JPH09161410A - デジタル情報再生方法及びデジタル情報再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 高記録密度化により再生信号に含まれるレベ
ル変動の影響が大きくなった場合でも、正確なクロック
再生を実現し、ビタビ復号を用いて良好な誤り率を達成
すること。 【解決手段】 Ａ／Ｄ変換手段１６により再生信号を量
子化データに変換する。最尤復号手段１７はこの量子化
データを例えばＰＲ（１，３，３，１）と最尤復号法と
を用いて原デジタル情報に復号する。またタイミング信
号抽出手段１８は最尤復号手段１７から出力された位相
誤差情報を基に、タイミング信号をＡ／Ｄ変換手段１６
に与える。このとき最尤復号手段１７は再生信号に含ま
れるレベル変動を求め、位相誤差情報を生成する。また
このタイミング抽出の動作において、初期動作と定常動
作時の制御の特性を可変とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、記録媒体から再生
されたアナログ信号から原デジタル情報を再生するデジ
タル情報再生方法及びデジタル情報再生装置に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】記録媒体上に高密度に記録されたデジタ
ル情報を復調する方式として、パーシャルレスポンス等
化とビタビ復号とを組み合わせたＰＲＭＬ信号処理が用
いられている。記録媒体上に高密度の記録を行うと、記
録再生系の周波数特性から符号間の干渉が発生する。パ
ーシャルレスポンス等化は、既知の符号間干渉を与える
ことで、従来のナイキスト等化に比べてＳ／Ｎ値を改善
できる。一方、ビタビ復号は符号前後に相関がある場合
に有効である。パーシャルレスポンス等化は、符号間に
相関を持たせて既知の符号間干渉を与えているので、ビ
タビ復号との組み合わせが有効となる。

【０００３】しかし、ビタビ復号は再生信号の振幅情報
を利用するため、振幅変動の影響を強く受けることにな
る。例えば記録媒体の１つである光ディスクでは、デフ
ォーカスやディスクの反射率の変動や、レーザの記録パ
ワーの変動などにより、再生信号波形にレベル変動が生
じる。

【０００４】図１６は従来の光ディスクドライブにおけ
るデジタル情報再生装置の概略構成を示すブロック図で
ある。本図のデジタル情報再生装置の動作を説明する。
光ディスク１の反射光は光学ヘッド２により再生信号と
して検出される。検出された再生信号はプリアンプ３に
より増幅され、イコライザ（以後、ＥＱと呼ぶ）４によ
り波形整形される。ここで波形整形された再生信号はコ
ンパレータ７において所定のスライスレベルと比較さ
れ、再生信号のゼロクロス点が検出される。

【０００５】ＶＣＯ１０は電圧制御によるクロック信号
を発生する発振回路である。位相比較器８は、ゼロクロ
ス点のタイミングとＶＣＯ１０の出力するクロック信号
のエッジのタイミングとを比較し、位相誤差量に応じた
幅のパルスを出力する。位相比較器８からの出力信号は
ＬＰＦ９に与えられると、再生信号中の追従すべき信号
成分だけが取り出される。

【０００６】ＶＣＯ１０はＬＰＦ９で取り出された信号
により制御される。ＶＣＯ１０で発振したクロック信号
は、Ａ／Ｄ変換器５と最尤復号器６とに供給される。Ａ
／Ｄ変換器５はＥＱ４により波形整形された再生信号
を、クロック信号のタイミングによって量子化する。最
尤復号器６は量子化されたデータが入力されると、パー
シャルレスポンス等化（以後、ＰＲ等化と呼ぶ）方式
と、変調符号から決まる状態遷移とに則って、最尤な状
態遷移を推定し、原デジタル情報を復号する。

【０００７】図１７は従来のデジタル情報再生装置にお
ける各部の信号波形例を示したものである。図１７
（ａ）に実線で示すように、再生信号がレベル変動の影
響を受けてδＡだけ負の方向に偏った場合を考える。上
記のデジタル情報再生装置では、たとえＶＣＯ１０が最
適なタイミング信号を出力していても、コンパレータ７
は所定のスライスレベルとの比較によって再生信号がハ
イレベルであるかローレベルであるかを判断する。そし
てゼロクロス点を検出したとき、図１７（ｂ）のように
決まった幅のパルスを出力する。位相比較器８は図１７
（ｂ）に示すコンパレータ７の出力と、図１７（ｃ）に
示すＶＣＯ１１のクロック信号を比較し、図１７（ｄ）
に示す信号をＬＰＦ９に出力する。さらに、ＬＰＦ９は
必要な低域成分だけを取り出し、図１７（ｅ）に示す信
号をＶＣＯ１０へ出力する。

【０００８】従って、コンパレータ７、位相比較器８、
ＬＰＦ９、ＶＣＯ１０で構成される従来のタイミング信
号抽出回路では、最適なタイミング信号を出力するＶＣ
Ｏ１０に対し、位相誤差を検出して位相制御を行うよう
にしている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】このためＶＣＯ１０の
出力するクロック信号は、再生信号に含まれるレベル変
動によって影響を受けることになる。また極端な場合、
レベル変動の影響が大きく、長時間に渡ってゼロクロス
点が存在しないような再生信号の場合には、位相誤差を
検出できない状態が起こり得る。このような状態が続く
と、やがて再生側の同期がはずれ、ＰＲＭＬ信号処理に
致命的なエラーを引き起こす。このように再生信号にレ
ベル変動が生じると、目標の誤り率が達成できないばか
りか、正確なクロック再生が実現できないといった問題
があった。

【００１０】本発明は、このような従来の問題点に鑑み
てなされたものであって、再生信号にレベル変動が生じ
ても、再生信号を量子化するＡ／Ｄ変換器に対し、正確
なクロック信号を与えると共に、尤度の高い原デジタル
信号を再生するデジタル情報再生方法及びデジタル情報
再生装置を実現することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に、請求項１記載のデジタル情報再生装置は、再生信号
を量子化データに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変
換手段から出力された量子化データを入力として原デジ
タル情報を復号する最尤復号手段と、最尤復号手段から
出力された位相誤差情報を基にＡ／Ｄ変換手段で用いら
れるタイミング信号を発生させるタイミング信号抽出手
段を備えている。これにより最尤復号手段が再生信号に
含まれるレベル変動を求め、位相誤差情報としてタイミ
ング信号抽出手段に出力する。タイミング信号抽出手段
は、タイミング信号の位相制御量を算出し、タイミング
信号の位相を制御する。

【００１２】また、請求項２記載のデジタル情報再生装
置は、予め定めたクロックを入力とし、記録媒体から再
生された再生信号を一定周期でオーバサンプリングし、
デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換
手段により変換されたデジタル信号とタイミング信号を
入力とし、再生信号に含まれるタイミング信号に同期し
た量子化データを出力するＤ／Ｄ変換手段と、量子化デ
ータを入力として、原デジタル情報を復号する最尤復号
手段と、最尤復号手段から出力された位相誤差情報と初
期位相情報と初期周波数情報から再生信号に含まれるタ
イミング信号を抽出して出力するタイミング信号抽出手
段を備えている。これにより、予め定めたクロックによ
りサンプリングされたデジタルデータから再生信号に含
まれるタイミング信号を抽出し、抽出されたタイミング
信号に同期した量子化データを復号して、原デジタル情
報を得るようにしている。

【００１３】また、請求項４記載のデジタル情報再生装
置は、記録媒体から再生された再生信号とタイミング信
号を入力とし、再生信号をタイミング信号でサンプリン
グし、量子化データを出力するＡ／Ｄ変換器と、量子化
データを入力として原デジタル情報を復号する最尤復号
器と、最尤復号器から出力された位相誤差情報と記録ク
ロックから再生信号に含まれるタイミング信号を抽出し
て出力するタイミング信号抽出手段を備えている。これ
により最尤復号器が位相誤差情報を検出するまで、タイ
ミング信号抽出手段は記録クロックを参照し、タイミン
グ信号を出力するようにしている。

【００１４】また、請求項５記載のデジタル情報再生装
置は、タイミング信号抽出手段において、タイミング信
号の位相ずれの検出結果を用いてタイミング信号の位相
を制御する際、タイミング信号抽出動作の初期動作と定
常動作とにおいて、制御の特性を可変するようにしてい
る。

【００１５】また、請求項６〜１０記載のデジタル情報
再生方法では、最小極性反転間隔が３以上となるように
変調して記録された記録媒体から再生された再生信号
を、記録再生系のインパルス応答ｈ（ｔ）が（式１）を
満たす等化手段と、再生信号を再生信号に含まれるタイ
ミング信号で量子化し、量子化されたデータとを用い
て、インパルス応答と最小極性反転間隔の制約より求ま
る状態遷移のうちから、最尤な状態遷移系列を推定する
ことにより、原デジタル情報を再生するようにしてい
る。

【００１６】

【発明の実施の形態】請求項１記載の発明は、記録媒体
に記録した原デジタル情報をパーシャルレスポンス等化
方式を利用して再生するデジタル情報再生装置であっ
て、記録媒体から再生された再生信号を、位相補正され
たタイミング信号でサンプリングし、量子化データに変
換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の量子化
データを入力し、パーシャルレスポンス等化と最尤復号
法とを用いて原デジタル情報を復号すると共に、パーシ
ャルレスポンス等化における時系列の振幅期待値からタ
イミング信号の位相誤差情報を生成する最尤復号手段
と、前記最尤復号手段から出力された位相誤差情報か
ら、位相補正したタイミング信号を抽出して前記Ａ／Ｄ
変換手段に与えるタイミング信号抽出手段と、を具備す
ることを特徴とするものである。

【００１７】請求項２記載の発明は、記録媒体に記録し
た原デジタル情報をパーシャルレスポンス等化方式を利
用して再生するデジタル情報再生装置であって、記録媒
体から再生された再生信号を、一定のクロック周期でオ
ーバサンプリングし、デジタル信号に変換するＡ／Ｄ変
換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段により変換されたデジタ
ル信号を入力し、位相補正されたタイミング信号で再サ
ンプリングし、量子化データに変換するＤ／Ｄ変換手段
と、前記Ｄ／Ｄ変換手段の量子化データを入力し、パー
シャルレスポンス等化と最尤復号法とを用いて原デジタ
ル情報を復号すると共に、パーシャルレスポンス等化に
おける時系列の振幅期待値からタイミング信号の位相誤
差情報を生成する最尤復号手段と、前記最尤復号手段か
ら出力された位相誤差情報、及び予め定めた初期位相情
報と初期周波数情報とから、位相補正したタイミング信
号を抽出して前記Ａ／Ｄ変換手段に与えるタイミング信
号抽出手段と、を具備することを特徴とするものであ
る。

【００１８】請求項３記載の発明では、前記タイミング
信号抽出手段は、前記最尤復号手段から入力された位相
誤差情報を必要な信号成分に制限する帯域制限手段と、
前記帯域制限手段で帯域制限された位相誤差情報を制御
電圧としてタイミング信号を発振する周波数設定手段
と、前記周波数設定手段のタイミング信号を入力し、タ
イミング信号の抽出動作の開始を示すゲート信号が有効
となった時刻から、現在までの時間を計測する時刻計測
手段と、を具備するものであり、前記時刻計測手段の出
力によって、前記帯域制限手段の周波数特性と前記周波
数設定手段の伝達関数とを変化させ、初期動作と定常動
作におけるタイミング信号を切り換えることを特徴とす
るものである。

【００１９】請求項４記載の発明は、記録媒体に記録し
た原デジタル情報をパーシャルレスポンス等化方式を利
用して再生するデジタル情報再生装置であって、記録媒
体から再生された再生信号を、位相補正されたタイミン
グ信号でサンプリングし、量子化データに変換するＡ／
Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の量子化データを入
力し、パーシャルレスポンス等化と最尤復号法とを用い
て原デジタル情報を復号すると共に、パーシャルレスポ
ンス等化における時系列の振幅期待値からタイミング信
号の位相誤差情報を生成する最尤復号手段と、予め定め
た記録クロックと前記最尤復号手段から出力された位相
誤差情報とを用いて位相補正したタイミング信号を抽出
して前記Ａ／Ｄ変換手段に与えるタイミング信号抽出手
段と、を具備することを特徴とするものである。

【００２０】請求項５記載の発明では、前記タイミング
信号抽出手段は、記録クロックとＶＣＯ出力との位相を
比較する位相比較器と、前記位相比較器の出力信号を帯
域制限するＬＰＦと、前記最尤復号手段から入力された
位相誤差情報を必要な帯域成分に制限する帯域制限回路
と、前記ＬＰＦの出力と前記帯域制限回路の出力とを入
力し、前記タイミング信号の抽出動作の開始を示すゲー
ト信号によって切り換えるセレクタ回路と、中心周波数
制御信号を入力し、前記セレクタ回路の出力信号に基づ
いて周波数を制御して前記ＶＣＯ出力を生成し、この出
力をタイミング信号として前記Ａ／Ｄ変換手段に与える
ＶＣＯと、前記ゲート信号が有効となった時刻から現在
までの時間を計測するカウンタ回路と、を具備するもの
であり、前記カウンタ回路の出力によって、前記帯域制
限回路の周波数特性と前記ＶＣＯの伝達関数とを変化さ
せることを特徴とするものである。

【００２１】請求項６記載の発明では、前記タイミング
信号抽出手段は、位相制御信号に基づいて記録クロック
を時間軸方向に移相し、これをタイミング信号として出
力する移相回路と、前記最尤復号手段から入力された位
相誤差情報を必要な信号成分に制限する帯域制限回路
と、前記帯域制限回路の出力信号を可変増幅して位相制
御信号として前記移相回路に出力する可変増幅器と、前
記移相回路のタイミング信号を入力し、前記タイミング
信号の抽出動作の開始を示すゲート信号が有効となった
時刻から現在までの時間を計測するカウンタ回路と、を
具備するものであり、前記カウンタ回路の出力によって
前記帯域制限回路の周波数特性特性と前記可変増幅器の
増幅率とを変化させることを特徴とするものである。

【００２２】以上のような構成により、タイミング信号
抽出手段が、ビタビ復号動作中に得られた生き残りパス
を基に量子化データを分類し、分類された量子化データ
を用いて記録再生系の応答特性を検出する。そして再生
信号に含まれるレベル変動を求め、このうちタイミング
信号抽出手段の出力であるタイミング信号の位相ずれに
よるレベル変動成分を算出し、この算出結果よりタイミ
ング信号の位相を制御する。これにより正確なタイミン
グ信号の抽出が実現できる。また、再生信号に含まれる
タイミング信号の抽出動作をデジタル的な手法で行うこ
とで、アナログ的な調整を必要としないデジタル信号処
理に適したものとなる。

【００２３】さらにタイミング信号の位相ずれの検出結
果を用いてタイミング信号の位相を制御する際、タイミ
ング信号抽出動作の初期動作と定常動作において、制御
の特性を変化させることで、高速な定常動作への移行が
行える。

【００２４】又請求項７記載の発明は、記録媒体に記録
した原デジタル情報をパーシャルレスポンス等化方式を
利用して原デジタル情報を再生するデジタル情報再生方
法であって、最小極性反転間隔が３以上となる記録符号
で記録された記録媒体から再生信号を取り出し、記録再
生系のインパルス応答ｈ（ｔ）が、ａ，ｂ，ｃ，ｄを任
意の定数、ｋを整数、Ｔをタイミング信号の周期とする
とき、（式１）を満たす等化方法と、再生信号に含まれ
るタイミング信号とで前記再生信号を量子化し、量子化
されたデータを用いて、前記インパルス応答と最小極性
反転間隔の制約より求まる状態遷移から最尤な状態遷移
系列を推定し、原デジタル情報を再生することを特徴と
するものである。

【００２５】又請求項８記載の発明は、記録媒体に記録
した原デジタル情報を、パーシャルレスポンス等化と最
尤復号を用いて再生するデジタル情報再生方法であっ
て、再生信号の振幅情報とパーシャルレスポンス等化出
力の振幅期待値から取り得る状態遷移のうちで、確から
しい状態遷移を選択し、前記確からしい状態遷移の選択
結果を所定の長さに渡って格納し、前記パーシャルレス
ポンス等化によって定まる状態遷移則から、前記再生信
号の振幅情報と前記パーシャルレスポンス等化出力の振
幅期待値 との差の絶対値を累積加算し、該加算結果を
用いて最も確からしい状態遷移系列を求めて原デジタル
情報を復号することを特徴とするものである。

【００２６】又請求項９記載の発明は、記録媒体に記録
した原デジタル情報を、パーシャルレスポンス等化と最
尤復号を用いて再生するデジタル情報再生方法であっ
て、再生信号の振幅情報と前記パーシャルレスポンス等
化出力の振幅期待値との差の絶対値を累積加算し、前記
加算結果を用いて取り得る状態遷移のうちで確からしい
状態遷移を選択し、更に各状態の確からしさを示す前記
加算結果の差をとりレジスタに保持し、確からしい状態
遷移結果を所定の長さに渡ってレジスタに格納し、前記
パーシャルレスポンス等化によって定まる状態遷移則か
ら最も確からしい状態遷移系列を求めて前記原デジタル
情報を復号することを特徴とするものである。

【００２７】又請求項１０記載の発明は、記録媒体に記
録した原デジタル情報を、パーシャルレスポンス等化と
最尤復号を用いて再生するデジタル情報再生方法であっ
て、再生信号の振幅情報と前記パーシャルレスポンス等
化出力の振幅期待値から取り得る状態遷移のうちで確か
らしい状態遷移を選択し、前記確からしい状態遷移の選
択結果を所定の長さに渡ってメモリに格納し、前記パー
シャルレスポンス等化によって定まる状態遷移則から、
前記再生信号の振幅情報と前記パーシャルレスポンス等
化出力の振幅期待値との差の２乗を累積加算し、該加算
結果を用いて最も確からしい状態遷移系列を求めて前記
原デジタル情報を復号することを特徴とするものであ
る。

【００２８】このようなデジタル情報再生方法により、
最小極性反転間隔が３以上となるような変調符号と、よ
り多くの符号間干渉を許容するＰＲ等化との組み合わせ
によって、ナイキスト等化に比べてＳ／Ｎ値が改善で
き、良好な誤り率を実現できる。

【００２９】（実施の形態１）本発明の第１実施形態に
おけるデジタル情報再生方法について図面を参照しつつ
説明する。変調符号としていわゆる（ｄ，ｋ）制限
（ｄ、ｋはｄ、ｋ≧０を満たす整数）を満足するランレ
ングス制限符号（以後、ＲＬＬ符号と呼ぶ）であって、
特に最小のランレングスの条件（ｄ＝２）を満たす符号
を用いる。記録符号は変調符号をＮＲＺＩ(Non Return
to Zero Inverted) 変調する。またパーシャルレスポン
ス等化としてインパルス応答ｈ(t) が（式１）を満たす
等化方式を用いることとする。ａ，ｂ，ｃ，ｄは任意の
定数、ｋは整数、Ｔはタイミング信号の周期とすると、
（式１）が成り立つ。

【数２】

【００３０】なお本実施形態では、以降簡単のため、い
わゆるＰＲ（１，３，３，１）等化を取り上げ、インパ
ルス応答における定数をそれぞれａ＝ｄ＝１、ｂ＝ｃ＝
３とする。本実施形態のように最小極性反転距離が３の
記録符号とＰＲ（１，３，３，１）等化方式を組み合わ
せた場合、原デジタル情報ｂ_t （ｔは時刻を表し、０以
上の整数とする）とＰＲ等化出力の振幅値ｘ_t は図１の
状態遷移図に従う。

【００３１】図１では、各状態に記号Ｓ（ｌ，ｍ，ｎ）
が付加されている。Ｓ（ｌ，ｍ，ｎ）は１ビット前の記
録符号ｃ_t-1 がｎで、２ビット前の記録符号ｃ_t-2 がｍ
で、３ビット前の記録符号ｃ_t-3 がｌであることを示し
ている。また、記録符号ｃ_tのシンボルを０または１と
している。図１の各状態遷移を示すパス（path）に付加
されたｖ／ｕにおいて、ｖが現時刻に入力された原デジ
タル情報ｂ_t の値を、ｕがＰＲ等化出力の振幅期待値
（振幅値）ｘ_t を示している。

【００３２】図１の状態遷移図を時間軸方向に展開した
ものをトレリス線図といい、これを図２で示す。本図に
おいて、ｋは時刻ｔの離散値である。トレリス線図は最
尤復号を行う上で各状態の確からしさを表す指標であ
る。再生信号から抽出したタイミング信号で、再生信号
をサンプリングした結果得られる値を再生信号振幅値ｙ
_t とする。この再生信号振幅値ｙ_t とＰＲ等化出力の振
幅期待値ｘ_t の差の絶対値の２乗を毎時刻に累積加算
し、常に最小値をとるように状態遷移の選択を行う。こ
の毎時刻の累積加算値をメトリック値と呼ぶ。このメト
リック値はＬ^(l,m,n) _t としてトレリス線図の各時刻ｔ
の各状態に付加されている。

【００３３】時刻ｔについて考えると、時刻ｔの各状態
において、とりうる時刻ｔ−１からの状態遷移のうち、
最尤な状態遷移を選択する。ここで状態遷移をpathｉ
（ｉは０から７までの整数）とおき、各状態遷移を次の
ように定義する。

【００３４】時刻ｔ−１の各状態のメトリック値Ｌ
^(1,1,1) _t-1 ，Ｌ^(1,1,0) _t-1 ，Ｌ^(1,0,0) _t-1 ，Ｌ
^(0,1,1) _t-1 ，Ｌ^(0,0,1) _t-1 ，Ｌ^(0,0,0) _t-1 ，と、
時刻ｔの再生信号振幅値ｙ_t が与えられると、毎時刻の
とりうる８本の状態遷移のうち、６本の状態遷移が選択
される。

【００３５】ここで状態Ｌ^(1,1,1) _t-1 からＬ^(1,1,1)
_t への状態遷移をpath７、状態Ｌ^(1,1,0) _t-1 からＬ
^(1,1,1) _t への状態遷移をpath６、状態Ｌ^(1,0,0) _t-1
からＬ^(1,1,0) _t への状態遷移をpath５、状態Ｌ
^(0,0,0) _t-1 からＬ^(0,0,1) _t への状態遷移をpath４、
状態Ｌ^(1,1,1) _t-1 からＬ^(0,1,1) _t への状態遷移をpa
th３、状態Ｌ^(0,1,1) _t-1 からＬ^(0,0,1) _t への状態遷
移をpath２、状態Ｌ^(0,0,1) _t-1 からＬ^(0,0,0) _t への
状態遷移をpath１、状態Ｌ^(0,0,0) _t-1 からＬ^(0,0,0)
_t への状態遷移をpath０、と呼ぶことにする。

【００３６】このように各時刻においてメトリック値を
求め、最尤な状態遷移を選択する。選択結果を所定の長
さのレジスタに格納する。そして複数の状態遷移列のう
ち、時間軸方向に対してトレリス線図に従う状態遷移列
がただ１つ求まる。これが最尤な状態遷移列、いわゆる
生き残りパスｐ_t となる。この生き残りパスｐ_t から原
デジタル情報ｂ_t が一意に求まり、最尤復号が実現でき
る。

【００３７】図３は本発明の第１実施形態におけるデジ
タル情報再生装置の概略構成を示すブロック図である。
本図において記録媒体である光ディスク１から、光学ヘ
ッド２とプリアンプ３を介して再生した再生信号をイコ
ライザ（ＥＱ）４に入力する。ＥＱ４では、記録再生系
の周波数特性が所定のＰＲ等化方式となるように波形整
形する。Ａ／Ｄ変換手段１６は、タイミング信号抽出手
段１８により抽出されたタイミング信号により、波形整
形した再生信号を量子化する。最尤復号手段１７は入力
された量子化データから最尤な状態遷移系列を推定し、
原デジタル情報を再生する。さらに最尤復号手段１７は
復号結果を用いてタイミング信号抽出手段１８へ位相誤
差情報を出力する。タイミング信号抽出手段１８はこの
位相誤差情報を基にタイミング信号を発生し、これをＡ
／Ｄ変換手段１６に与える。以後、各ブロックの構成及
び動作について詳細に説明する。

【００３８】図４は第１実施形態のデジタル情報再生装
置に用いられる最尤復号手段１７の構成を示すブロック
図である。最尤復号手段１７は、枝メトリック演算手段
１１（以下、ＢＭＵという）、加算比較選択手段１２
（以下、ＡＣＳという）、生き残りパス検出手段１３
（以下、ＳＭＵという）、平滑化手段１４（以下、ＬＰ
Ｆという) 、シフトレジスタ１５（以下、ＲＥＧとい
う）で構成する。

【００３９】ここで最尤復号手段１７の動作について詳
細に述べる。ＬＰＦ１４から出力された８つのＰＲ等化
出力の振幅期待値をｘ_i,t で表す。ここでｉは前記の８
種類の状態遷移のうち、path_i （ｉ＝０〜７）の番号を
表し、ｔは時刻を示すものとする。ＢＭＵ１１は次の
（式２）で表される再生信号振幅値ｙ_t とＰＲ等化出力
の振幅期待値ｘ_i,t との差の絶対値の２乗値、いわゆる
枝メトリックを算出する。 −（ｙ_t −ｘ_i,t ）² ｉは０から７の整数 ・・・（式２）

【００４０】振幅期待値ｘ_i,t は記録再生系の応答特性
において、各状態遷移が生じた場合のＰＲ等化後の振幅
値を表している。例えば、理想的なＰＲ（１，３，３，
１）等化の場合、図１及び図２に示すように、ｘ_7,t ＝
８，ｘ_3,t ＝ｘ_6,t ＝７，ｘ_2,t ＝ｘ_5,t ＝４，ｘ_1,t
＝ｘ_4,t ＝１，ｘ_0,t ＝０となる。

【００４１】ここで時刻ｔの各状態において、とりうる
時刻ｔ−１からの状態遷移のうち、最尤な状態遷移を選
択する方法について説明する。（式２）を用いると次の
（式３）が得られる。 Ｌ^(1,1,1) _t ＝max[Ｌ^(1,1,1) _t-1-( ｙ_t - ｘ_7,t )²，Ｌ^(1,1,0) _t-1-( ｙ_t - ｘ_6,t )²] Ｌ^(1,1,0) _t ＝Ｌ^(1,0,0) _t-1-( ｙ_t - ｘ_5,t )² Ｌ^(1,0,0) _t ＝Ｌ^(0,0,0) _t-1-( ｙ_t - ｘ_4,t )² Ｌ^(0,1,1) _t ＝Ｌ^(1,1,1) _t-1-( ｙ_t - ｘ_3,t )² Ｌ^(0,0,1) _t ＝Ｌ^(0,1,1) _t-1-( ｙ_t - ｘ_2,t )² Ｌ^(0,0,0) _t ＝max[Ｌ^(0,0,1) _t-1-( ｙ_t - ｘ_1,t )²，Ｌ^(0,0,0) _t-1-( ｙ_t - ｘ_0,t )²] ・・・（式３） ここでmax[α，β] はα，βのうち大きな値を選択する
演算子とする。

【００４２】さらに各状態のメトリック値の差Ｍ
_j,t （ｊは１から６の整数）を次の（式４）のように定
義する。 Ｍ_1,t ＝ Ｌ^(0,0,0) _t −Ｌ^(0,0,1) _t Ｍ_2,t ＝ Ｌ^(0,0,1) _t −Ｌ^(0,1,1) _t Ｍ_3,t ＝ Ｌ^(0,1,1) _t −Ｌ^(1,1,1) _t Ｍ_4,t ＝ Ｌ^(1,0,0) _t −Ｌ^(0,0,0) _t Ｍ_5,t ＝ Ｌ^(1,1,0) _t −Ｌ^(1,0,0) _t Ｍ_6,t ＝ Ｌ^(1,1,1) _t −Ｌ^(1,1,0) _t・・・（式４）

【００４３】（式３）を（式４）に代入すると、次の
（式５）が得られる。 Ｍ_2,t ＝Ｍ_3,t-1 ＋（ｙ_t −ｘ_3,t ）² −（ｙ_t −ｘ_2,t ）² Ｍ_5,t ＝Ｍ_4,t-1 ＋（ｙ_t −ｘ_4,t ）² −（ｙ_t −ｘ_5,t ）² Ｍ_1,t-1 ≧（ｙ_t −ｘ_0,t ）² −（ｙ_t −ｘ_1,t ）² ならば Ｍ_1,t ＝Ｍ_1,t-1 ＋Ｍ_2,t-1 ＋（ｙ_t −ｘ_2,t ）² −（ｙ_t −ｘ_0,t ）² Ｍ_4,t ＝（ｙ_t −ｘ_0,t ）² −（ｙ_t −ｘ_4,t ）² Ｍ_1,t-1 ＜（ｙ_t −ｘ_0,t ）² −（ｙ_t −ｘ_1,t ）² ならば Ｍ_1,t ＝Ｍ_2,t-1 ＋（ｙ_t −ｘ_2,t ）² −（ｙ_t −ｘ_1,t ）² Ｍ_4,t ＝Ｍ_1,t-1 ＋（ｙ_t −ｘ_1,t ）² −（ｙ_t −ｘ_4,t ）² Ｍ_6,t-1 ≧（ｙ_t −ｘ_7,t ）² −（ｙ_t −ｘ_6,t ）² ならば Ｍ_3,t ＝（ｙ_t −ｘ_7,t ）² −（ｙ_t −ｘ_3,t ）² Ｍ_6,t ＝Ｍ_5,t-1 ＋Ｍ_6,t-1 ＋（ｙ_t −ｘ_5,t ）² −（ｙ_t −ｘ_7,t ）² Ｍ_6,t-1 ＜（ｙ_t −ｘ_7,t ）² −（ｙ_t −ｘ_6,t ）² ならば Ｍ_3,t ＝Ｍ_6,t-1 ＋（ｙ_t −ｘ_6,t ）² −（ｙ_t −ｘ_3,t ）² Ｍ_6,t ＝Ｍ_5,t-1 ＋（ｙ_t −ｘ_5,t ）² −（ｙ_t −ｘ_6,t ）² ・・・（式５）

【００４４】図５は本実施形態における第１のＢＭＵ１
１Ａの構成を示すブロック図である。ＢＭＵ１１Ａは、
８回路の絶対値演算器１１ａ、２乗演算器１１ｂ、減算
器（ｓｕｂ）１１ｃで構成する。ＢＭＵ１１Ａは再生信
号振幅値ｙ_t の量子化データとＰＲ等化出力の振幅期待
値ｘ_i,t の差の絶対値の２乗値、いわゆる枝メトリック
を算出し、さらに次の（式６）の演算を行い、演算結果
Ｅ01, _t ，Ｅ76, _t ，Ｅ32, _t ，Ｅ45, _t ，Ｅ20, _t ，
Ｅ04, _t ，Ｅ21, _t ，Ｅ14, _t ，Ｅ73, _t ，Ｅ57, _t ，
Ｅ63, _t ，Ｅ56, _t をＡＣＳ１２に出力する。

【００４５】 Ｅ01, _t ＝（ｙ_t −ｘ_0,t ）² −（ｙ_t −ｘ_1,t ）² Ｅ76, _t ＝（ｙ_t −ｘ_7,t ）² −（ｙ_t −ｘ_6,t ）² Ｅ32, _t ＝（ｙ_t −ｘ_3,t ）² −（ｙ_t −ｘ_2,t ）² Ｅ45, _t ＝（ｙ_t −ｘ_4,t ）² −（ｙ_t −ｘ_5,t ）² Ｅ20, _t ＝（ｙ_t −ｘ_2,t ）² −（ｙ_t −ｘ_0,t ）² Ｅ04, _t ＝（ｙ_t −ｘ_0,t ）² −（ｙ_t −ｘ_4,t ）² Ｅ21, _t ＝（ｙ_t −ｘ_2,t ）² −（ｙ_t −ｘ_1,t ）² Ｅ14, _t ＝（ｙ_t −ｘ_1,t ）² −（ｙ_t −ｘ_4,t ）² Ｅ73, _t ＝（ｙ_t −ｘ_7,t ）² −（ｙ_t −ｘ_3,t ）² Ｅ57, _t ＝（ｙ_t −ｘ_5,t ）² −（ｙ_t −ｘ_7,t ）² Ｅ63, _t ＝（ｙ_t −ｘ_6,t ）² −（ｙ_t −ｘ_3,t ）² Ｅ56, _t ＝（ｙ_t −ｘ_5,t ）² −（ｙ_t −ｘ_6,t ）² ・・・（式６）

【００４６】図６は本実施形態におけるＡＣＳ１２のブ
ロック図である。ＡＣＳ１２は８つの加算器（ａｄｄ）
１２ａ、２つの比較器（ｃｏｍｐ）１２ｂ、４つのセレ
クタ（ｓｅｌ）１２ｃ、６つのレジスタ（ｒｅｇ）１２
ｄで構成する。ＡＣＳ１２は、時刻ｔにおいて常に時刻
ｔ−１でのメトリック値の差Ｍ_j,t-1 （ｊは１から６の
整数）をレジスタ１２ｄに格納している。そしてＡＣＳ
１２は時刻ｔの（式６）で表される入力信号Ｅ01, _t ，
Ｅ76, _t ，Ｅ32, _t ，Ｅ45, _t ，Ｅ20, _t ，Ｅ04, _t ，
Ｅ21, _t ，Ｅ14, _t ，Ｅ73, _t ，Ｅ57, _t ，Ｅ63, _t ，
Ｅ56, _t と、時刻ｔ−１でのメトリック値の差
Ｍ_1,t-1 ，Ｍ_2,t-1 ，Ｍ_3,t-1 ，Ｍ_4,t-1 ，Ｍ_5,t-1 ，
Ｍ_6,t-1 から、次に示す（式７）の演算によって時刻ｔ
でのメトリック値の差Ｍ_1,t ，Ｍ_2,t ，Ｍ_3,t ，
Ｍ_4,t ，Ｍ_5,t ，Ｍ_6,t をそれぞれ求める。

【００４７】 Ｍ_2,t ＝Ｍ_3,t-1 ＋Ｅ32, _t Ｍ_5,t ＝Ｍ_4,t-1 ＋Ｅ45, _t Ｍ_1,t-1 ≧Ｅ01, _t ならば Ｍ_1,t ＝Ｍ_1,t-1 ＋Ｍ_2,t-1 ＋Ｅ20, _t Ｍ_4,t ＝Ｅ04, _t Ｍ_1,t-1 ＜Ｅ01, _t ならば Ｍ_1,t ＝Ｍ_2,t-1 ＋Ｅ21, _t Ｍ_4,t ＝Ｍ_1,t-1 ＋Ｅ14, _t Ｍ_6,t-1 ≧Ｅ76, _t ならば Ｍ_3,t ＝Ｅ73, _t Ｍ_6,t ＝Ｍ_5,t-1 ＋Ｍ_6,t-1 ＋Ｅ57, _t Ｍ_6,t-1 ＜Ｅ76, _t ならば Ｍ_3,t ＝Ｍ_6,t-1 ＋Ｅ63, _t Ｍ_6,t ＝Ｍ_5,t-1 ＋Ｅ56, _t ・・・（式７）

【００４８】レジスタ１２ｄに格納される値は２つの状
態のもつメトリック値の差となるため、常に所定の値よ
り小さな値を示している。したがって、個々の状態のも
つメトリック値が例えどのような値をとっても、メトリ
ック値の差Ｍ_j,t-1 （ｊは１から６の整数）は所定のビ
ット幅で表すことができる。

【００４９】さらにＡＣＳ１２はメトリック値の差を求
めると同時に、８本の状態遷移のうちいずれの状態遷移
を選択したかを２ビットの情報としてＳＭＵ１３に出力
する。これらの２ビットの出力信号を選択信号と呼び、
SEL0，SEL1とする。ここで具体的なＡＣＳ１２の動作を
説明する。ＡＣＳ１２は毎時刻ｔにおいて、path２、pa
th３、path４、path５を必ず選択する。ただし、Ｍ
_1,t-1 ≧Ｅ01, _t ならばpath０を選択し、ハイレベルを
示す選択信号SEL0をＳＭＵ１３へ出力する。逆にＭ
_1,t-1 ＜Ｅ01, _t ならば、path１を選択し、ローレベル
を示す選択信号SEL0をＳＭＵ１３へ出力する。またＭ
_6,t-1 ≧Ｅ76, _t ならばpath７を選択し、ハイレベルを
示す選択信号SEL1をＳＭＵ１３へ出力する。逆にＭ
_6,t-1 ＜Ｅ7 6,_t ならばpath６を選択し、ローレベルを
示す選択信号SEL1をＳＭＵ１３へ出力する。

【００５０】図７〜図９は本実施形態のＳＭＵ１３の構
成を示すブロック図である。ＳＭＵ１３の動作について
詳細に説明する。ＳＭＵ１３は、所定の長さ（以後、パ
スメモリ長ｍとする）のレジスタ（以後、パスメモリと
呼ぶ）を８ｃｈ分持ち、ＡＣＳ１２から入力された選択
信号に基づき、状態遷移の選択結果をそれぞれのパスメ
モリに格納する。８つの状態遷移が起こり得るので、１
つの状態遷移につきパスメモリ長に相当する数のレジス
タを用意する。

【００５１】このパスメモリをでMEM _{i ,n}で表す。ｉは
０から７までの整数で、状態遷移path_i の番号を表す。
簡単のため添え字には整数ｉのみを付加することとす
る。またｎはパスメモリのアドレスを示し、１からパス
メモリ長ｍまでの値をとる。ＳＭＵ１３は、複数の論理
回路Ａ、論理回路Ｂ、レジスタＤで構成する。論理回路
Ａは３つの入力ａ，ｂ，ｃから、ｆ＝ａ×（ｂ＋ｃ）を
満たす信号ｆを出力する。尚、記号×は論理積を表し、
記号＋は論理和を表している。また論理回路Ｂは２つの
入力ｄ，ｅからｇ＝ｄ×ｅを満たす信号ｇを出力する。
論理回路Ａと論理回路Ｂにより、時刻ｔと時刻ｔ＋１の
状態遷移選択結果から、時刻ｔの状態遷移選択結果のう
ち、時刻ｔ＋１では生き残らない状態遷移をパスメモリ
から取り除くことができる。

【００５２】たとえば、時刻ｔと時刻ｔ＋１と時刻ｔ＋
２とにおいて、ともにハイレベルである選択信号SEL0と
SEL1が入力される場合について説明する。前述のとお
り、選択信号SEL0とSEL1がハイレベルであるので、path
０とpath７が選択され、path１とpath６は選択されな
い。

【００５３】ＳＭＵ１３は時刻ｔにおいて選択信号SEL0
とSEL1が入力されると、パスメモリMEM_0,1、MEM_2,1、ME
M_3,1、MEM_4,1、MEM_5,1、MEM_7,1にそれぞれ’１’を格納
し、MEM_1,1とMEM_6,1に’０’を格納する。ここで’１’
はレジスタに格納されたデータがハイレベルであること
を示し、’０’はレジスタに格納されたデータがローレ
ベルであることを示す。

【００５４】時刻ｔ＋１において選択信号SEL0とSEL1が
入力されると、パスメモリMEM_0,1，MEM_1,1，MEM_2,1，ME
M_3,1，MEM_4,1，MEM_5,1，MEM_6,1，MEM_7,1に格納されてい
たデータをパスメモリMEM_0,2，MEM_1,2，MEM_2,2，ME
M_3,2，MEM_4,2，MEM_5,2，MEM_6,2，MEM_7,2にそれぞれ格納
し、パスメモリMEM_0,1、MEM_2,1、MEM_3,1、MEM_4,1、MEM
_5,1、MEM_7,1にそれぞれ’１’を、MEM_1,1とMEM_6,1に’
０’を格納する。

【００５５】さらに時刻ｔ＋２において選択信号SEL0と
SEL1が入力されると、論理回路Ａの入力ａはMEM_0,2のデ
ータ’１’となり、論理回路Ａの入力ｂはMEM_0,1のデー
タ’１’となり、MEM_4,1のデータ’１’を論理回路Ａの
入力ｃとすれば、論理回路Ａの出力はｆ＝’１’とな
り、MEM_0,3に格納する。

【００５６】また、論理回路Ａの入力ａはMEM_1,2のデー
タ’０’となり、論理回路Ａの入力ｂはMEM_0,1のデー
タ’１’となり、MEM_4,1のデータ’１’を論理回路Ａの
入力ｃとすれば、論理回路Ａの出力はｆ＝’０’とな
り、ｆの値をMEM_1,3に格納する。

【００５７】また、MEM_2,2のデータ’１’を論理回路Ｂ
の入力ｄとし、MEM_1,1のデータ’０’を論理回路Ｂの入
力ｅとすれば、論理回路Ｂの出力はｇ＝’０’となり、
ｇの値をMEM_2,3に格納する。

【００５８】また、MEM_3,2のデータ’１’を論理回路Ｂ
の入力ｄとし、MEM_{2 ,1}のデータ’１’を論理回路Ｂの
入力ｅとすれば、論理回路Ｂの出力はｇ＝’１’とな
り、ｇの値をMEM_3,3に格納する。

【００５９】また、MEM_4,2のデータ’１’を論理回路Ｂ
の入力ｄとし、MEM_5,1のデータ’１’を論理回路Ｂの入
力ｅとすれば、論理回路Ｂの出力はｇ＝ ’１’とな
り、ｇの値をMEM_4,3に格納する。

【００６０】また、MEM_5,2のデータ’１’を論理回路Ｂ
の入力ｄとし、MEM_6,1のデータ’０’を論理回路Ｂの入
力ｅとすれば、論理回路Ｂの出力はｇ＝’０’となり、
ｇの値をMEM_5,3に格納する。

【００６１】また、論理回路Ａの入力ａはMEM_6,2のデー
タ’０’となり、論理回路Ａの入力ｂはMEM_3,1のデー
タ’１’となり、MEM_7,1のデータ’１’を論理回路Ａの
入力ｃとすれば、論理回路Ａの出力はｆ＝’０’とな
り、ｆの値をMEM_6,3に格納する。

【００６２】さらに、論理回路Ａの入力ａはMEM_7,2のデ
ータ’１’となり、論理回路Ａの入力ｂはMEM_3,1のデー
タ’１’となり、MEM_7,1のデータ’１’を論理回路Ａの
入力ｃとすれば、論理回路Ａの出力はｆ＝’１’とな
り、ｆの値をMEM_7,3に格納する。

【００６３】以上の演算により、時刻ｔから時刻ｔ＋１
に遷移するpathのうち、path２とpath５が除去された。
さらにパスメモリMEM_0,1，MEM_1,1，MEM_2,1，MEM_3,1，ME
M_4,1，MEM_5,1，MEM_6,1，MEM_7,1に格納されていたデータ
を、パスメモリMEM_0,2，MEM_1,2，MEM_2,2，MEM_3,2，MEM
_4,2，MEM_5,2，MEM_6,2，MEM_7,2にそれぞれ格納し、パス
メモリMEM_0,1、MEM_2,1、MEM_3,1、MEM_4,1、MEM_5,1、MEM
_7,1にそれぞれ’１’を、MEM_1,1とMEM_6,1に’０’を格
納する。

【００６４】パスメモリMEM _i,3 （ｉは０から７までの
整数）における演算をMEM _i,n （ｎは４以上でパスメモ
リ長以下の整数）についても行うと、十分にパスメモリ
長が大きい場合、８つのパスメモリMEM _i,m のうち、た
だ１つのパスメモリに’１’が格納されることになる。
これが生き残りパスとなる。

【００６５】図１の状態遷移図で説明したように、パス
メモリMEM_3,mに’１’が格納されているか、又はパスメ
モリMEM_4,mに’１’が格納されていれば、ＳＭＵ１３は
復号結果として’１’を出力し、そうでなければＳＭＵ
１３は復号結果として’０’を出力する。これにより原
デジタル情報ｂ_t が再生される。ＳＭＵ１３は生き残り
パスを示す８ビットの情報ｐ_i,t （ｉは０から７までの
整数、ｔは時刻を示す整数）としてｐ_i,t ＝MEM
_i,m （ｍはパスメモリ長）を満たすようにＬＰＦ１４に
出力し、位相誤差情報として、後述のタイミング信号抽
出手段１８に出力する。

【００６６】なお本実施形態１のＳＭＵ１３では、論理
回路Ａと論理回路Ｂにより、時刻ｔと時刻ｔ＋１の状態
遷移選択結果から、時刻ｔの状態遷移選択結果のうち時
刻ｔ＋１では生き残らない状態遷移をパスメモリから取
り除く構成とした。しかし、時刻ｔから時刻ｔ＋ｒ（ｒ
は１以上の整数）の状態遷移選択結果から、時刻ｔの状
態遷移選択結果のうち、時刻ｔ＋１から時刻ｔ＋ｒでは
生き残らない状態遷移をパスメモリから取り除く構成に
しても同様の効果が得られる。

【００６７】図４において、シフトレジスタ（ＲＥＧ）
１５はＢＭＵ１１とＡＣＳ１２とＳＭＵ１３との処理時
間分だけ遅延させた再生信号振幅値ｙ_t をＬＰＦ１４に
出力する。また位相誤差情報として後述のタイミング信
号抽出手段１８にも出力する。

【００６８】ＬＰＦ１４は初期動作と定常動作の２つの
動作を行う。初期動作はいわゆるアクイジションモード
と呼ばれ、記録媒体上の特定パターンからタイミング信
号を高速に抽出し、これに同期するための動作であり、
定常動作はトラッキングモードと呼ばれ、再生信号から
タイミング信号を抽出し、これに追従するための動作で
ある。

【００６９】ＬＰＦ１４は振幅期待値ｘ_7,t ，ｘ_6,t ，
ｘ_5,t ，ｘ_4,t ，ｘ_3,t ，ｘ_2,t ，ｘ_1,t ，ｘ_0,t を格
納するためのレジスタを持ち、次の（式８）を満たす演
算を行い、演算結果をレジスタに格納する。

【００７０】ｐ_i,t が’１’であれば ｘ_i,t+1 ＝（１／Ｎ）×ｙ_t ＋（（Ｎ−１）／Ｎ）×ｘ
_i,t ここで Ｎは正の整数 ｉは０から７までの整数 ・・・（式８）

【００７１】初期動作において、外部から与えられた８
つのＰＲ等化出力の初期振幅期待値ｘ_7,init，
ｘ_6,init，ｘ_5,init，ｘ_4,init，ｘ_3,init，ｘ_2,init，
ｘ_1,init，ｘ_0,initをＢＭＵ１１に出力しているが、定
常動作では（式８）の演算を行い、更新したレジスタの
データを８つのＰＲ等化出力の振幅期待値ｘ_7,t ，ｘ
_6,t ，ｘ_5,t ，ｘ_4,t ，ｘ_3,t ，ｘ_2,t ，ｘ_1,t ，ｘ
_0,t としてＢＭＵ１１に出力する。これは最尤復号結果
から記録再生系の応答特性を検出し、検出結果から適応
的にＰＲ等化特性を変化させていることになる。

【００７２】タイミング信号抽出手段１８は、ＳＭＵ１
３から出力された生き残りパスP _i,t と、ＲＥＧ１５か
ら出力された再生信号振幅値ｙ_t を入力し、次に示す
（式９）に従って演算を行う。 ｐ_i,t が’１’であれば level _i,t ＝（１／Ｎ）×ｙ_t ＋（（Ｎ−１）／Ｎ）×
level_i,t-1 ここで Ｎは正の整数 ｉ＝２または５ ・・・（式９）

【００７３】再生信号の量子化に用いられるタイミング
信号に位相誤差がなく、記録再生系の等化特性が（式
１）で表されるインパルス応答となる場合、level_2,tは
再生信号の立ち下がり波形の振幅値ｃ＋ｄの値をとり、
level_5,tは再生信号の立ち上がり波形の振幅値ａ＋ｂの
値をとる。簡単のために対称なインパルス応答の場合を
考えるとａ＝ｄ、ｂ＝ｃとなるので、level_2,t＝level
_5,tが満たされる。そこで位相誤差量を次の（式１０）
で定義する。 phase ＿error _t ＝level_2,t−level_5,t ・・・（式１０）

【００７４】位相誤差量phase ＿error _t は、正の値を
示すときにはタイミング信号の位相が量子化すべきサン
プリング位置より進んでおり、負の値を示すときにはタ
イミング信号の位相が量子化すべきサンプリング位置よ
り遅れていることになる。タイミング信号抽出手段１８
は位相誤差量と、位相誤差量を増幅する増幅器の増幅率
と、初期位相情報とにより、所定のタイミング信号を発
生し、これをＡ／Ｄ変換手段１６へ出力する。

【００７５】さて、図１０は、最尤復号手段１７におけ
る第２の枝メトリック演算手段１１Ｂの構成を示すブロ
ック図である。第１の枝メトリック演算手段１１Ａで
は、枝メトリックを演算する際、（式２）のＰＲ等化出
力の振幅期待値ｘ_t の差の絶対値の２乗を算出する方法
を示した。第２の枝メトリック演算手段１１Ｂでは、
（式２）を次に示す（式１１）に置き換え、ＰＲ等化出
力の振幅期待値ｘ_t の差の絶対値を算出する。この方法
では２乗演算器が不要になるため、回路規模の縮小が実
現できる。

【００７６】−ＡＢＳ［ｙ_t −ｘ_i,t ］ ｉは０から７の整数 ＡＢＳ［α］はαの絶対値を求める演算子 ・・・（式１１）

【００７７】（実施の形態２）次に本発明の第２実施形
態におけるデジタル情報再生装置について図面を参照し
つつ説明する。図１１は第２実施形態のデジタル情報再
生装置の基本構成を示すブロック図である。ここでは記
録媒体から再生された再生信号はＡ／Ｄ変換手段１９に
よって、固定クロックでオーバーサンプリングされる構
成となっている。Ａ／Ｄ変換手段１９でサンプリングさ
れたデータはＤ／Ｄ変換手段２０によって再量子化され
る。Ｄ／Ｄ変換手段２０に入力するタイミング信号は、
タイミング信号抽出手段２２から与えられ、Ｄ／Ｄ変換
手段２０は再生信号に含まれるタイミング信号に同期し
た量子化データを出力する。

【００７８】最尤復号手段２１は、入力された量子化デ
ータから最尤な状態遷移を推定し、原デジタル情報を再
生して出力する。また最尤復号手段２１は復号結果から
位相誤差情報をタイミング信号抽出手段２２に与える。
タイミング信号抽出手段２２は、位相誤差情報のうち高
周波数成分を取り除くというＬＰＦ処理を行い、位相誤
差量を算出する。そしてタイミング信号抽出手段２２は
初期位相情報（以下、init＿timingという）と初期周波
数情報（以下、init＿intervalという）と位相誤差量と
より、発振周波数を求め、タイミング信号を出力する。

【００７９】本実施形態の動作を更に詳細に述べる。タ
イミング信号抽出手段２２は最尤復号手段２１から出力
された生き残りパスｐ_i,t とＢＭＵ１１とＡＣＳ１２と
ＳＭＵ１３でかかった処理時間だけ遅延させた再生信号
振幅値ｙ_t を入力し、次の（式９）に従って演算を行
う。演算結果は図示しないレジスタに振幅期待値level
_i,t として格納する。 ｐ_i,t が’１’であれば、 level _i,t ＝（１／Ｎ）×ｙ_t ＋（（Ｎ−１）／Ｎ）×
level_i,t-1 ここで Ｎは正の整数 ｉ＝２または５ ・・・（式９）

【００８０】Ｄ／Ｄ変換手段２０で量子化に用いられる
タイミング信号に位相誤差がなく、記録再生系の等化特
性が（式１）で表されるインパルス応答となる場合、le
vel_2,tは再生信号の立ち下がり波形の振幅値ｃ＋ｄの値
をとり、level_5,tは再生信号の立ち上がり波形の振幅値
ａ＋ｂの値をとる。簡単のために対称なインパルス応答
の場合を考えると ａ＝ｄ、ｂ＝ｃとなるので、level
_2,t＝level_5,tが満たされる。そこで位相誤差量を前述
した（式１０）で定義する。 phase ＿error _t ＝level_2,t−level_5,t ・・・（式１０）

【００８１】位相誤差量phase ＿error _t は、正の値を
示すときにはタイミング信号の位相が量子化すべきサン
プリング位置より進んでおり、負の値を示すときにはタ
イミング信号の位相が量子化すべきサンプリング位置よ
り遅れていることになる。さらにタイミング信号抽出手
段２２に含まれる周波数設定手段の設定周波数interval
_t を次の（式１２）で定義する。 interval_t ＝init＿interval ／（１− GAIN × phase＿error _t ×init＿interval） ここでGAINは周波数設定手段の増幅率である。 ・・・（式１２）

【００８２】なお、インパルス応答が非対称な場合に
は、（式１２）を次の（式１３）に変形する。 interval_t ＝init＿interval ／（１− GAIN ×(phase＿error _t -(a+b-c-d)) ×init
＿interval） ここでGAINは周波数設定手段の増幅率である。 ・・・（式１３）

【００８３】さらにタイミング信号抽出手段２２はタイ
ミング信号の時刻timing_t を次の（式１４）で定義す
る。 timing_t ＝timing_t-1 ＋ intervel _t ここでtiming₀ ＝init＿timeとする。 ・・・（式１４）

【００８４】タイミング信号抽出手段２２はこうして抽
出したタイミング信号timing_t をＤ／Ｄ変換手段２０に
出力する。Ａ／Ｄ変換手段１９が再生信号を周期Ｔの固
定クロックでオーバーサンプリングした結果をｚ_m （ｍ
は１以上の整数）とする。Ｄ／Ｄ変換手段２０はＡ／Ｄ
変換手段１９がサンプリングした結果ｚ_m と、タイミン
グ信号抽出手段２２の出力するタイミング信号timing_t
から、再生信号を量子化した再生信号振幅値ｙ_t を次の
（式１５）によって算出する。 Ｔ×( ｍ-1) ≦timing_t ＜Ｔ×ｍならば ｙ_t ＝（（ timing _t −Ｔ×( ｍ-1））／Ｔ) ×ｚ_m ＋（（Ｔ×ｍ−timing_t ）／Ｔ）×ｚ_m-1 ・・・（式１５） こうして得られた再生信号振幅値ｙ_t を最尤復号手段２
１に出力する。

【００８５】以上のようにして再生信号から正確なタイ
ミング信号を抽出し、これに追従することができる。ま
たすべての演算をデジタル信号処理により実現できるの
で、従来アナログ回路で構成されていた場合に必要であ
った調整が不要となる。

【００８６】これまで再生信号に含まれるタイミング信
号に追従する定常動作について説明したが、記録媒体上
の特定パターンからタイミング信号を抽出し、高速に同
期するための方法について説明する。記録媒体のフォー
マットがセクタ単位で構成され、データとデータの先頭
に所定の長さのＶＦＯパターンいわゆるランナップが含
まれているとする。ゲート信号は記録媒体のフォーマッ
トに合わせたセクタ内の有効な再生信号の範囲を示す信
号であり、本実施形態でもゲート信号に従い、信号処理
の動作を開始する。また、通常ランナップでは単一のパ
ターンの信号が記録され、ＰＬＬ回路の引き込み動作に
用いられる。

【００８７】図１２は本実施形態のタイミング信号抽出
手段２２の構成図である。最尤復号手段２１から出力し
た位相誤差情報を帯域制限手段２３に入力する。帯域制
限手段２３は（式１０）、（式１１）の演算を行い、位
相誤差量を求め、周波数設定手段２４に出力する。周波
数設定手段２４は（式１２）又は（式１３）と（式１
４）を用いて、初期位相情報と初期周波数情報と位相誤
差量より、発振周波数を求め、タイミング信号をＤ／Ｄ
変換手段２０に出力する。ゲート信号が有効になると時
刻計測手段２５は、タイミング信号をカウントし、所定
の値に到達すると、（式１０）のＮの値と、（式１２）
又は（式１３）のGAINの値を変更するよう、帯域制限手
段２３と周波数設定手段２４に制御信号を出力する。

【００８８】初期動作では（式１０）のＮの値を小さ
く、（式１２）又は（式１３）のGAINの値を高く設定
し、定常動作では（式１０）のＮの値を大きく、（式１
２）又は（式１３）のGAINの値が低くなるように、時刻
計測手段２５が制御をかける。以上のような動作によっ
て、高速に初期動作から定常動作への移行が実現でき
る。

【００８９】（実施の形態３）次に本発明の第３実施形
態におけるデジタル情報再生装置について図面を参照し
つつ説明する。図１３は第３実施形態のデジタル情報再
生装置の基本構成を示すブロック図である。本実施形態
では、タイミング信号抽出手段２８が、最尤復号手段２
７から出力された位相誤差情報を（式１１）で定義され
る位相誤差量を用いて内蔵のＶＣＯの発振周波数を制御
する構成となっている。

【００９０】記録媒体から再生された再生信号は、Ａ／
Ｄ変換手段２６でサンプリングされ、量子化データに変
換される。最尤復号手段２７は入力された量子化データ
から、最尤な状態遷移を推定し、原デジタル情報を再生
して出力する。また最尤復号手段２７は復号結果から位
相誤差情報をタイミング信号抽出手段２８に出力する。
タイミング信号抽出手段２８は、位相誤差情報のうち不
要な信号成分を取り除くＬＰＦ処理を行い、位相誤差量
を算出する。そしてタイミング信号抽出手段２８は入力
された記録クロックと位相誤差量とより、発振周波数を
求め、タイミング信号をＡ／Ｄ変換手段２６に出力す
る。

【００９１】ここで本実施形態のデジタル情報再生装置
の動作を詳細に述べる。タイミング信号抽出手段２８
は、最尤復号手段２７から位相誤差情報として出力され
た生き残りパスを示す８ビットの情報ｐ_i,t と、再生信
号振幅値ｙ_t とを入力し、発振出力をタイミング信号と
してＡ／Ｄ変換手段２６に出力する。

【００９２】図１４は本実施形態における第１のタイミ
ング信号抽出手段２８Ａの構成図である。ＶＣＯ３０は
中心周波数制御信号によって中心周波数が設定されてい
る。ゲート信号が有効でない場合、位相比較器２９は入
力された記録クロックとＶＣＯ３０の発振出力の位相を
比較し、比較結果をＬＰＦ３１に出力する。

【００９３】ＬＰＦ３１はＶＣＯ３０が記録クロックに
追従するために必要な信号成分を取り出し、セレクタ回
路３２に出力する。セレクタ回路３２はゲート信号によ
って制御され、ＬＰＦ３１の出力信号をＶＣＯ３０へ出
力する。従ってＶＣＯ３０は記録クロックに同期して発
振する。次にゲート信号が有効になると、帯域制限回路
３３は（式１１）で定義される位相誤差量をＤ／Ａ変換
器３４に出力する。Ｄ／Ａ変換器３４は変換結果をセレ
クタ回路３２に出力する。そしてセレクタ回路３２は、
Ｄ／Ａ変換器３４の出力信号をＶＣＯ３０へ出力する。
従って最尤復号手段２７からの位相誤差情報を基にタイ
ミング信号を制御することができる。

【００９４】さらに高速に同期するための方法について
説明する。信号処理の動作開始を示すゲート信号が有効
になると、カウンタ回路３５はタイミング信号をカウン
トし、所定の値に到達すると、帯域制限回路３３の（式
１０）のＮの値と、ＶＣＯ３０の増幅率を変更するよう
帯域制限回路３３とＶＣＯ３０に制御をかける。一般に
ゲート信号が有効になると、ランナップパターンが入力
されるので、初期動作では（式１０）のＮの値を小さ
く、ＶＣＯ３０の増幅率の値を高く設定する。定常動作
では（式１０）のＮの値を大きく、ＶＣＯ３０の増幅率
の値が低くなるように、カウンタ回路３５が制御をかけ
る。以上のような動作によって、高速に初期動作から定
常動作への移行が実現できる。

【００９５】つぎに位相誤差量を用いて記録クロックの
位相を制御する他のタイミング信号抽出手段の動作につ
いて詳細に述べる。図１５は本実施形態における第２の
タイミング信号抽出手段２８Ｂの構成を示すブロック図
である。ゲート信号が有効でない場合、移相回路３６は
記録クロックをタイミング信号としてＡ／Ｄ変換手段２
６に出力している。ゲート信号が有効になると、帯域制
限回路３７は（式１１）で定義される位相誤差量を可変
増幅器３８に出力する。可変増幅器３８は位相誤差量を
増幅し、演算結果を移相回路３６へ出力する。移相回路
３６は増幅された位相誤差量を基に、内蔵の可変遅延回
路を用いて記録クロックの位相を制御する。

【００９６】さらに高速に同期するための方法について
説明する。信号処理の動作開始を示すゲート信号が有効
になると、カウンタ回路３９はタイミング信号をカウン
トし、所定の値に到達すると、帯域制限回路３７の（式
１０）のＮの値と、可変増幅器の増幅率を変更するよ
う、帯域制限回路３７と可変増幅器３８とに制御信号を
出力する。一般にゲート信号が有効になると、ランナッ
プパターンが入力されるので、初期動作では（式１０）
のＮの値を小さく、可変増幅器３８の増幅率の値を高く
設定し、定常動作では（式１０）のＮの値を大きく、可
変増幅器３８の増幅率の値が低くなるように、カウンタ
回路３９が制御をかける。以上のような動作によって、
高速に初期動作から定常動作への移行が実現できる。

【００９７】なお、図３の最尤復号手段１７として、最
小極性反転間隔が３のランレングス制限符号を例に挙げ
て動作を説明したが、他のランレングス制限符号であっ
てもよい。

【００９８】

【発明の効果】以上のように本発明のデジタル情報再生
装置によれば、タイミング信号抽出手段が、ビタビ復号
動作中に得られた生き残りパスをもとに、量子化データ
を分類し、分類された量子化データを用いて記録再生系
の応答特性を検出し、再生信号に含まれるレベル変動を
求め、このうちタイミング信号抽出手段の出力であるタ
イミング信号の位相ずれによるレベル変動成分を算出
し、算出結果よりタイミング信号の位相を制御する。こ
れにより正確なタイミング信号の抽出が実現できる。ま
た、再生信号に含まれるタイミング信号の抽出動作をデ
ジタル的な手法で行うことで、アナログ的な調整を必要
としない、デジタル信号処理に適した構成となる。

【００９９】さらにタイミング信号の位相ずれの検出結
果を用いてタイミング信号の位相を制御する際、タイミ
ング信号抽出動作の初期動作と定常動作において、制御
の特性を変化させることで、高速な定常動作への移行が
行える。

【０１００】又本発明のデジタル情報再生方法によれ
ば、最小極性反転間隔が３以上となるような変調符号
と、より多くの符号間干渉を許容するＰＲ等化との組み
合わせによって、ナイキスト等化に比べ、Ｓ／Ｎ値が改
善でき、良好な誤り率を実現できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】最小極性反転距離が３の記録符号とＰＲ（１，
３，３，１）等化方式とを組み合わせた場合の状態遷移
図である。

【図２】最小極性反転距離が３の記録符号とＰＲ（１，
３，３，１）等化方式とを組み合わせた場合のトレリス
線図である。

【図３】本発明の第１実施形態におけるデジタル情報再
生装置の概略構成図である。

【図４】第１実施形態のデジタル情報再生装置における
最尤復号手段のブロック図である。

【図５】第１実施形態のデジタル情報再生装置における
第１の枝メトリック演算手段（ＢＭＵ）１１Ａのブロッ
ク図である。

【図６】第１実施形態のデジタル情報再生装置における
加算比較選択演算手段（ＡＣＳ１２）のブロック図であ
る。

【図７】第１実施形態のデジタル情報再生装置における
生き残りパス検出手段（ＳＭＵ）１３のブロック図（そ
の１）である。

【図８】第１実施形態のデジタル情報再生装置における
生き残りパス検出手段（ＳＭＵ）１３のブロック図（そ
の２）である。

【図９】第１実施形態のデジタル情報再生装置における
生き残りパス検出手段（ＳＭＵ）１３のブロック図（そ
の３）である。

【図１０】第１実施形態のデジタル情報再生装置におけ
る第２の枝メトリック演算手段（ＢＭＵ）１１のブロッ
ク図である。

【図１１】本発明の第２実施形態におけるデジタル情報
再生装置の概略構成図である。

【図１２】第２実施形態のデジタル情報再生装置におけ
るタイミング信号抽出手段２２の構成図である。

【図１３】本発明の第３実施形態におけるデジタル情報
再生装置の概略構成図である。

【図１４】第３実施形態のデジタル情報再生装置におけ
る第１のタイミング信号抽出手段２８Ａの構成図であ
る。

【図１５】第３実施形態のデジタル情報再生装置におけ
る第２のタイミング信号抽出手段２８Ｂの構成図であ
る。

【図１６】従来のデジタル情報再生装置の構成例を示す
ブロック図である。

【図１７】従来のデジタル情報再生装置の動作を示す信
号波形図である。

【符号の説明】

１ 光ディスク ２ 光学へッド ３ プリアンプ ４ ＥＱ ５ Ａ／Ｄ変換器 ６ 最尤復号器 ７ コンパレータ ８，２９ 位相比較器 ９，３１ ＬＰＦ １０，３０ ＶＣＯ １１，１１Ａ，１１Ｂ 枝メトリック演算手段（ＢＭ
Ｕ） １１ａ 絶対値演算器 １１ｂ ２乗演算器 １１ｃ 減算器 １２ 加算比較選択演算手段（ＡＣＳ） １２ａ 加算器 １２ｂ 比較器 １２ｃ セレクタ １２ｄ レジスタ １３ 生き残りパス検出手段（ＳＭＵ） １４ 平滑化手段（ＬＰＦ） １５ シフトレジスタ（ＲＥＧ） １６，１９，２６ Ａ／Ｄ変換手段 １７，２１，２７ 最尤復号手段 １８，２２，２８，２８Ａ，２８Ｂ タイミング信号抽
出手段 ２０ Ｄ／Ｄ変換手段 ２３ 帯域制限手段 ２４ 周波数設定手段 ２５ 時刻計測手段 ３２ セレクタ回路 ３３，３７ 帯域制限回路 ３４ Ｄ／Ａ変換器 ３５ カウンタ回路 ３６ 移相回路 ３８ 可変増幅器 ３９ カウンタ回路

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 記録媒体に記録した原デジタル情報をパ
   ーシャルレスポンス等化方式を利用して再生するデジタ
   ル情報再生装置であって、 記録媒体から再生された再生信号を、位相補正されたタ
   イミング信号でサンプリングし、量子化データに変換す
   るＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の量子化データを入力し、パーシャ
   ルレスポンス等化と最尤復号法とを用いて原デジタル情
   報を復号すると共に、パーシャルレスポンス等化におけ
   る時系列の振幅期待値からタイミング信号の位相誤差情
   報を生成する最尤復号手段と、 前記最尤復号手段から出力された位相誤差情報から、位
   相補正したタイミング信号を抽出して前記Ａ／Ｄ変換手
   段に与えるタイミング信号抽出手段と、を具備すること
   を特徴とするデジタル情報再生装置。
2. 【請求項２】 記録媒体に記録した原デジタル情報をパ
   ーシャルレスポンス等化方式を利用して再生するデジタ
   ル情報再生装置であって、 記録媒体から再生された再生信号を、一定のクロック周
   期でオーバサンプリングし、デジタル信号に変換するＡ
   ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段により変換されたデジタル信号を入
   力し、位相補正されたタイミング信号で再サンプリング
   し、量子化データに変換するＤ／Ｄ変換手段と、 前記Ｄ／Ｄ変換手段の量子化データを入力し、パーシャ
   ルレスポンス等化と最尤復号法とを用いて原デジタル情
   報を復号すると共に、パーシャルレスポンス等化におけ
   る時系列の振幅期待値からタイミング信号の位相誤差情
   報を生成する最尤復号手段と、 前記最尤復号手段から出力された位相誤差情報、及び予
   め定めた初期位相情報と初期周波数情報とから、位相補
   正したタイミング信号を抽出して前記Ａ／Ｄ変換手段に
   与えるタイミング信号抽出手段と、を具備することを特
   徴とするデジタル情報再生装置。
3. 【請求項３】 前記タイミング信号抽出手段は、 前記最尤復号手段から入力された位相誤差情報を必要な
   信号成分に制限する帯域制限手段と、 前記帯域制限手段で帯域制限された位相誤差情報を制御
   電圧としてタイミング信号を発振する周波数設定手段
   と、 前記周波数設定手段のタイミング信号を入力し、タイミ
   ング信号の抽出動作の開始を示すゲート信号が有効とな
   った時刻から、現在までの時間を計測する時刻計測手段
   と、を具備するものであり、 前記時刻計測手段の出力によって、前記帯域制限手段の
   周波数特性と前記周波数設定手段の伝達関数とを変化さ
   せ、初期動作と定常動作におけるタイミング信号を切り
   換えることを特徴とする請求項２記載のデジタル情報再
   生装置。
4. 【請求項４】 記録媒体に記録した原デジタル情報をパ
   ーシャルレスポンス等化方式を利用して再生するデジタ
   ル情報再生装置であって、 記録媒体から再生された再生信号を、位相補正されたタ
   イミング信号でサンプリングし、量子化データに変換す
   るＡ／Ｄ変換手段と、 前記Ａ／Ｄ変換手段の量子化データを入力し、パーシャ
   ルレスポンス等化と最尤復号法とを用いて原デジタル情
   報を復号すると共に、パーシャルレスポンス等化におけ
   る時系列の振幅期待値からタイミング信号の位相誤差情
   報を生成する最尤復号手段と、 予め定めた記録クロックと前記最尤復号手段から出力さ
   れた位相誤差情報とを用いて位相補正したタイミング信
   号を抽出して前記Ａ／Ｄ変換手段に与えるタイミング信
   号抽出手段と、を具備することを特徴とするデジタル情
   報再生装置。
5. 【請求項５】 前記タイミング信号抽出手段は、 記録クロックとＶＣＯ出力との位相を比較する位相比較
   器と、 前記位相比較器の出力信号を帯域制限するＬＰＦと、 前記最尤復号手段から入力された位相誤差情報を必要な
   帯域成分に制限する帯域制限回路と、 前記ＬＰＦの出力と前記帯域制限回路の出力とを入力
   し、前記タイミング信号の抽出動作の開始を示すゲート
   信号によって切り換えるセレクタ回路と、 中心周波数制御信号を入力し、前記セレクタ回路の出力
   信号に基づいて周波数を制御して前記ＶＣＯ出力を生成
   し、この出力をタイミング信号として前記Ａ／Ｄ変換手
   段に与えるＶＣＯと、 前記ゲート信号が有効となった時刻から現在までの時間
   を計測するカウンタ回路と、を具備するものであり、 前記カウンタ回路の出力によって、前記帯域制限回路の
   周波数特性と前記ＶＣＯの伝達関数とを変化させること
   を特徴とする請求項４記載のデジタル情報再生装置。
6. 【請求項６】 前記タイミング信号抽出手段は、 位相制御信号に基づいて記録クロックを時間軸方向に移
   相し、これをタイミング信号として出力する移相回路
   と、 前記最尤復号手段から入力された位相誤差情報を必要な
   信号成分に制限する帯域制限回路と、 前記帯域制限回路の出力信号を可変増幅して位相制御信
   号として前記移相回路に出力する可変増幅器と、 前記移相回路のタイミング信号を入力し、前記タイミン
   グ信号の抽出動作の開始を示すゲート信号が有効となっ
   た時刻から現在までの時間を計測するカウンタ回路と、
   を具備するものであり、 前記カウンタ回路の出力によって前記帯域制限回路の周
   波数特性特性と前記可変増幅器の増幅率とを変化させる
   ことを特徴とする請求項４記載のデジタル情報再生装
   置。
7. 【請求項７】 記録媒体に記録した原デジタル情報をパ
   ーシャルレスポンス等化方式を利用して原デジタル情報
   を再生するデジタル情報再生方法であって、 最小極性反転間隔が３以上となる記録符号で記録された
   記録媒体から再生信号を取り出し、 記録再生系のインパルス応答ｈ（ｔ）が、 ａ，ｂ，ｃ，ｄを任意の定数、ｋを整数、Ｔをタイミン
   グ信号の周期とするとき、 【数１】 を満たす等化方法と、再生信号に含まれるタイミング信
   号とで前記再生信号を量子化し、 量子化されたデータを用いて、前記インパルス応答と最
   小極性反転間隔の制約より求まる状態遷移から最尤な状
   態遷移系列を推定し、原デジタル情報を再生することを
   特徴とするデジタル情報再生方法。
8. 【請求項８】 記録媒体に記録した原デジタル情報を、
   パーシャルレスポンス等化と最尤復号を用いて再生する
   デジタル情報再生方法であって、 再生信号の振幅情報とパーシャルレスポンス等化出力の
   振幅期待値から取り得る状態遷移のうちで、確からしい
   状態遷移を選択し、 前記確からしい状態遷移の選択結果を所定の長さに渡っ
   て格納し、 前記パーシャルレスポンス等化によって定まる状態遷移
   則から、前記再生信号の振幅情報と前記パーシャルレス
   ポンス等化出力の振幅期待値との差の絶対値を累積加算
   し、該加算結果を用いて最も確からしい状態遷移系列を
   求めて原デジタル情報を復号することを特徴とする請求
   項７記載のデジタル情報再生方法。
9. 【請求項９】 記録媒体に記録した原デジタル情報を、
   パーシャルレスポンス等化と最尤復号を用いて再生する
   デジタル情報再生方法であって、 再生信号の振幅情報と前記パーシャルレスポンス等化出
   力の振幅期待値との差の絶対値を累積加算し、 前記加算結果を用いて取り得る状態遷移のうちで確から
   しい状態遷移を選択し、 更に各状態の確からしさを示す前記加算結果の差をとり
   レジスタに保持し、確からしい状態遷移結果を所定の長
   さに渡ってレジスタに格納し、 前記パーシャルレスポンス等化によって定まる状態遷移
   則から最も確からしい状態遷移系列を求めて前記原デジ
   タル情報を復号することを特徴とする請求項８記載のデ
   ジタル情報再生方法。
10. 【請求項１０】 記録媒体に記録した原デジタル情報
    を、パーシャルレスポンス等化と最尤復号を用いて再生
    するデジタル情報再生方法であって、 再生信号の振幅情報と前記パーシャルレスポンス等化出
    力の振幅期待値から取り得る状態遷移のうちで確からし
    い状態遷移を選択し、 前記確からしい状態遷移の選択結果を所定の長さに渡っ
    てメモリに格納し、 前記パーシャルレスポンス等化によって定まる状態遷移
    則から、前記再生信号の振幅情報と前記パーシャルレス
    ポンス等化出力の振幅期待値との差の２乗を累積加算
    し、該加算結果を用いて最も確からしい状態遷移系列を
    求めて前記原デジタル情報を復号することを特徴とする
    請求項７記載のデジタル情報再生方法。