JPH09163757A - インバータ装置 - Google Patents
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- JPH09163757A JPH09163757A JP7319315A JP31931595A JPH09163757A JP H09163757 A JPH09163757 A JP H09163757A JP 7319315 A JP7319315 A JP 7319315A JP 31931595 A JP31931595 A JP 31931595A JP H09163757 A JPH09163757 A JP H09163757A
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Abstract
を電力系統13やモータなどの交流負荷に供給するよう
にしたインバータ装置11において、電力系統3へ回生
する電力、すなわち電流Isを、簡便な構成で、系統電
圧Vsおよび波形歪などに拘りなく、安定化させる。 【解決手段】 太陽電池12およびPWMインバータ1
4から成る高周波電圧源を、インミッタンス変換器15
によって高周波電流源に変換し、電圧制御によって、系
統電圧Vsおよび該系統電圧Vsの波形歪などに拘りな
く、所望とする一定の電流Isを供給可能とする。これ
によって、連系リアクトルなどの大がかりな構成が不要
となり、かつ複雑な制御を行う必要なく、簡便な構成
で、系統電圧Vsの変動を受けることなく、また、該電
圧Vsの波形歪などに対しても影響を受けることなく、
常に所望とする一定の電流Isを回生することができ
る。
Description
電された直流電力を、商用交流の電力系統と連系して、
該電力系統に回生するために好適に実施されるインバー
タ装置に関する。
業に伴って、太陽光発電等で各家庭などで発電された電
力を電力系統に回生することが行われるようになってき
ている。このとき、発電された直流の電力を電力系統に
同期・連系して、該電力系統に回生するためのインバー
タ装置が必要となる。
置1の電気回路図である。このインバータ装置1は、P
WMインバータ2と、絶縁トランス3と、同期整流回路
4と、連系リアクトル5と、図示しない前記PWMイン
バータ2および同期整流回路4の制御回路とを備えて構
成されている。このインバータ装置1は、太陽電池6で
発電された直流の電力を、商用交流の電力系統7に回生
するために用いられる。
ジスタst1,st2から成る直列回路と、同様にトラ
ンジスタst3,st4から成る直列回路とが、相互に
並列に前記太陽電池6の端子間に接続され、トランジス
タst1,st2の接続点およびトランジスタst3,
st4の接続点がそれぞれ前記絶縁トランス3の一次巻
線3aの両端子に接続されるブリッジ回路によって構成
されている。このPWMインバータ2は、太陽電池6の
出力電圧をEbとするとき、前記絶縁トランス3へパル
ス振幅±Eb、たとえば200V、パルス周波数fp、
たとえば5〜20kHzの高周波パルスを、図7(a)
において参照符α1で示されるような電力系統7の系統
周波数fs、たとえば50または60Hzの変調信号に
よってパルス幅変調を行い、図7(a)において参照符
α2で示すような1パルス毎に正負反転した高周波電圧
Vpを前記絶縁トランス3の一次巻線3aへ出力する。
出力電圧は、同期整流回路4に入力される。この同期整
流回路4は、前記PWMインバータ2と同様に、4つの
トランジスタsr1,sr2;sr3,sr4のブリッ
ジ回路によって構成されている。したがって、この同期
整流回路4からは、図7(b)において参照符β1で示
すように、前記図7(a)において参照符α2で示すP
WMインバータ2の出力電圧が、前記変調信号に同期し
て整流されて出力されてゆく。
系リアクトル5によって平滑化され、前記電力系統7へ
は、図7(b)において参照符β2で示すような、系統
周波数fsの電流Isが供給されることになる。
び同期整流回路4での変復調動作を理解し易くするため
に、前記パルス周波数fpと系統周波数fsとの比を実
際よりも小さく、すなわちパルスの密度を粗くして表し
ている。
タ装置1の系統周波数fsに対する等価回路である。前
記PWMインバータ2、絶縁トランス3および同期整流
回路4は、系統連系インバータと称される。その系統連
系インバータによって構成される高周波電圧源8からの
出力電圧は、連系リアクトル5で平滑化されて電力系統
7に入力される。前記PWMインバータ2でのパルス周
波数fpは、前述のように系統周波数fsよりも充分高
く、たとえば200倍以上となり、したがって連系リア
クトル5からの出力電流↑Is(↑は、以下ベクトルで
あることを表す)のリップル成分は小さく、正弦波電流
であると見なして考えると、前記電流Is基本波成分
は、前記高周波電圧源8の出力電圧を↑Vrとし、電力
系統7の系統電圧を↑Vsとするとき、 ↑Is=(↑Vr−↑Vs)/jωL …(1) で表すことができる。ただし、ω=2πfsであり、L
は連系リアクトル5のインダクタンスである。
下ωLIsが、電圧Vs,Vrよりも充分小さいとき、
図9から明らかなように、前記電力系統7に流込む電流
Isの大きさの調節は、高周波電圧源8の出力電圧Vr
を電力系統7の系統電圧Vsとほぼ同じにし、これらの
電圧↑Vr,↑Vsの位相差θを変化することによって
実現可能であることが理解される。
圧↑Vrまたは↑Vsとほぼ同相として、電力系統7に
回生される電力を電流Isの大きさに比例させ、かつ該
回生される電力の大きさが前記位相差θ、すなわち図7
(c)において参照符γ1で示す系統電圧↑Vsに対す
る参照符γ2で示す電圧↑Vrの進み量で制御されてい
る。
バータ装置1では、以下のような問題が存在する。
は、電圧Vrの位相制御によって行われるので、このよ
うな位相の制御は振幅の制御よりも困難であり、制御が
煩雑になる。
ダンス変動などによって電力系統7の系統電圧Vsが変
動すると、該電力系統7側に回生される電力および無効
電力(jωLIs2 )が変化してしまう。
流Isの歪が非常に大きくなってしまい、所望とする定
電流を安定して供給することができない。
には、連系リアクトル5に大きなインダクタンスを必要
とする。すなわち、たとえば系統電圧Vsが200V、
供給電力Pが3kW、連系リアクトル5での端子間電圧
VLを40Vとすると、 Is=P/Vs=3000/200=15A であり、連系リアクトル5のインダクタンスLには、 L=VL/2πfsIs=40/2π×50×15=
8.5mH が必要となる。このとき、連系リアクトル5に蓄積され
るピークエネルギは、約2ジュールとなる。
ンスLを小さくすると、前記式(1)から、系統電圧V
sに対する該インバータ装置1での発生電圧Vrの位相
差θが小さくなるとともに、振幅も非常に近い値とな
り、前記およびで示す問題点がさらに顕著になる。
供給する電力の安定化を、簡便な構成で高効率に行うこ
とができるインバータ装置を提供することである。
ンバータ装置は、予め定める第1の周波数の変調信号で
変調され、予め定める第2の周波数の高周波電圧を発生
する高周波電圧源と、前記高周波電圧源からの高周波電
圧を高周波電流に変換する電圧−電流変換手段と、前記
電圧−電流変換手段からの高周波電流を復調・整流し
て、該高周波電流の振幅に比例したレベルで前記第1の
周波数の低周波電流を出力する復調・整流手段とを含む
ことを特徴とする。
ーダンス−アドミッタンス変換器などで実現される電圧
−電流変換手段によって、入力側の高周波電圧源を電流
源に変換する。したがって、電力系統などの負荷側に所
望とする電流、すなわち電力を、該負荷側の電圧に拘り
なく、安定して供給することができる。また、負荷側に
供給される電力の制御も容易に行うことができる。さら
にまた、位相を制御するための煩雑な制御回路や精密な
制御を不要とすることができるとともに、連系リアクト
ルなどの損失要素がなく、構成を簡略化することができ
るとともに、高効率化を図ることができる。
では、前記復調・整流手段は商用交流の電力系統に接続
され、前記第1の周波数は系統周波数であることを特徴
とする。
で太陽光発電等で発電された電力を電力系統に回生する
ために好適に用いられ、省エネルギ化のために用いられ
るインバータ装置を低コストに供給することができる。
タ装置では、前記電圧−電流変換手段は、直列素子がリ
アクトル、かつ並列素子がコンデンサ、または直列素子
がコンデンサ、かつ並列素子がリアクトルであるT型ま
たはπ型の4端子回路で実現され、前記リアクトルとコ
ンデンサとは、両者が構成する共振回路の共振周波数が
前記第2の周波数となる定数に選ばれていることを特徴
とする。
手段は、H型を含むT型またはO型を含むπ型の4端子
回路から成るインピーダンス−アドミッタンス変換回路
で実現される。したがって、簡便で小型のLC共振回路
によって実現することができる。
では、前記電圧−電流変換手段は、一方の入力端子と一
方の出力端子との間に相互に同一のインダクタンスの第
1および第2のリアクトルが直列接続され、前記第1お
よび第2のリアクトルの接続点間と他方の入力端子およ
び他方の出力端子との間にコンデンサが接続されて構成
されるT型の4端子回路で実現され、前記第1および第
2のリアクトルとコンデンサとは、各第1および第2の
リアクトルとコンデンサとが構成する各共振回路の共振
周波数が前記第2の周波数となる定数に選ばれているこ
とを特徴とする。
どで実現される高周波電圧源からの出力の高調波を抑制
することができ、該高調波による損失を抑えることがで
きるとともに、ノイズの発生を抑えることもできる。
タ装置では、前記電圧−電流変換手段は、前記第1およ
び第2のリアクトルのインダクタンスを1/2とし、前
記他方の入力端子と他方の出力端子との間に前記第1お
よび第2のリアクトルと等しいインダクタンスの第3お
よび第4のリアクトルを直列に接続し、該第3および第
4のリアクトルの接続点に前記コンデンサを接続するH
型の4端子回路で実現されることを特徴とする。
と高周波電圧源との間のラインおよび電圧−電流変換手
段と復調・整流手段との間のラインなどから侵入したコ
モンモードノイズを除去することができ、前記ノイズが
電力系統などの出力側へ出てゆかないようにすることが
できる。
図1〜図4に基づいて説明すれば以下のとおりである。
タ装置11の電気的構成を示すブロック図である。この
インバータ装置11は、太陽電池12で発電された直流
電力を、商用交流の電力系統13の系統電圧Vsおよび
系統周波数fsで、所望とする定電流で、該電力系統1
3側に回生するための系統連系インバータとして使用さ
れる。このインバータ装置11は、大略的に、PWMイ
ンバータ14と、インミッタンス変換器15と、絶縁ト
ランス16と、同期整流回路17と、フィルタコンデン
サCfと、図示しない前記PWMインバータ14および
同期整流回路17の制御回路とを備えて構成されてい
る。なお、前記インミッタンス変換器15のインミッタ
ンスとは、インピーダンスおよびアドミタンスを包含し
て表すものとする。
ンジスタST1,ST2から成る直列回路と、同様にト
ランジスタST3,ST4から成る直列回路とが、相互
に並列に前記太陽電池12の端子間に接続され、トラン
ジスタST1,ST2の接続点およびトランジスタST
3,ST4の接続点がそれぞれ前記インミッタンス変換
器15の両端子に接続されるブリッジ回路によって構成
されている。
定の電圧Ebの直流電流は、このPWMインバータ14
によって、前記制御回路から供給される前記電力系統1
3側へ供給すべき電力に対応し、かつ予め定める第1の
周波数である電力系統13の系統周波数fsに対応した
変調信号で変調された予め定める第2の周波数、たとえ
ば20kHzの高周波電圧Vpに変換される。
いて、前記図示しない制御回路からのゲート信号に応答
して選択的に前記トランジスタST1,ST4またはS
T2,ST3が導通することによって、前記インミッタ
ンス変換器15へ、パルス振幅±Eb、たとえば200
V、パルス周波数fp、たとえば前記20kHzの高周
波電圧を、図2(a)において参照符α11で示される
ような、電力系統13の系統周波数fs、たとえば50
または60Hzおよび該電力系統13側へ伝達すべき電
力に対応した変調信号によってパルス幅変調を行い、図
2(a)において参照符α12で示すような1パルス毎
に正負反転した高周波電圧Vpを出力する。このPWM
インバータ14と前記太陽電池12とは、高周波電圧源
を構成する。
よび同期整流回路17での変復調動作を理解し易くする
ために、前記パルス周波数fpと系統周波数fsとの比
を実際よりも小さく、すなわちパルスの密度を粗くして
表している。
高周波電圧Vpは、後述する電圧−電流変換手段である
インミッタンス変換器15において、図2(b)で示す
ように、該高周波電圧Vpのパルス幅に比例した振幅の
電流Ipに変換される。インミッタンス変換器15から
の出力電流Ipは、絶縁トランス16の一次巻線16a
に与えられる。絶縁トランス16の二次巻線16bから
の出力電流は、同期整流回路17に入力される。
バータ14と同様に、4つのトランジスタSR1,SR
2;SR3,SR4のブリッジ回路を備えて構成されて
いる。この同期整流回路17において、絶縁トランス1
6の出力電流は、前記図示しない制御回路からのゲート
信号に応答して選択的に前記トランジスタSR1,SR
4またはSR2,SR3が導通することによって、図2
(c)において参照符γ11で示すように、前記変調信
号に同期して整流され、さらにフィルタコンデンサCf
によって、参照符γ12で示すように平滑化される。こ
うして前記電力系統13の系統電圧Vsおよび系統周波
数fsであり、電力系統13へ回生すべき所望とするレ
ベルの電流Isが作成され、該電力系統13へ回生され
る。
16および同期整流回路17は系統連系インバータと称
される。また、絶縁トランス16によって、PWMイン
バータ14側と、電力系統13側とが高周波でリンクさ
れており、該インバータ装置11の故障時に電力系統1
3側へ直流が流込むことを防止して、電力系統13の保
護が図られている。
入力端子T1,T1aと、出力端子T2,T2aとを備
える4端子回路で実現される。具体的には、たとえば図
3(a)で示すT型の4端子回路15a、前記4端子回
路15aを改良した図3(b)で示すH型の4端子回路
15b、図3(c)で示すπ型の4端子回路15cまた
は前記π型の4端子回路15cを改良した図3(d)で
示すO型の4端子回路15dなどで実現される。
では、一方の入力端子T1と一方の出力端子T2との間
には2つのインピーダンス素子Zs1、Zs2の直列回
路が介在され、これらの接続点と、共通に接続される他
方の入力端子T1aおよび他方の出力端子T2aとの間
には、インピンーダンス素子Zpが介在される。直列の
インピーダンス素子Zs1,Zs2がリアクトルである
ときには、並列のインピーダンス素子Zpはコンデンサ
であり、インピーダンス素子Zs1,Zs2がコンデン
サであるときには、インピーダンス素子Zpはリアクト
ルに選ばれる。
した図3(b)で示すH型の4端子回路15bでは、前
記直列のインピーダンス素子Zs1,Zs2がそれぞれ
1/2のインピーダンス素子Zs11,Zs12に形成
され、かつ他方の入力端子T1aと他方の出力端子T2
aとの間に、前記入力端子T1および出力端子T2との
間と同様に、Zs1/2およびZs2/2の直列のイン
ピーダンス素子Zs11a,Zs12aが介在される。
bの入力端子T1,T1aと出力端子T2,T2aとの
間で、コモンモードノイズを除去することができる。
端子回路15cでは、入力端子T1と出力端子T2との
間に直列のインピーダンス素子Zsが介在され、このイ
ンピーダンス素子Zsの両端子と、共通に接続される入
力端子T1aおよび出力端子T2aとの間に並列のイン
ピーダンス素子Zp1,Zp2がそれぞれ介在されてい
る。
された図3(d)で示すO型の4端子回路15dでは、
前記インピーダンス素子Zsが1/2のZs1とされ
て、かつ入力端子T1aと出力端子T2aとの間に前記
Zs/2のインピーダンス素子Zs2が介在される。
ータ装置11の動作を詳述する。図4は、図1の等価回
路図である。なお、この図4においてインミッタンス変
換器15は、前記図3(a)で示すT型の4端子回路1
5aとし、前記直列のインピーダンス素子Zs1,Zs
2をリアクトルとし、そのインダクタンスをL1,L2
とし、並列のインピーダンス素子Zpをコンデンサと
し、その静電容量をCとする。前記太陽電池12および
PWMインバータ14によって構成される高周波電源2
1からの高周波電圧V1の周波数をfpとするとき、前
記インピーダンス素子Zs1,Zs2;Zpのインダク
タンスL1,L2および静電容量Cは、
1=L2。
路17および電力系統13を負荷22とし、高周波電圧
源21から該インミッタンス変換器15への入力電圧を
↑V1、入力電流を↑I1とし、該インミッタンス変換
器15から負荷22への出力電圧を↑V2、出力電流を
↑I2とし、インピーダンス素子Zpを流れる電流を↑
I3とすると、 ↑I1=↑I2+↑I3 …(3) ↑V1=jωL↑I1+jωL↑I2+↑V2 …(4) jωL↑I2+↑V2=↑I3/jωC …(5) が成立する。
である。
電源周波数fpと共振するときには、ω2 LC=1とな
り、前記式(8)および式(9)は、以下のような行列
で表すことができる。
5の入力端子T1,T1a側のインピーダンス↑Z1
は、 ↑Z1=Z02 /↑Z2 …(12) となる。
出力端子T2,T2a側のインピーダンス↑Z2の逆
数、すなわちアドミッタンスに比例する。このようにイ
ンミッタンス変換器15において、一対の端子T1,T
1aとT2,T2aとにおいて、一方の端子、たとえば
T1,T1a側のインピーダンスは、他方の端子、すな
わちT2,T2a側に接続されたアドミッタンスに比例
することが理解される。
↑I2は、該インミッタンス変換器15の入力電圧↑V
1に比例し、負荷電圧↑V2および負荷インピーダンス
↑Z2には無関係となることが理解される。
路15cにおいて、↑Zs=jωL,↑Zp1=↑Zp
2=1/jωCの場合も、入出力の関係は式(10)で
表されるようになり、同様の効果を有する。
1では、電力系統13側へ供給すべき電力、すなわち電
流Isに対応したパルス幅を有するパルスを容易に発生
することができ、太陽電池12およびPWMインバータ
14から成る高周波電圧源21を、インミッタンス変換
器15によって高周波電流源に変換するので、負荷22
である電力系統13の系統電圧Vsおよび波形歪などに
拘りなく、常に所望とする前記一定の電流Is、すなわ
ち一定の電力を安定して回生することができる。また、
複雑な制御回路等を不要とすることができるとともに、
回生すべき電力をPWMインバータ14における変調パ
ルス幅を調整することによって容易に制御することがで
きる。さらにまた、従来技術で述べた連系リアクトル5
が不要となり、変換効率を向上することもできるととも
に、インミッタンス変換器15は受動素子のみで構成さ
れるので、高信頼化および低ノイズ化を図ることもでき
る。また、定電流源となる該インバータ装置11は、並
列運転が可能であり、発電容量の増加に対しても容易に
対応することもできる。
端子T1,T1aに対して、端子T2,T2aが対称で
あり、したがって電流I1は、電圧V2に比例すること
になる。また、電源が高周波電流源である場合には、該
インミッタンス変換器15の出力は、高周波電圧源とな
る。さらにまた、絶縁トランス16は、該インミッタン
ス変換器15の入力側に挿入されても同様の効果を得る
ことができる。また、同期整流回路17は、上述のよう
なトランジスタSR1〜SR4を用いる構成に限らず、
電力系統13の系統周波数fsの成分を復調するもので
あれば、他の復調回路が用いられてもよい。
側へ電力を回生する構成に限らず、図5で示すインバー
タ装置31のように、負荷22に対して所望とする定電
流Isを供給する必要がある場合に、好適に実施するこ
とができる。すなわち、高周波電圧源21をインミッタ
ンス変換器15によって高周波電流源に変換することに
よって、所望とする負荷電流Isに対応した高周波電圧
Vpを高周波電流Ipに変換し、同期整流回路17で復
調することによって、所望とする負荷電流Isを安定し
て得ることができる。これによって、モータにおける定
トルク運転などに好適に用いることができる。
は、以上のように、高周波電圧源からの高周波電圧をT
型やπ型のインピーダンス−アドミッタンス変換器など
で実現される電圧−電流変換手段によって高周波電流に
変換した後、復調・整流手段によって復調・整流して出
力する。
する電流、すなわち電力を、該負荷側の電圧に拘りな
く、安定して供給することができる。また、負荷に供給
される電力の制御も容易に行うことができる。さらにま
た、位相を制御するための煩雑な制御回路や精密な制御
を不要とすることができるとともに、連系リアクトルな
どの損失要素がなく、構成の簡略化および高効率化を図
ることができる。
は、以上のように、復調・整流手段を商用交流の電力系
統に接続し、前記第1の周波数を系統周波数とする。
電等で発電された電力を電力系統に回生するために好適
に用いられるインバータ装置を低コストに供給すること
ができる。
タ装置は、以上のように、電圧−電流変換手段を、H型
を含むT型またはO型を含むπ型の4端子回路から成る
インピーダンス−アドミッタンス変換回路で実現し、か
つそれらを構成するリアクトルとコンデンサとの共振周
波数を前記第2の周波数とする。
便で小型のLC共振回路によって実現することができ
る。
は、以上のように、電圧−電流変換手段を、一方の入力
端子と一方の出力端子との間に相互に同一のインダクタ
ンスの第1および第2のリアクトルが直列接続され、前
記第1および第2のリアクトルの接続点間と他方の入力
端子および他方の出力端子との間にコンデンサが接続さ
れて構成されるT型の4端子回路で実現し、各第1およ
び第2のリアクトルとコンデンサとが構成する各共振回
路の共振周波数を前記第2の周波数とする。
れる高周波電圧源からの出力の高調波を抑制することが
でき、該高調波による損失を抑えることができるととも
に、ノイズの発生を抑えることもできる。
タ装置は、以上のように、前記電圧−電流変換手段を、
H型の4端子回路で実現する。
モードノイズを除去することができ、前記ノイズが電力
系統などの出力側へ出てゆかないようにすることができ
る。
的構成を示すブロック図である。
めの波形図である。
ンス変換器の構成例を示すブロック図である。
で構成した場合における図1の構成の等価回路図であ
る。
明するためのブロック図である。
図である。
めの波形図である。
るための等価回路図である。
を説明するためのベクトル図である。
Claims (5)
- 【請求項1】予め定める第1の周波数の変調信号で変調
され、予め定める第2の周波数の高周波電圧を発生する
高周波電圧源と、 前記高周波電圧源からの高周波電圧を高周波電流に変換
する電圧−電流変換手段と、 前記電圧−電流変換手段からの高周波電流を復調・整流
して、該高周波電流の振幅に比例したレベルで前記第1
の周波数の低周波電流を出力する復調・整流手段とを含
むことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項2】前記復調・整流手段は商用交流の電力系統
に接続され、前記第1の周波数は系統周波数であること
を特徴とする請求項1記載のインバータ装置。 - 【請求項3】前記電圧−電流変換手段は、直列素子がリ
アクトル、かつ並列素子がコンデンサ、または直列素子
がコンデンサ、かつ並列素子がリアクトルであるT型ま
たはπ型の4端子回路で実現され、 前記リアクトルとコンデンサとは、両者が構成する共振
回路の共振周波数が前記第2の周波数となる定数に選ば
れていることを特徴とする請求項1または2記載のイン
バータ装置。 - 【請求項4】前記電圧−電流変換手段は、一方の入力端
子と一方の出力端子との間に相互に同一のインダクタン
スの第1および第2のリアクトルが直列接続され、前記
第1および第2のリアクトルの接続点間と他方の入力端
子および他方の出力端子との間にコンデンサが接続され
て構成されるT型の4端子回路で実現され、 前記第1および第2のリアクトルとコンデンサとは、各
第1および第2のリアクトルとコンデンサとが構成する
各共振回路の共振周波数が前記第2の周波数となる定数
に選ばれていることを特徴とする請求項1または2記載
のインバータ装置。 - 【請求項5】前記電圧−電流変換手段は、前記第1およ
び第2のリアクトルのインダクタンスを1/2とし、前
記他方の入力端子と他方の出力端子との間に前記第1お
よび第2のリアクトルと等しいインダクタンスの第3お
よび第4のリアクトルを直列に接続し、該第3および第
4のリアクトルの接続点に前記コンデンサを接続するH
型の4端子回路で実現されることを特徴とする請求項4
記載のインバータ装置。
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JP31931595A JP3652427B2 (ja) | 1995-12-07 | 1995-12-07 | インバータ装置 |
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JPH09163757A true JPH09163757A (ja) | 1997-06-20 |
JP3652427B2 JP3652427B2 (ja) | 2005-05-25 |
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Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001522218A (ja) * | 1997-11-03 | 2001-11-13 | アロイス・ヴォベン | 可変周波数型パルスインバータ及び該パルスインバータを備えた風力発電設備 |
JP2014509179A (ja) * | 2011-02-28 | 2014-04-10 | アベンゴア ソーラー ニュー テクノロジーズ ソシエダ アノニマ | 静止型電力コンバータに基く発電システム用同期電力コントローラ |
JP2014168342A (ja) * | 2013-02-28 | 2014-09-11 | Ricoh Co Ltd | スイッチングレギュレータ |
JP2015062333A (ja) * | 2007-03-30 | 2015-04-02 | ホルディップ リミテッド | 照明システムに関する改良 |
US9736894B2 (en) | 2013-12-12 | 2017-08-15 | Verdi Vision Limited | Improvements relating to power adaptors |
DE10339340B4 (de) * | 2003-08-25 | 2020-02-20 | Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg | Vorrichtung zur berührungslosen Energieübertragung |
US10790762B2 (en) | 2013-05-23 | 2020-09-29 | Adp Corporate Limited | Relating to power adaptors |
-
1995
- 1995-12-07 JP JP31931595A patent/JP3652427B2/ja not_active Expired - Fee Related
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