力インピーダ
ンスに若干の差異が認められるが、出力インピーダンス
の絶対値が低いことから、図７のグラフの特性と同等と
みなすことができる。図８の回路では図５の回路と同様
な特性を１個の演算増幅器Ａ1で実現できる。
【００２４】図１１は本発明の他の実施例を示した構成
図である。図１１の回路と図８の回路との相違は、抵抗
Ｒ6をコンデンサＣ2に対して直列に接続したことと、設
定スイッチＳＷを抵抗Ｒ6に並列に接続したことであ
る。
図である。図１１の回路と図８の回路との相違は、抵抗
Ｒ6をコンデンサＣ2に対して直列に接続したことと、設
定スイッチＳＷを抵抗Ｒ6に並列に接続したことであ
る。
【００２５】図１１の回路では、設定スイッチＳＷが閉
じているときは図８の回路と同じ特性になる。設定スイ
ッチＳＷが開いているときは、図１２に示す出力インピ
ーダンス特性になる。図１２に示すように１．６ｋＨｚ
以上の帯域では出力インピーダンスが１００Ωに保持さ
れていて、図８の電源装置に１個のターミネータを並列
に接続したのと同じ特性が、回路部品を追加することな
く得ることができる。ターミネータは、例えば、１００
Ωの抵抗と１μＦのコンデンサを直列接続した回路であ
る。
じているときは図８の回路と同じ特性になる。設定スイ
ッチＳＷが開いているときは、図１２に示す出力インピ
ーダンス特性になる。図１２に示すように１．６ｋＨｚ
以上の帯域では出力インピーダンスが１００Ωに保持さ
れていて、図８の電源装置に１個のターミネータを並列
に接続したのと同じ特性が、回路部品を追加することな
く得ることができる。ターミネータは、例えば、１００
Ωの抵抗と１μＦのコンデンサを直列接続した回路であ
る。
【００２６】図１３は本発明の他の実施例を示した構成
図である。図１３の回路は図２の回路の演算増幅器Ａ1
の代わりに出力トランジスタＴｒ２を用いた構成になっ
ている。出力トランジスタＴｒ２は、制御端子に分圧回
路１で取り出した電圧が印加され、一端は電圧源Ｖ1に
接続され、他端はドライブトランジスタＴｒ１の制御端
子に接続されている。演算増幅器の代わりにトランジス
タを用いることにより、演算増幅器が動作できない高周
波数のキャリアで通信を行う場合にも対応できる。
図である。図１３の回路は図２の回路の演算増幅器Ａ1
の代わりに出力トランジスタＴｒ２を用いた構成になっ
ている。出力トランジスタＴｒ２は、制御端子に分圧回
路１で取り出した電圧が印加され、一端は電圧源Ｖ1に
接続され、他端はドライブトランジスタＴｒ１の制御端
子に接続されている。演算増幅器の代わりにトランジス
タを用いることにより、演算増幅器が動作できない高周
波数のキャリアで通信を行う場合にも対応できる。
【００２７】図１４は本発明の他の実施例を示した構成
図である。図１４の回路も図５の回路の演算増幅器Ａ1
の代わりに出力トランジスタＴｒ２を用いた構成になっ
ている。出力トランジスタＴｒ２の接続は図１３の回路
と同様である。図１４の回路でも演算増幅器が動作でき
ない高周波数のキャリアで通信を行う場合にも対応でき
る。
図である。図１４の回路も図５の回路の演算増幅器Ａ1
の代わりに出力トランジスタＴｒ２を用いた構成になっ
ている。出力トランジスタＴｒ２の接続は図１３の回路
と同様である。図１４の回路でも演算増幅器が動作でき
ない高周波数のキャリアで通信を行う場合にも対応でき
る。
【００２８】
【発明の効果】本発明によれば、トランジスタと演算増
幅器を用いた回路で抵抗とコイルの特性を実現している
ため、従来におけるフィールドバス通信の物理層規約を
満たす電源装置の問題点を解決できる。すなわち、従来
の電源装置では、電源に直列接続された抵抗に直流電流
が流れることによって、（直流電流値）×（抵抗値）の
分だけ電源装置の出力電圧が低下するが、本願発明では
トランジスタと演算増幅器を用いた回路により出力電圧
の低下を抑制を抑制できる。また、従来の電源装置で
は、コイルに直流電流が流れることによってコイルのコ
アが飽和しがちになるため、コイルには磁路の断面積が
大きいものが必要になり、回路が大型化する。本願発明
ではコイルがないため、回路の大型化を防止できる。以
上説明したように本発明によれば、出力電圧の低下を抑
制し、回路の大型化を防止したバスシステムの電源装置
を実現することができる。
幅器を用いた回路で抵抗とコイルの特性を実現している
ため、従来におけるフィールドバス通信の物理層規約を
満たす電源装置の問題点を解決できる。すなわち、従来
の電源装置では、電源に直列接続された抵抗に直流電流
が流れることによって、（直流電流値）×（抵抗値）の
分だけ電源装置の出力電圧が低下するが、本願発明では
トランジスタと演算増幅器を用いた回路により出力電圧
の低下を抑制を抑制できる。また、従来の電源装置で
は、コイルに直流電流が流れることによってコイルのコ
アが飽和しがちになるため、コイルには磁路の断面積が
大きいものが必要になり、回路が大型化する。本願発明
ではコイルがないため、回路の大型化を防止できる。以
上説明したように本発明によれば、出力電圧の低下を抑
制し、回路の大型化を防止したバスシステムの電源装置
を実現することができる。
【図１】本発明の原理説明図である。
【図２】本発明の一実施例を示した構成図である。
【図３】図２の電源装置の各部の電圧波形を示した図で
ある。
ある。
【図４】図２の電源装置の出力インピーダンス特性を示
した図である。
した図である。
【図５】本発明の他の実施例を示した構成図である。
【図６】図５の電源装置の各部の電圧波形を示した図で
ある。
ある。
【図７】図５の電源装置の出力インピーダンス特性を示
した図である。
した図である。
【図８】本発明の他の実施例を示した構成図である。
【図９】図８の電源装置の各部の電圧波形を示した図で
ある。
ある。
【図１０】図８の電源装置の出力インピーダンス特性を
示した図である。
示した図である。
【図１１】本発明の他の実施例を示した構成図である。
【図１２】図１１の電源装置の出力インピーダンス特性
を示した図である。
を示した図である。
【図１３】本発明の他の実施例を示した構成図である。
【図１４】本発明の他の実施例を示した構成図である。
【図１５】電源装置に求められる出力インピーダンス特
性を示した図である。
性を示した図である。
【図１６】従来におけるバスシステムの電源装置の構成
例を示した図である。
例を示した図である。
１ 分圧回路 ２ バス Ｒ1〜Ｒ6 抵抗 Ｒｓ 電流検出抵抗 Ｃ1〜Ｃ6 コンデンサ Ｔｒ１ ドライブトランジスタ Ｔｒ２ 制御用トランジスタ Ａ1 演算増幅器 Ａ2 電圧制御用演算増幅器 Ｖｒ 基準電圧源 Ｖ1 電圧源 ＳＷ スイッチ
Claims (5)
- 【請求項１】 電力と通信信号を同一のバスを用いて伝
送するバスシステムに接続され、前記バスに電力を供給
するバスシステムの電源装置において、 基準電圧を発生する基準電圧源と、 複数のインピーダンス素子を接続して構成され、前記イ
ンピーダンス素子の中にはインピーダンス値が周波数に
応じて変わる素子が含まれていて、一端は基準電圧源に
接続され、他端は電源装置の出力端に接続され、前記基
準電圧と電源装置の出力電圧を内分した電圧を取り出す
分圧回路と、 この分圧回路で取り出した電圧が正側入力端子に印加さ
れる演算増幅器と、 一端は電圧源に接続され、他端は前記演算増幅器の負側
入力端子に接続され、制御端子は演算増幅器の出力端子
に接続され、演算増幅器の出力によって駆動されるドラ
イブトランジスタと、 一端は前記ドライブトランジスタの他端に接続され、他
端は電源装置の出力端に接続され、ドライブトランジス
タに流れる電流に応じた電圧を発生する電流検出抵抗
と、を具備し、ドライブトランジスタの他端にかかる電
圧を演算増幅器の負側入力端子にフィードバックし、演
算増幅器はドライブトランジスタの他端にかかる電圧が
分圧回路で取り出した電圧と等しくなるようにドライブ
トランジスタの駆動を制御することを特徴とするバスシ
ステムの電源装置。 - 【請求項２】 正側入力端子は前記基準電圧源に接続さ
れ、負側入力端子は電源装置の出力端に接続され、出力
端子は前記分圧回路の一端に接続され、電源装置の目標
出力電圧と電源装置の実際の出力電圧とを比較し、比較
結果に応じて分圧回路の一端に印加する基準電圧を制御
する電圧制御用演算増幅器を具備したことを特徴とする
請求項１記載のバスシステムの電源装置。 - 【請求項３】 前記ドライブトランジスタの他端の電圧
を演算増幅器の負側入力端子にフィードバックする経路
に挿入されたコンデンサと、 電源装置の出力端の電圧を演算増幅器の負側入力端子に
フィードバックする経路に挿入された抵抗回路と、を具
備し、電源装置の出力電圧の直流成分は前記抵抗回路を
介して演算増幅器にフィードバックし、交流成分は前記
コンデンサを介して演算増幅器にフィードバックするこ
とを特徴とする請求項１記載のバスシステムの電源装
置。 - 【請求項４】 前記分圧回路は、直列接続された抵抗と
コンデンサを並列接続してなる並列回路、この並列回路
に対して直列接続された抵抗、前記並列回路にある抵抗
に並列接続されたスイッチから構成され、前記スイッチ
がオフになったときに電源装置にターミネータを並列接
続した回路と等価な回路を構成することを特徴とする請
求項１、請求項２または請求項３記載のバスシステムの
電源装置。 - 【請求項５】 前記演算増幅器の代わりに制御用トラン
ジスタを設け、この制御用トランジスタは、制御端子に
前記分圧回路で取り出した電圧が印加され、一端は前記
電圧源に接続され、他端は前記ドライブトランジスタの
制御端子に接続されていることを特徴とする請求項１ま
たは請求項２記載のバスシステムの電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33340395A JP3175569B2 (ja) | 1995-12-21 | 1995-12-21 | バスシステムの電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33340395A JP3175569B2 (ja) | 1995-12-21 | 1995-12-21 | バスシステムの電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09172445A true JPH09172445A (ja) | 1997-06-30 |
| JP3175569B2 JP3175569B2 (ja) | 2001-06-11 |
Family
ID=18265730
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33340395A Expired - Fee Related JP3175569B2 (ja) | 1995-12-21 | 1995-12-21 | バスシステムの電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3175569B2 (ja) |
-
1995
- 1995-12-21 JP JP33340395A patent/JP3175569B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3175569B2 (ja) | 2001-06-11 |
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