JPH09149642A - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JPH09149642A JPH09149642A JP32655495A JP32655495A JPH09149642A JP H09149642 A JPH09149642 A JP H09149642A JP 32655495 A JP32655495 A JP 32655495A JP 32655495 A JP32655495 A JP 32655495A JP H09149642 A JPH09149642 A JP H09149642A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 従来の三相入力のスイッチング電源は制御ア
ルゴリズムが複雑であり、効率が悪くコスト高となる欠
点があった。本発明では、単相入力の力率改善型スイッ
チング電源を用いる事によって、上記欠点を解決した。 【解決手段】 三相入力の内、各２相を単相入力とした
絶縁型力率改善付スイッチング電源を三台並列接続し、
各出力をコモンとしたスイッチング電源にする事を特徴
とする。スイッチング電源は力率改善付一石コンバ−タ
とする事も出来る。
ルゴリズムが複雑であり、効率が悪くコスト高となる欠
点があった。本発明では、単相入力の力率改善型スイッ
チング電源を用いる事によって、上記欠点を解決した。 【解決手段】 三相入力の内、各２相を単相入力とした
絶縁型力率改善付スイッチング電源を三台並列接続し、
各出力をコモンとしたスイッチング電源にする事を特徴
とする。スイッチング電源は力率改善付一石コンバ−タ
とする事も出来る。
Description
【０００１】
【発明の属する分野】本発明は、三相入力の力率改善用
スイッチング電源に関するものである。
スイッチング電源に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の三相を入力としたスイッチング電
源を用いた回路構成を図６に、動作波形を図７に示す。
源を用いた回路構成を図６に、動作波形を図７に示す。
【０００３】図６において三相の商用電源１に接続され
た三相全波整流器２１の出力にリアクトル２２と電解コ
ンデンサ２３で平滑され、前記電解コンデンサ２３の両
端にＤＣ／ＤＣコンバ−タ２５が接続され、出力に安定
した直流電圧を得て、負荷２４に供給している。
た三相全波整流器２１の出力にリアクトル２２と電解コ
ンデンサ２３で平滑され、前記電解コンデンサ２３の両
端にＤＣ／ＤＣコンバ−タ２５が接続され、出力に安定
した直流電圧を得て、負荷２４に供給している。
【０００４】図６の三相入力電源１のＵ相、Ｖ相、Ｗ相
の各線間電圧はＵ−Ｖ間、Ｖ−Ｗ間、Ｗ−Ｕ間電圧は、
図７（Ａ）の（１）、（２）、（３）に示す。又、各相
に流れる電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷは、図７（Ｂ）（Ｃ）
（Ｄ）に示す。
の各線間電圧はＵ−Ｖ間、Ｖ−Ｗ間、Ｗ−Ｕ間電圧は、
図７（Ａ）の（１）、（２）、（３）に示す。又、各相
に流れる電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷは、図７（Ｂ）（Ｃ）
（Ｄ）に示す。
【０００５】 （２） 動作波形からもわかる様に各相の電流の導通角が１２０
度になるため、各相の電流波形は力率が悪く高調波成分
を多量に含んでいる等の問題がある。
度になるため、各相の電流波形は力率が悪く高調波成分
を多量に含んでいる等の問題がある。
【０００６】このため図８に示した様な回路が提案され
ている。図８の説明にあたって図６と同じものは同じ番
号をつけてある。
ている。図８の説明にあたって図６と同じものは同じ番
号をつけてある。
【０００７】三相の入力電源１の各相にリアクトル３
４、２６、２７を接続し、三相全波整流器２１ａ、２１
ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆを各ダイオ−ドと
逆並列に半導体スイッチ２８、２９、３０、３１、３
２、３３をそれぞれ接続し、前記三相全波整流器２１ａ
〜２１ｆの両端にコンデンサ２３とＤＣ／ＤＣコンバ−
タ２５を接続して、コンバ−タ２５の出力から負荷２４
へ安定した電源を供給出来る回路構成で、前記半導体ス
イッチ２８、２９、３０、３１、３２、３３をＯＮ、Ｏ
ＦＦする事に依り、商用電源１の各相に流れる電流波形
の力率改善と高調波低減を行うものである。
４、２６、２７を接続し、三相全波整流器２１ａ、２１
ｂ、２１ｃ、２１ｄ、２１ｅ、２１ｆを各ダイオ−ドと
逆並列に半導体スイッチ２８、２９、３０、３１、３
２、３３をそれぞれ接続し、前記三相全波整流器２１ａ
〜２１ｆの両端にコンデンサ２３とＤＣ／ＤＣコンバ−
タ２５を接続して、コンバ−タ２５の出力から負荷２４
へ安定した電源を供給出来る回路構成で、前記半導体ス
イッチ２８、２９、３０、３１、３２、３３をＯＮ、Ｏ
ＦＦする事に依り、商用電源１の各相に流れる電流波形
の力率改善と高調波低減を行うものである。
【０００８】しかし図８の方式に於いては、半導体スイ
ッチ２８、２９、３０、３１、３２をＯＮ、ＯＦＦさせ
る制御アルゴリズムは複雑であり、かつ出力にＤＣ／Ｄ
Ｃコンバ−タ２５が接続されている、いわゆるＺコンバ
−タ方式のため、効率が悪くコストが高くなる等の欠点
があった。
ッチ２８、２９、３０、３１、３２をＯＮ、ＯＦＦさせ
る制御アルゴリズムは複雑であり、かつ出力にＤＣ／Ｄ
Ｃコンバ−タ２５が接続されている、いわゆるＺコンバ
−タ方式のため、効率が悪くコストが高くなる等の欠点
があった。
【０００９】
【発明の目的】本発明はこの様な欠点を解決し、３相の
入力電流波形の力率改善を行いながら、高効率動作を行
う事の出来る、三相力率改善用コンバ−タを提供するも
のである。
入力電流波形の力率改善を行いながら、高効率動作を行
う事の出来る、三相力率改善用コンバ−タを提供するも
のである。
【００１０】
【実施例】図１は本発明の実施例を示し、図２は図１の
ＤＣ／ＤＣコンバ−タの回路構成の一例を示す。 （３）
ＤＣ／ＤＣコンバ−タの回路構成の一例を示す。 （３）
【００１１】図２の回路は、単相の昇圧型による力率改
善コンバ−タ部０と、絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバ−タ
部２５とで構成されている。力率改善コンバ−タ部０
は、図１の整流ダイオ−ド３により整流された出力の両
端に、コンデンサ５を接続し、この両端にリアクトル６
とスイッチ素子８の直列回路を接続し、スイッチ素子８
にダイオ−ド７と電解コンデンサ２３の直列回路を並列
接続した回路で構成されている。
善コンバ−タ部０と、絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバ−タ
部２５とで構成されている。力率改善コンバ−タ部０
は、図１の整流ダイオ−ド３により整流された出力の両
端に、コンデンサ５を接続し、この両端にリアクトル６
とスイッチ素子８の直列回路を接続し、スイッチ素子８
にダイオ−ド７と電解コンデンサ２３の直列回路を並列
接続した回路で構成されている。
【００１２】誤差増巾器１０は前記電解コンデンサ２３
の両端電圧（出力電圧）を検出し、もう一方の入力端子
には基準電圧９が接続されており、誤差増巾器１０の出
力はパルス発振器１１に接続されている。
の両端電圧（出力電圧）を検出し、もう一方の入力端子
には基準電圧９が接続されており、誤差増巾器１０の出
力はパルス発振器１１に接続されている。
【００１３】誤差増巾器１０により電解コンデンサ２３
の両端電圧（出力電圧）が、予め設定された電圧に一定
になる様な制御信号と、入力電流波形（ここではＩＲ）
が図３（Ａ）の１ａの様に入力電圧（ここではＵ−Ｖ間
電圧１）と同位相で正弦波状になるような制御信号をパ
ルス発振器１１に与え、駆動回路１２を通してスイッチ
素子８のＯＮ、ＯＦＦ動作を行う。
の両端電圧（出力電圧）が、予め設定された電圧に一定
になる様な制御信号と、入力電流波形（ここではＩＲ）
が図３（Ａ）の１ａの様に入力電圧（ここではＵ−Ｖ間
電圧１）と同位相で正弦波状になるような制御信号をパ
ルス発振器１１に与え、駆動回路１２を通してスイッチ
素子８のＯＮ、ＯＦＦ動作を行う。
【００１４】力率改善コンバ−タ０の出力に接続されて
いるＤＣ／ＤＣコンバ−タ２５は、入力部と出力側をト
ランスを用いる等として絶縁され、出力には安定した直
流電圧が得られ、負荷２４に安定に供給している。
いるＤＣ／ＤＣコンバ−タ２５は、入力部と出力側をト
ランスを用いる等として絶縁され、出力には安定した直
流電圧が得られ、負荷２４に安定に供給している。
【００１５】図１のＤＣ／ＤＣコンバ−タ４には、以上
の様なコンバ−タが用いられる事として、図１の回路構
成と動作について図３の動作波形を用いて説明する。
尚、従来の回路である図６、図８で説明したものと同じ
部品は同じ符号をつけてある。
の様なコンバ−タが用いられる事として、図１の回路構
成と動作について図３の動作波形を用いて説明する。
尚、従来の回路である図６、図８で説明したものと同じ
部品は同じ符号をつけてある。
【００１６】図１において、Ｕ、Ｖ、Ｗ相からなる三相
の商用電源１の各線間Ｕ−Ｖ、Ｖ− （４） Ｗ、Ｗ−Ｕ間に、それぞれ単相の全波整流ダイオ−ド３
を接続し、各線間の全波整流ダイオ−ド３の出力の両端
に、前述した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバ−タ４を接続し、
この絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバ−タ４の出力端を並列に接
続した回路構成とする。
の商用電源１の各線間Ｕ−Ｖ、Ｖ− （４） Ｗ、Ｗ−Ｕ間に、それぞれ単相の全波整流ダイオ−ド３
を接続し、各線間の全波整流ダイオ−ド３の出力の両端
に、前述した絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバ−タ４を接続し、
この絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバ−タ４の出力端を並列に接
続した回路構成とする。
【００１７】絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバ−タを、Ｕ−Ｖ間
に接続されたものを第１のＤＣ／ＤＣコンバ−タとし、
Ｖ−Ｗ間に接続されたもの第２のＤＣ／ＤＣコンバ−
タ、Ｗ−Ｕ間に接続されたものと第３のＤＣ／ＤＣコン
バ−タとする。
に接続されたものを第１のＤＣ／ＤＣコンバ−タとし、
Ｖ−Ｗ間に接続されたもの第２のＤＣ／ＤＣコンバ−
タ、Ｗ−Ｕ間に接続されたものと第３のＤＣ／ＤＣコン
バ−タとする。
【００１８】前記第１、第２、第３のコンバ−タは前述
した同じ回路で構成されており、単相用力率改善付コン
バ−タであるため、図１の各整流ダイオ−ド３に流れる
線電流ＩR、ＩS、ＩTと各入力電圧との位相関係は図３
（Ａ）の様になる。
した同じ回路で構成されており、単相用力率改善付コン
バ−タであるため、図１の各整流ダイオ−ド３に流れる
線電流ＩR、ＩS、ＩTと各入力電圧との位相関係は図３
（Ａ）の様になる。
【００１９】つまり、線間電圧Ｕ−Ｖ間電圧１と線電流
１ａ（ＩR）及びＶ−Ｗ間電圧２と線電流２ａ（ＩS）、
Ｗ−Ｕ間電圧３と線電流３ａ（ＩT）は、それぞれ全て
同相で動作している。
１ａ（ＩR）及びＶ−Ｗ間電圧２と線電流２ａ（ＩS）、
Ｗ−Ｕ間電圧３と線電流３ａ（ＩT）は、それぞれ全て
同相で動作している。
【００２０】このため、図１の入力電源１のＵ相、Ｖ
相、Ｗ相に流れる相電流ＩU、ＩV、ＩWは、図３（Ｂ）
の様になる。
相、Ｗ相に流れる相電流ＩU、ＩV、ＩWは、図３（Ｂ）
の様になる。
【００２１】つまり各相電流ＩU、ＩV、ＩWと各線電流
ＩR、ＩS、ＩT、の関係は、ベクトル計算をすると、そ
れぞれ ＩU＝（√３）・ＩR・sin（θ−π／６） ＩV＝（√３）・ＩS・sin（θ−π／６） ＩW＝（√３）・ＩT・sin（θ−π／６） となる。
ＩR、ＩS、ＩT、の関係は、ベクトル計算をすると、そ
れぞれ ＩU＝（√３）・ＩR・sin（θ−π／６） ＩV＝（√３）・ＩS・sin（θ−π／６） ＩW＝（√３）・ＩT・sin（θ−π／６） となる。
【００２２】従って図１の入力電源１の各相電圧と前記
各相電流ＩU、ＩV、ＩWは、同位相 （５） で動作する事になり、高力率で低高調波三相力率改善コ
ンバ−タを提供出来る。
各相電流ＩU、ＩV、ＩWは、同位相 （５） で動作する事になり、高力率で低高調波三相力率改善コ
ンバ−タを提供出来る。
【００２３】他の実施例としては、図２の力率改善付Ｄ
Ｃ／ＤＣコンバ−タ１の変わりに図４のフォワ−ド型コ
ンバ−タを用いた場合について、図５の動作波形を用い
て説明する。図４、図５において図２、図３で説明した
同じものは同じ符号をつけている。
Ｃ／ＤＣコンバ−タ１の変わりに図４のフォワ−ド型コ
ンバ−タを用いた場合について、図５の動作波形を用い
て説明する。図４、図５において図２、図３で説明した
同じものは同じ符号をつけている。
【００２４】図４において、パルス発生器１４は誤差増
巾器１０の出力を第１の入力とし、整流された電圧及び
電流検出器１５の出力をそれぞれ第２、第３の入力とし
て動作を行う。
巾器１０の出力を第１の入力とし、整流された電圧及び
電流検出器１５の出力をそれぞれ第２、第３の入力とし
て動作を行う。
【００２５】図４のコンデンサ５の両端には図５(Ｂ)の
電圧が印加されているものとする。図５（Ｂ）の点線Ｎ
Ｖ0″は、図５のトランス１６の１次巻線１６−１と２
次巻線１６−２の比をＮ対１とし、コンデンサ２０の両
端電圧（出力電圧）をＶ0として、スイッチ素子８がタ
−ンオンした場合、スイッチ素子に流れる電流はトラン
ス１６の１次巻線１６−１に印加される電圧ＶｉｎがＮ
Ｖ0(＝Ｖin・Ｓinθ)に達した時に電流が流れ始めるた
め、図１の線電流ＩRは図５の（４）の様になる。
電圧が印加されているものとする。図５（Ｂ）の点線Ｎ
Ｖ0″は、図５のトランス１６の１次巻線１６−１と２
次巻線１６−２の比をＮ対１とし、コンデンサ２０の両
端電圧（出力電圧）をＶ0として、スイッチ素子８がタ
−ンオンした場合、スイッチ素子に流れる電流はトラン
ス１６の１次巻線１６−１に印加される電圧ＶｉｎがＮ
Ｖ0(＝Ｖin・Ｓinθ)に達した時に電流が流れ始めるた
め、図１の線電流ＩRは図５の（４）の様になる。
【００２６】又、この時各相の線間電流ＩS、ＩTは図５
の（５）、（６）の様になる。この結果図１の入力電源
１のＵ、Ｖ、Ｗ相に流れる電流ＩU、ＩV、ＩWは、例え
ば図５（Ｂ）のθをπ／６以下になる様に、トランス１
６の巻数比Ｎを設定しておくと、図１の入力電源１の
Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に流れる電流ＩU、ＩV、ＩWは、ベク
トル的にはＩU＝ＩR＋ＩT、ＩV＝ＩS＋ＩR、ＩW＝ＩT＋
ＩSとなるため、図５（Ｃ）のＩU（７）、ＩV（８）、
ＩW（９）の様になるため、各線電流ＩR、ＩS、ＩTの導
通角を２／３π（rad）以上になる様に、前記トランス
１６の巻数比Ｎを決めておけば、図１の入力電源１の
Ｕ、Ｖ、Ｗの各相電流ＩU、ＩV、ＩWの導通角はπ（ra
d）となり、三相の高力率コンバ−タが実現出来る。 （６）
の（５）、（６）の様になる。この結果図１の入力電源
１のＵ、Ｖ、Ｗ相に流れる電流ＩU、ＩV、ＩWは、例え
ば図５（Ｂ）のθをπ／６以下になる様に、トランス１
６の巻数比Ｎを設定しておくと、図１の入力電源１の
Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に流れる電流ＩU、ＩV、ＩWは、ベク
トル的にはＩU＝ＩR＋ＩT、ＩV＝ＩS＋ＩR、ＩW＝ＩT＋
ＩSとなるため、図５（Ｃ）のＩU（７）、ＩV（８）、
ＩW（９）の様になるため、各線電流ＩR、ＩS、ＩTの導
通角を２／３π（rad）以上になる様に、前記トランス
１６の巻数比Ｎを決めておけば、図１の入力電源１の
Ｕ、Ｖ、Ｗの各相電流ＩU、ＩV、ＩWの導通角はπ（ra
d）となり、三相の高力率コンバ−タが実現出来る。 （６）
【００２７】又この方式は、図２の方式（ＰＦＣ＋ＤＣ
／ＤＣコンバ−タ）の２コンバ−タ方式に比較し、１コ
ンバ−タ方式のため高効率、低コスト化が可能である。
／ＤＣコンバ−タ）の２コンバ−タ方式に比較し、１コ
ンバ−タ方式のため高効率、低コスト化が可能である。
【００２８】又図９は本発明の図１をＹ結線で表したも
の。図１０は△結線で表したもので、３４は図１の入力
整流ダイオ−ド３と力率改善付絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバ
−タ４を１つにまとめたもの、図１０の１は図１の入力
電源１を△結線法で表したものである。従って、上記説
明は主に図９の３相の入力電源部がＹ結線法のものであ
り、図１０の△結線も同様な効果を得られる事は簡単に
想像がつく。
の。図１０は△結線で表したもので、３４は図１の入力
整流ダイオ−ド３と力率改善付絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバ
−タ４を１つにまとめたもの、図１０の１は図１の入力
電源１を△結線法で表したものである。従って、上記説
明は主に図９の３相の入力電源部がＹ結線法のものであ
り、図１０の△結線も同様な効果を得られる事は簡単に
想像がつく。
【００２９】
【効果の説明】本発明により、三相入力とするＤＣ／Ｄ
Ｃコンバ−タが接続された整流器等において、従来の様
な複雑な制御方法を用いる事なく簡単で高効率な三相入
力高力率のスイッチング電源を提供する事ができる。
Ｃコンバ−タが接続された整流器等において、従来の様
な複雑な制御方法を用いる事なく簡単で高効率な三相入
力高力率のスイッチング電源を提供する事ができる。
【図１】本発明の力率改善型スイッチング電源の基本構
成回路図。
成回路図。
【図２】本発明のＤＣ／ＤＣコンバ−タ回路の第１の実
施例。
施例。
【図３】本発明の第１の実施例を用いた時の動作波形
図。
図。
【図４】本発明のＤＣ／ＤＣコンバ−タ回路の第２実施
例。
例。
【図５】本発明の第２の実施例を用いた時の動作波形
図。
図。
【図６】従来の力率改善型スイッチング電源の基本回路
構成第１の実施例。 （７）
構成第１の実施例。 （７）
【図７】従来の力率改善型スイッチング電源の基本回路
構成第１の実施例の動作波形。
構成第１の実施例の動作波形。
【図８】従来の力率改善型スイッチング電源の基本回路
構成第２の実施例。
構成第２の実施例。
【図９】本発明回路の図１をＹ結線にした一実施例
【図１０】本発明回路の図１をΔ結線にした一実施例
０ 昇圧型高力率スイッチング電源 １ 三相入力電源 ３ 単相全波整流器 ４ 力率改善付ＤＣ／ＤＣコンバ−タ ５ コンデンサ ６、１９、２６、２７、３４ リアクトル ７、１７、１８ ダイオ−ド ８、２８〜３３ スイッチ素子 ９ 基準電圧 １０ 誤差増巾器 １１、１４ パルス発振器 １２ 駆動回路 １５ 電流検出回路 １６ 絶縁トランス １６−１ 絶縁トランスの１次巻線 １６−２ 絶縁トランスの２次巻線 ２０、２３ 電解コンデンサ ２４ 負荷 （８） ２５ ＤＣ／ＤＣコンバ−タ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/217 8726−5Ｈ Ｈ０２Ｍ 7/217
Claims (2)
- 【請求項１】 三相入力のスイッチング電源に於いて、
前記三相入力の内、各二相を単相入力とする絶縁型力率
改善付スイッチング電源を、各相間に並列接続し、前記
スイッチング電源の各出力部を並列に接続した事を特徴
とする三相入力のスイッチング電源。 - 【請求項２】 前記各相間に接続したスイッチング電源
が力率改善付一石コンバ−タである事を特徴とする特許
請求の範囲第１項記載の三相入力のスイッチング電源。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32655495A JPH09149642A (ja) | 1995-11-21 | 1995-11-21 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32655495A JPH09149642A (ja) | 1995-11-21 | 1995-11-21 | スイッチング電源 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09149642A true JPH09149642A (ja) | 1997-06-06 |
Family
ID=18189131
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32655495A Pending JPH09149642A (ja) | 1995-11-21 | 1995-11-21 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09149642A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10855198B2 (en) | 2016-09-12 | 2020-12-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power supply apparatus including AC-DC converters connected in parallel and driven based on load current |
-
1995
- 1995-11-21 JP JP32655495A patent/JPH09149642A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US10855198B2 (en) | 2016-09-12 | 2020-12-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Power supply apparatus including AC-DC converters connected in parallel and driven based on load current |
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