JPH09148916A - 半導体集積回路 - Google Patents
半導体集積回路Info
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- JPH09148916A JPH09148916A JP7329965A JP32996595A JPH09148916A JP H09148916 A JPH09148916 A JP H09148916A JP 7329965 A JP7329965 A JP 7329965A JP 32996595 A JP32996595 A JP 32996595A JP H09148916 A JPH09148916 A JP H09148916A
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
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- H01L27/08—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers the substrate being a semiconductor body including only semiconductor components of a single kind
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Abstract
(57)【要約】
【課題】CMOS論理回路の高速化、低消費電力化並び
に素子数の削減を図る。 【解決手段】MOSトランジスタのソース・ドレイン拡
散層容量を劇的に低減可能なSOI基板上にCMOSト
ランスファゲートを用いてパストランジスタ論理回路を
形成し、前記CMOSトランスファゲートを用いたパス
トランジスタ論理回路を信号伝搬方向に多段に直列接続
して論理を構成することにより、動作速度向上、トラン
ジスタ数並びに消費電力の削減を図る。
に素子数の削減を図る。 【解決手段】MOSトランジスタのソース・ドレイン拡
散層容量を劇的に低減可能なSOI基板上にCMOSト
ランスファゲートを用いてパストランジスタ論理回路を
形成し、前記CMOSトランスファゲートを用いたパス
トランジスタ論理回路を信号伝搬方向に多段に直列接続
して論理を構成することにより、動作速度向上、トラン
ジスタ数並びに消費電力の削減を図る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は半導体集積回路に関
し、特にSOI(Silicon On Insula
tor)基板を用いたCMOS論理回路に関する。
し、特にSOI(Silicon On Insula
tor)基板を用いたCMOS論理回路に関する。
【0002】
【従来の技術】近年のCMOS論理LSIにおいては、
回路動作の高速化並びにレイアウト面積低減のため、パ
ストランジスタ論理回路が部分的に実用化されている。
このパストランジスタ回路構成は、特に通常のCMOS
ゲート回路では構成することが難しい(トランジスタ数
が大となる)排他的論理和(EX−OR)回路や、その
否定(EX−NOR)回路、あるいはセレクタ等を構成
する場合に有効であるとされている。
回路動作の高速化並びにレイアウト面積低減のため、パ
ストランジスタ論理回路が部分的に実用化されている。
このパストランジスタ回路構成は、特に通常のCMOS
ゲート回路では構成することが難しい(トランジスタ数
が大となる)排他的論理和(EX−OR)回路や、その
否定(EX−NOR)回路、あるいはセレクタ等を構成
する場合に有効であるとされている。
【0003】図4(a)は、Nチャネル型MOSトラン
ジスタにより構成されたパストランジスタを用いて排他
的論理和(EX−OR)回路を構成した場合の回路図で
あり、図4(b)はその真理値表である。図4(a)を
参照して、EX−OR回路は、入力Aを入力とする第1
のインバータINV1と、第1のインバータINV1の
出力と出力端子との間に接続された第1のパストランジ
スタNM41と、入力Bを入力とする第2のインバータ
INV2と、入力Aと出力端子との間に接続された第2
のパストランジスタNM42と、を備え、第1のパスト
ランジスタNM41のゲートには入力Bが接続され第2
のパストランジスタNM42のゲートには第2のインバ
ータINV2の出力が接続されている。入力BがHig
hレベル(=「1」)の時、第1のパストランジスタN
M41は導通状態とされ、第2のパストランジスタNM
42は非導通とされ、出力端子には入力Aの第1のイン
バータINV1による反転信号が出力され、また入力B
がLowレベル(=「0」)の時、第2のパストランジ
スタNM42は導通状態とされ、第1のパストランジス
タNM41は非導通とされ、出力端子には入力Aの電位
が第2のパストランジスタNM42を介して出力され
る。
ジスタにより構成されたパストランジスタを用いて排他
的論理和(EX−OR)回路を構成した場合の回路図で
あり、図4(b)はその真理値表である。図4(a)を
参照して、EX−OR回路は、入力Aを入力とする第1
のインバータINV1と、第1のインバータINV1の
出力と出力端子との間に接続された第1のパストランジ
スタNM41と、入力Bを入力とする第2のインバータ
INV2と、入力Aと出力端子との間に接続された第2
のパストランジスタNM42と、を備え、第1のパスト
ランジスタNM41のゲートには入力Bが接続され第2
のパストランジスタNM42のゲートには第2のインバ
ータINV2の出力が接続されている。入力BがHig
hレベル(=「1」)の時、第1のパストランジスタN
M41は導通状態とされ、第2のパストランジスタNM
42は非導通とされ、出力端子には入力Aの第1のイン
バータINV1による反転信号が出力され、また入力B
がLowレベル(=「0」)の時、第2のパストランジ
スタNM42は導通状態とされ、第1のパストランジス
タNM41は非導通とされ、出力端子には入力Aの電位
が第2のパストランジスタNM42を介して出力され
る。
【0004】一方、図4(c)は、通常のCMOSゲー
ト回路でEX−OR回路を構成した場合の回路図であ
る。図4(c)を参照して、EX−OR回路は、ソース
が接地され入力B、Aをそれぞれゲート入力としドレイ
ンが共通に接続されたNチャネルMOSトランジスタM
N1、MN2と、入力B、Aをそれぞれゲート入力とし
電源とMOSトランジスタMN1、MN2のドレインの
共通接続点との間に直列形態に接続されたPチャネルM
OSトランジスタMP1、MP2と、入力B、Aをそれ
ぞれゲート入力としソースとドレインが接続されたNチ
ャネルMOSトランジスタMN3、MN4と、MOSト
ランジスタMN1、MN2のドレインの共通接続点をゲ
ート入力としドレインをMOSトランジスタMN3のド
レインと共通接続し、ソースをMOSトランジスタMN
4のソースと共通接続して接地したNチャネルMOSト
ランジスタMN6と、入力A、Bをそれぞれゲート入力
とし電源とMOSトランジスタMN5のドレインとの間
に並列形態に接続されたPチャネルMOSトランジスタ
MP3、MP4と、を備えている。
ト回路でEX−OR回路を構成した場合の回路図であ
る。図4(c)を参照して、EX−OR回路は、ソース
が接地され入力B、Aをそれぞれゲート入力としドレイ
ンが共通に接続されたNチャネルMOSトランジスタM
N1、MN2と、入力B、Aをそれぞれゲート入力とし
電源とMOSトランジスタMN1、MN2のドレインの
共通接続点との間に直列形態に接続されたPチャネルM
OSトランジスタMP1、MP2と、入力B、Aをそれ
ぞれゲート入力としソースとドレインが接続されたNチ
ャネルMOSトランジスタMN3、MN4と、MOSト
ランジスタMN1、MN2のドレインの共通接続点をゲ
ート入力としドレインをMOSトランジスタMN3のド
レインと共通接続し、ソースをMOSトランジスタMN
4のソースと共通接続して接地したNチャネルMOSト
ランジスタMN6と、入力A、Bをそれぞれゲート入力
とし電源とMOSトランジスタMN5のドレインとの間
に並列形態に接続されたPチャネルMOSトランジスタ
MP3、MP4と、を備えている。
【0005】図4(a)および図4(c)に示す回路に
おける使用トランジスタ数は、それぞれNチャネル型M
OSトランジスタでパストランジスタを構成した場合は
6個、通常のCMOSゲート回路構成では10個(Nチ
ャネルMOSトランジスタ6個、PチャネルMOSトラ
ンジスタ4個)である。
おける使用トランジスタ数は、それぞれNチャネル型M
OSトランジスタでパストランジスタを構成した場合は
6個、通常のCMOSゲート回路構成では10個(Nチ
ャネルMOSトランジスタ6個、PチャネルMOSトラ
ンジスタ4個)である。
【0006】このように特定の回路においては、パスト
ランジスタ回路はCMOSゲート回路に比べて使用する
トランジスタ数が少なくて済むため、半導体(シリコ
ン)基板上のレイアウト面積を縮小可能という利点があ
る。
ランジスタ回路はCMOSゲート回路に比べて使用する
トランジスタ数が少なくて済むため、半導体(シリコ
ン)基板上のレイアウト面積を縮小可能という利点があ
る。
【0007】しかしながら、図4(a)のNチャネル型
のパストランジスタ回路では、出力ノード(EX−O
R)のHighレベル電位が電源電圧VDD−Vtn
(但しVtnはNチャネル型MOSトランジスタのゲー
トしきい値電圧)以下となり、この電位が次段へ入力さ
れると、次段ゲートのリーク電流が増加して消費電力増
加の原因となるという問題点がある。
のパストランジスタ回路では、出力ノード(EX−O
R)のHighレベル電位が電源電圧VDD−Vtn
(但しVtnはNチャネル型MOSトランジスタのゲー
トしきい値電圧)以下となり、この電位が次段へ入力さ
れると、次段ゲートのリーク電流が増加して消費電力増
加の原因となるという問題点がある。
【0008】加えて、このようなNチャネル型MOSト
ランジスタを信号伝搬方向に直列に多段接続すると、基
板のバックバイアス効果により出力のハイレベルが1段
の場合よりも低下し、次段ゲートの消費電力もさらに増
加するため、多段に直列接続できないという問題点もあ
る。
ランジスタを信号伝搬方向に直列に多段接続すると、基
板のバックバイアス効果により出力のハイレベルが1段
の場合よりも低下し、次段ゲートの消費電力もさらに増
加するため、多段に直列接続できないという問題点もあ
る。
【0009】一方、上記のようなNチャネル型MOSト
ランジスタで構成したパストランジスタ回路の出力のH
ighレベル電位が電源電位まで上昇しないという問題
点を解決するため、CMOS型トランスファゲートを用
いたパストランジスタ回路も実用化されている。
ランジスタで構成したパストランジスタ回路の出力のH
ighレベル電位が電源電位まで上昇しないという問題
点を解決するため、CMOS型トランスファゲートを用
いたパストランジスタ回路も実用化されている。
【0010】図4(d)にCMOSトランスファゲート
で構成したEX−OR回路の回路図を示す。
で構成したEX−OR回路の回路図を示す。
【0011】図5(a)にはCMOSトランスファゲー
トで構成した2−1セレクタ回路のレイアウト図、図5
(b)にはそのPMOS部の断面図(図5(a)のB−
B′線の断面図)を、図5(c)に回路図をそれぞれ示
す
トで構成した2−1セレクタ回路のレイアウト図、図5
(b)にはそのPMOS部の断面図(図5(a)のB−
B′線の断面図)を、図5(c)に回路図をそれぞれ示
す
【0012】このCMOSトランスファゲートは、図4
(d)及び図5(c)に示すように、Pチャネル型MO
SトランジスタとNチャネル型MOSトランジスタのソ
ース同士並びにドレイン同士を接続し、Pチャネル型M
OSトランジスタとNチャネル型MOSトランジスタの
ゲートには互いに相補関係にある信号を加えることによ
り上記の互いに接続されたPチャネル型並びにNチャネ
ル型MOSトランジスタのソース、ドレイン間の信号伝
搬のオン(導通)及びオフ(ハイインピーダンス状態)
の切り替え動作を行うものである。
(d)及び図5(c)に示すように、Pチャネル型MO
SトランジスタとNチャネル型MOSトランジスタのソ
ース同士並びにドレイン同士を接続し、Pチャネル型M
OSトランジスタとNチャネル型MOSトランジスタの
ゲートには互いに相補関係にある信号を加えることによ
り上記の互いに接続されたPチャネル型並びにNチャネ
ル型MOSトランジスタのソース、ドレイン間の信号伝
搬のオン(導通)及びオフ(ハイインピーダンス状態)
の切り替え動作を行うものである。
【0013】図5(c)を参照して、選択線S0がHi
ghレベルの時は、相補信号である選択線S0 ̄はLo
wレベルとされ、NチャネルMOSトランジスタMN1
とPチャネルMOSトランジスタMP1が導通状態、N
チャネルMOSトランジスタMN2とPチャネルMOS
トランジスタMP2は非導通状態とされ、このため出力
Yには入力D1が出力され、選択線S0がLowレベル
の時は、相補信号である選択線S0 ̄はHighレベル
とされ、NチャネルMOSトランジスタMN2とPチャ
ネルMOSトランジスタMP2が導通状態とされ出力Y
には入力D0が出力される。
ghレベルの時は、相補信号である選択線S0 ̄はLo
wレベルとされ、NチャネルMOSトランジスタMN1
とPチャネルMOSトランジスタMP1が導通状態、N
チャネルMOSトランジスタMN2とPチャネルMOS
トランジスタMP2は非導通状態とされ、このため出力
Yには入力D1が出力され、選択線S0がLowレベル
の時は、相補信号である選択線S0 ̄はHighレベル
とされ、NチャネルMOSトランジスタMN2とPチャ
ネルMOSトランジスタMP2が導通状態とされ出力Y
には入力D0が出力される。
【0014】なお、図5(a)のレイアウト図におい
て、501はPチャネルMOSトランジスタMP1、M
P2、502はNチャネルMOSトランジスタMN1、
MN2(図5(c)参照)、を示し、配線515はPチ
ャネルMOSトランジスタMP1のソースとNチャネル
MOSトランジスタMN1のドレインを相互接続する配
線(入力D1)、配線516はPチャネルMOSトラン
ジスタMP2のソースとNチャネルMOSトランジスタ
MN2のドレインを相互接続する配線(入力D0)、5
05はPチャネルMOSトランジスタMP1とMP2の
P型拡散層、506はNチャネルMOSトランジスタM
N1とMN2のN型拡散層、P型拡散層(PチャネルM
OSトランジスタMP1とMP2のドレイン)505と
N型拡散層(NチャネルMOSトランジスタMN1とM
N2のソース)506はコンタクトを介して接続され
(配線519参照)、出力Yとして取り出され、またコ
ンタクトを介して接続された配線507、508はPチ
ャネルMOSトランジスタMP2のゲートとNチャネル
MOSトランジスタMN1のゲートに接続される選択線
S0、コンタクトを介して接続された配線507′、5
08′はPチャネルMOSトランジスタMP1のゲート
とNチャネルMOSトランジスタMN2のゲートに接続
される選択線S0 ̄に対応している。
て、501はPチャネルMOSトランジスタMP1、M
P2、502はNチャネルMOSトランジスタMN1、
MN2(図5(c)参照)、を示し、配線515はPチ
ャネルMOSトランジスタMP1のソースとNチャネル
MOSトランジスタMN1のドレインを相互接続する配
線(入力D1)、配線516はPチャネルMOSトラン
ジスタMP2のソースとNチャネルMOSトランジスタ
MN2のドレインを相互接続する配線(入力D0)、5
05はPチャネルMOSトランジスタMP1とMP2の
P型拡散層、506はNチャネルMOSトランジスタM
N1とMN2のN型拡散層、P型拡散層(PチャネルM
OSトランジスタMP1とMP2のドレイン)505と
N型拡散層(NチャネルMOSトランジスタMN1とM
N2のソース)506はコンタクトを介して接続され
(配線519参照)、出力Yとして取り出され、またコ
ンタクトを介して接続された配線507、508はPチ
ャネルMOSトランジスタMP2のゲートとNチャネル
MOSトランジスタMN1のゲートに接続される選択線
S0、コンタクトを介して接続された配線507′、5
08′はPチャネルMOSトランジスタMP1のゲート
とNチャネルMOSトランジスタMN2のゲートに接続
される選択線S0 ̄に対応している。
【0015】使用されるトランジスタは、図4(d)の
EX−OR回路では8個、図5(c)の2−1セレクタ
回路では4個であり、CMOSゲートで構成した場合の
トランジスタの個数である10個(図4(c)参照)、
12個(図1(c)参照)よりも少ないトランジスタで
これらの回路機能を実現することが可能である。
EX−OR回路では8個、図5(c)の2−1セレクタ
回路では4個であり、CMOSゲートで構成した場合の
トランジスタの個数である10個(図4(c)参照)、
12個(図1(c)参照)よりも少ないトランジスタで
これらの回路機能を実現することが可能である。
【0016】このように、CMOSトランスファゲート
でパストランジスタ回路を構成した場合も特定の回路で
はCMOSゲート構成よりもトランジスタ数を削減する
ことが可能である。
でパストランジスタ回路を構成した場合も特定の回路で
はCMOSゲート構成よりもトランジスタ数を削減する
ことが可能である。
【0017】しかしながら、CMOSトランスファゲー
トによるパストランジスタ回路では、CMOSトランス
ファゲートのソース、ドレイン拡散層容量はPチャネル
型MOSトランジスタが加わった分増加するため、Nチ
ャネル型MOSトランジスタのパストランジスタ回路よ
りも動作速度が悪化するという問題点がある。
トによるパストランジスタ回路では、CMOSトランス
ファゲートのソース、ドレイン拡散層容量はPチャネル
型MOSトランジスタが加わった分増加するため、Nチ
ャネル型MOSトランジスタのパストランジスタ回路よ
りも動作速度が悪化するという問題点がある。
【0018】ここで、ゲート幅W(μm)のトランジス
タのレイアウト図面を示す図6(a)および図6(b)
で、ゲート長(L)が0.5μmバルクCMOSプロセ
スのゲート容量とN型拡散層容量を試算する。
タのレイアウト図面を示す図6(a)および図6(b)
で、ゲート長(L)が0.5μmバルクCMOSプロセ
スのゲート容量とN型拡散層容量を試算する。
【0019】ゲート容量Cgは、ゲート酸化膜を介した
ゲートとPウェルとの間の容量である。ゲート酸化膜厚
(tox)を11nmとすると次式(1)で表される。
ゲートとPウェルとの間の容量である。ゲート酸化膜厚
(tox)を11nmとすると次式(1)で表される。
【0020】 Cg=ε×(W×Wdiff)/t ox =1.57×W(fF) …(1)
【0021】ただし、εはSiO2誘導率であり、ε=
3.45E−13(=3.45×10- 13)F/cmであ
る。
3.45E−13(=3.45×10- 13)F/cmであ
る。
【0022】一方、N型拡散層容量Cdiffはバルクの場
合、ソース、ドレイン拡散層とPウェルとの間のPN接
合容量である。
合、ソース、ドレイン拡散層とPウェルとの間のPN接
合容量である。
【0023】N型拡散層の拡散層容量の底面成分(Cj
n)を5×10-4(F/m2)、N型拡散層の拡散層容
量の周囲長成分(Cjswn)を2.5×10-10(F/
m)とし、コンタクトサイズ(CT)0.6×0.6μm
のコンタクトを配置可能な拡散層幅Wdiff(μm)
をWdiff=3×CTと仮定すると次式(2)とな
る。
n)を5×10-4(F/m2)、N型拡散層の拡散層容
量の周囲長成分(Cjswn)を2.5×10-10(F/
m)とし、コンタクトサイズ(CT)0.6×0.6μm
のコンタクトを配置可能な拡散層幅Wdiff(μm)
をWdiff=3×CTと仮定すると次式(2)とな
る。
【0024】 Cdiff=Wdiff×W×Cjn+2×(Wdiff+W)×Cjswn =0.9+1.4×W(fF) …(2)
【0025】式(1)、式(2)の値をゲート幅(W)
を10μmとして計算すると、 Cg=15.7(fF) Cdiff=14.9(fF) となり、両者はほぼ同等の値となる。
を10μmとして計算すると、 Cg=15.7(fF) Cdiff=14.9(fF) となり、両者はほぼ同等の値となる。
【0026】従って、CMOSトランスファゲートで構
成したパストランジスタ回路では、ゲート1段相当の遅
延が生じるため、上記したCMOSトランスファゲート
で構成したパストランジスタ回路を信号伝搬方向に直列
形態に多段接続しても、動作速度の向上は望めない。実
際には、動作速度を補償するためにバッファを挿入する
等の対策がとられており、CMOSトランスファゲート
で構成したパストランジスタ回路を信号伝搬方向に直列
に多段接続する利点はほとんどない。
成したパストランジスタ回路では、ゲート1段相当の遅
延が生じるため、上記したCMOSトランスファゲート
で構成したパストランジスタ回路を信号伝搬方向に直列
形態に多段接続しても、動作速度の向上は望めない。実
際には、動作速度を補償するためにバッファを挿入する
等の対策がとられており、CMOSトランスファゲート
で構成したパストランジスタ回路を信号伝搬方向に直列
に多段接続する利点はほとんどない。
【0027】
【発明が解決しようとする課題】上記したように、従来
のNチャネル型MOSトランジスタで構成したパストラ
ンジスタ回路では、出力のハイレベル電位が電源電圧−
Vtn以下の中間電位となり、この電位が次段へ入力さ
れると次段ゲートのリーク電流が増加して消費電力増加
の原因となるという問題点がある。さらに、Nチャネル
型トランジスタを信号伝搬方向に直列に多段接続する
と、基板のバックバイアス効果により出力電位が1段の
場合よりも低下し、次段ゲートでの消費電力がさらに増
加するという問題点がある。
のNチャネル型MOSトランジスタで構成したパストラ
ンジスタ回路では、出力のハイレベル電位が電源電圧−
Vtn以下の中間電位となり、この電位が次段へ入力さ
れると次段ゲートのリーク電流が増加して消費電力増加
の原因となるという問題点がある。さらに、Nチャネル
型トランジスタを信号伝搬方向に直列に多段接続する
と、基板のバックバイアス効果により出力電位が1段の
場合よりも低下し、次段ゲートでの消費電力がさらに増
加するという問題点がある。
【0028】一方、CMOSトランスファゲートで構成
したパストランジスタ回路は、上記のNチャネルMOS
トランジスタで構成した場合よりも、ソース、ドレイン
拡散層容量が倍増する。上記試算で示したように、通常
のバルクCMOSの場合、ゲート容量とソース、ドレイ
ン拡散層容量が同じくらいの大きさであるため、CMO
Sトランスファゲートで構成したパストランジスタ回路
ではゲート1段相当の遅延が生じ、これを信号伝搬方向
に直列に多段接続することにより動作速度の向上は望め
ないという問題点がある。
したパストランジスタ回路は、上記のNチャネルMOS
トランジスタで構成した場合よりも、ソース、ドレイン
拡散層容量が倍増する。上記試算で示したように、通常
のバルクCMOSの場合、ゲート容量とソース、ドレイ
ン拡散層容量が同じくらいの大きさであるため、CMO
Sトランスファゲートで構成したパストランジスタ回路
ではゲート1段相当の遅延が生じ、これを信号伝搬方向
に直列に多段接続することにより動作速度の向上は望め
ないという問題点がある。
【0029】本発明は、上記問題点に鑑みて為されたも
のであって、CMOS論理回路の高速化、低消費電力化
並びに素子数の削減を図る半導体集積回路を提供するこ
とを目的とする。
のであって、CMOS論理回路の高速化、低消費電力化
並びに素子数の削減を図る半導体集積回路を提供するこ
とを目的とする。
【0030】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するた
め、本発明は、SOI(シリコン・オン・インシュレー
タ)基板上に形成されたPチャネル型MOSトランジス
タ群及びNチャネル型MOSトランジスタ群を用いて論
理回路を構成するCMOS半導体集積回路において、P
チャネル型MOSトランジスタとNチャネル型MOSト
ランジスタのソース同士とドレイン同士を接続し、前記
Pチャネル型MOSトランジスタと前記Nチャネル型M
OSトランジスタのゲートにそれぞれ互いに相補の信号
を加え前記Pチャネル型及びNチャネル型MOSトラン
ジスタのソースとドレイン間の信号伝搬の導通と非導通
の切り替えを行うCMOSトランスファゲートを信号の
伝搬方向に複数段直列形態に接続した回路を含むことを
特徴とする半導体集積回路を提供する。
め、本発明は、SOI(シリコン・オン・インシュレー
タ)基板上に形成されたPチャネル型MOSトランジス
タ群及びNチャネル型MOSトランジスタ群を用いて論
理回路を構成するCMOS半導体集積回路において、P
チャネル型MOSトランジスタとNチャネル型MOSト
ランジスタのソース同士とドレイン同士を接続し、前記
Pチャネル型MOSトランジスタと前記Nチャネル型M
OSトランジスタのゲートにそれぞれ互いに相補の信号
を加え前記Pチャネル型及びNチャネル型MOSトラン
ジスタのソースとドレイン間の信号伝搬の導通と非導通
の切り替えを行うCMOSトランスファゲートを信号の
伝搬方向に複数段直列形態に接続した回路を含むことを
特徴とする半導体集積回路を提供する。
【0031】本発明は、前記CMOSトランスファゲー
トを信号の伝搬方向に直列形態に接続した回路を加算器
を桁上げ信号生成回路に用いたことを特徴とする半導体
集積回路を提供する。
トを信号の伝搬方向に直列形態に接続した回路を加算器
を桁上げ信号生成回路に用いたことを特徴とする半導体
集積回路を提供する。
【0032】本発明は、ソース、ドレインの拡散層容量
を劇的に低減することが可能とされるSOI(Sili
con On Insulator)基板上にCMOS
トランスファゲートで構成したパストランジスタ論理回
路を形成したものであり、消費電力低減と回路動作速度
の向上を図ることができる。
を劇的に低減することが可能とされるSOI(Sili
con On Insulator)基板上にCMOS
トランスファゲートで構成したパストランジスタ論理回
路を形成したものであり、消費電力低減と回路動作速度
の向上を図ることができる。
【0033】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態を図面を参照
し以下にて説明する。
し以下にて説明する。
【0034】図1は、本発明の第1の実施形態を説明す
るための図である。図1(a)はSOI基板上に2−1
セレクタをCMOSトランスファゲートで構成したパス
トランジスタ回路の配線レイアウト図、図1(b)は回
路図、図1(e)はPチャネル型MOSトランジスタア
レイ部の断面図(図1(a)のA−A′線の断面図)で
ある。なお、図1(c)には、参考例として、CMOS
ゲートによるNAND回路で構成した場合の2−1セレ
クタの回路図を示し、図1(d)には2−1セレクタの
真理値表を示す。図1(a)を参照して、出力ノードY
はNチャネル型及びPチャネル型MOSトランジスタ各
2個のソース拡散層とドレイン拡散層が結線されてい
る。なお、図1(b)に示すように、2−1セレクタ
は、互いに相補信号をゲート入力とするNチャネルMO
SトランジスタとPチャネルMOSトランジスタからな
るCMOSトランスファゲートTG1、TG2の一端を
入力D0、D1にそれぞれ接続し、他端を出力Yに共通
接続して構成され、図5(c)を参照して説明したよう
に選択信号S0のHigh/Lowレベルに応じてCM
OSトランスファゲートTG2/TG1が導通し、出力
Yからは入力D1/D0が選択出力される。 また、図
1(a)において、105はTG1とTG2のそれぞれ
のPチャネルMOSトランジスタのP型拡散層、106
はTG1とTG2のそれぞれのNチャネルMOSトラン
ジスタのN型拡散層であり、P型拡散層105とN型拡
散層106はコンタクトを介して接続され(配線層10
9参照)出力Yとして取り出され、配線115、116
は入力D1,D0、図中左側の配線107、108は選
択線(ゲート配線)S0、右側の配線107、108は
選択線(ゲート配線)S0 ̄に対応している。
るための図である。図1(a)はSOI基板上に2−1
セレクタをCMOSトランスファゲートで構成したパス
トランジスタ回路の配線レイアウト図、図1(b)は回
路図、図1(e)はPチャネル型MOSトランジスタア
レイ部の断面図(図1(a)のA−A′線の断面図)で
ある。なお、図1(c)には、参考例として、CMOS
ゲートによるNAND回路で構成した場合の2−1セレ
クタの回路図を示し、図1(d)には2−1セレクタの
真理値表を示す。図1(a)を参照して、出力ノードY
はNチャネル型及びPチャネル型MOSトランジスタ各
2個のソース拡散層とドレイン拡散層が結線されてい
る。なお、図1(b)に示すように、2−1セレクタ
は、互いに相補信号をゲート入力とするNチャネルMO
SトランジスタとPチャネルMOSトランジスタからな
るCMOSトランスファゲートTG1、TG2の一端を
入力D0、D1にそれぞれ接続し、他端を出力Yに共通
接続して構成され、図5(c)を参照して説明したよう
に選択信号S0のHigh/Lowレベルに応じてCM
OSトランスファゲートTG2/TG1が導通し、出力
Yからは入力D1/D0が選択出力される。 また、図
1(a)において、105はTG1とTG2のそれぞれ
のPチャネルMOSトランジスタのP型拡散層、106
はTG1とTG2のそれぞれのNチャネルMOSトラン
ジスタのN型拡散層であり、P型拡散層105とN型拡
散層106はコンタクトを介して接続され(配線層10
9参照)出力Yとして取り出され、配線115、116
は入力D1,D0、図中左側の配線107、108は選
択線(ゲート配線)S0、右側の配線107、108は
選択線(ゲート配線)S0 ̄に対応している。
【0035】代表的なSOI基板であるSIMOX(S
eparation by IMplantation
OXigen)基板上に形成されたMOSトランジス
タでは図1(e)に示すように、ソース、ドレイン拡散
層105の底面が埋込酸化膜113に接しているため、
ソース、ドレイン拡散層容量は主に埋込酸化膜113を
介したソース、ドレイン拡散層105とシリコン基板間
109の容量となる。いま図6(a)及びMOSトラン
ジスタをSOI基板に形成した断面図である図6(c)
において、埋込酸化膜厚(tBOX)613の層厚tB
OXを100nmとして、ゲート幅W(μm)、コンタ
クトサイズ(CT)0.6×0.6μmのコンタクトを配
置可能な拡散層幅Wdiff(μm)をWdiff=3
×CTと仮定した場合の拡散層容量Csoiを求める
と、ゲート容量(Cg)の場合と同様の計算により、次
式(3)で表される。
eparation by IMplantation
OXigen)基板上に形成されたMOSトランジス
タでは図1(e)に示すように、ソース、ドレイン拡散
層105の底面が埋込酸化膜113に接しているため、
ソース、ドレイン拡散層容量は主に埋込酸化膜113を
介したソース、ドレイン拡散層105とシリコン基板間
109の容量となる。いま図6(a)及びMOSトラン
ジスタをSOI基板に形成した断面図である図6(c)
において、埋込酸化膜厚(tBOX)613の層厚tB
OXを100nmとして、ゲート幅W(μm)、コンタ
クトサイズ(CT)0.6×0.6μmのコンタクトを配
置可能な拡散層幅Wdiff(μm)をWdiff=3
×CTと仮定した場合の拡散層容量Csoiを求める
と、ゲート容量(Cg)の場合と同様の計算により、次
式(3)で表される。
【0036】 Csoi=ε×(W×Wdiff)/tBOX =0.28×W(fF) …(3)
【0037】ただし、εはSiO2の誘電率、ε=3.4
5×10-13F/cm。
5×10-13F/cm。
【0038】ゲート幅をW=10μmとして式(2)と
式(3)からバルクの拡散層容量CdiffとSOIの
拡散層容量Csoiを比較すると、
式(3)からバルクの拡散層容量CdiffとSOIの
拡散層容量Csoiを比較すると、
【0039】 Cdiff=14.9(fF) Csoi=2.8(fF) となり、SOIの拡散層容量(Csoi)はバルクの場
合(Cdiff)の約19%の容量である。
合(Cdiff)の約19%の容量である。
【0040】従って、CMOSトランスファゲートで構
成したパストランジスタ回路をSOI基板上に形成した
場合、前記CMOSトランスファゲートで構成したパス
トランジスタ回路を信号伝搬方向に直列に多段接続する
と動作速度が悪化することなく、トランジスタ数並びに
消費電力の削減が可能である。
成したパストランジスタ回路をSOI基板上に形成した
場合、前記CMOSトランスファゲートで構成したパス
トランジスタ回路を信号伝搬方向に直列に多段接続する
と動作速度が悪化することなく、トランジスタ数並びに
消費電力の削減が可能である。
【0041】図2(a)は、本発明の第2の実施形態を
示す図であり、図1で示したSOI基板上の2−1セレ
クタを組み合わせて8−1セレクタを構成した場合の回
路図である。図2(b)は8−1セレクタの真理値表で
あり、この8−1セレクタ回路は、8個の入力データ信
号(D0〜D7)のうちの1つの信号が3ビットの選択
信号(S0〜S2)により選択されて出力端子(Y)へ
伝搬するという機能を有するものである。
示す図であり、図1で示したSOI基板上の2−1セレ
クタを組み合わせて8−1セレクタを構成した場合の回
路図である。図2(b)は8−1セレクタの真理値表で
あり、この8−1セレクタ回路は、8個の入力データ信
号(D0〜D7)のうちの1つの信号が3ビットの選択
信号(S0〜S2)により選択されて出力端子(Y)へ
伝搬するという機能を有するものである。
【0042】図2(a)に示した回路では、入力データ
信号(D0〜D7)が出力端子(Y)へ伝搬するまでに
3つのトランスファゲートを通過する(例えばS0=S
1=S2=Lowレベルにより、D0が選択された場合
には、トランスファゲートTG0、TG8、TG12の
三つを通過する)が、入力端子(D0〜D7)から出力
端子(Y)までに充放電する拡散層の数は、Pチャネル
型、Nチャネル型MOSトランジスタそれぞれ8個であ
る。
信号(D0〜D7)が出力端子(Y)へ伝搬するまでに
3つのトランスファゲートを通過する(例えばS0=S
1=S2=Lowレベルにより、D0が選択された場合
には、トランスファゲートTG0、TG8、TG12の
三つを通過する)が、入力端子(D0〜D7)から出力
端子(Y)までに充放電する拡散層の数は、Pチャネル
型、Nチャネル型MOSトランジスタそれぞれ8個であ
る。
【0043】既に検討したように、SOIの拡散層容量
(Csoi)は、バルクの場合(Cdiff)の約19
%の容量であるから、入力端子(D0〜D7)から出力
端子(Y)までの拡散層負荷容量は、バルクのCMOS
インバータの約1.5段分に相当する。
(Csoi)は、バルクの場合(Cdiff)の約19
%の容量であるから、入力端子(D0〜D7)から出力
端子(Y)までの拡散層負荷容量は、バルクのCMOS
インバータの約1.5段分に相当する。
【0044】一方、トランスファゲートを用いずに、図
2(b)の真理値表と同じ論理の8−1セレクタを構成
した場合の回路図を図7に示す。
2(b)の真理値表と同じ論理の8−1セレクタを構成
した場合の回路図を図7に示す。
【0045】図7に示す8−1セレクタ回路では、入力
端子(D0〜D7)から出力端子(Y)までに通過する
ゲートの数は6であるから、同じパス上の拡散層容量を
SOI基板上にトランスファゲートを用いて構成した図
2(a)の回路と比較すると、バルク基板を用いた図7
の構成は、4倍以上大きい。
端子(D0〜D7)から出力端子(Y)までに通過する
ゲートの数は6であるから、同じパス上の拡散層容量を
SOI基板上にトランスファゲートを用いて構成した図
2(a)の回路と比較すると、バルク基板を用いた図7
の構成は、4倍以上大きい。
【0046】また、回路を構成するトランジスタ数を比
較すると、図2(a)の回路では40個、図7の回路で
は96個と、本発明の実施の形態によれば、トランジス
タ数の大幅な削減が可能である。
較すると、図2(a)の回路では40個、図7の回路で
は96個と、本発明の実施の形態によれば、トランジス
タ数の大幅な削減が可能である。
【0047】以上のように、本実施形態においても動作
速度が悪化することなく、トランジスタ数並びに消費電
力の削減が可能である。
速度が悪化することなく、トランジスタ数並びに消費電
力の削減が可能である。
【0048】図3(a)は、本発明の第3の実施形態と
しての加算器の回路構成の一部を示す図であり、4ビッ
ト桁上げ先見回路(Carry Look−ahea
d)の構成を示す図である。
しての加算器の回路構成の一部を示す図であり、4ビッ
ト桁上げ先見回路(Carry Look−ahea
d)の構成を示す図である。
【0049】2進数の場合、減算は減数の2の補数を被
減数に加算する、というように、加算器は4則演算の基
本となる回路であり、その演算速度を決定するクリティ
カルパスとなるのが、桁上げ信号のパス(キャリーパ
ス)である。
減数に加算する、というように、加算器は4則演算の基
本となる回路であり、その演算速度を決定するクリティ
カルパスとなるのが、桁上げ信号のパス(キャリーパ
ス)である。
【0050】例えば、1ビット毎に桁上げ信号を生成
し、次の上位ビットの全加算器へ桁上げ信号を伝搬させ
るRCA(Ripple Carry Adder)で
は、加算遅延がビット数に比例して大きくなる。
し、次の上位ビットの全加算器へ桁上げ信号を伝搬させ
るRCA(Ripple Carry Adder)で
は、加算遅延がビット数に比例して大きくなる。
【0051】これに対して、図3(a)の桁上げ先見回
路は、4ビットを1つのグループとしてその桁上げ信号
(GG)を先に計算し、例えば上位桁4ビットのグルー
プへ桁上げ信号(GG)を伝搬させることにより、加算
器の演算速度を向上させるものである。なお、各信号X
iとYi(i=0〜3)は排他的論理和(EX−OR)
回路とAND回路からなる半加算器に入力されEX−O
R回路から出力Pi(=Xi+Yi;propagate signa
l)、AND回路からは出力Gi(Xi・Yi;generat
e signal)が出力され、これらの出力Pi、GiからG
P、GGを生成している。なお、318の回路ブロック
(桁上げ信号生成回路)は、桁上げ信号GGを論理演算
GG=G3+P3・(G2+P2・(G1+P1・G
0))にて生成する回路である。また、GPは、GP=
P0・P1・P2・P3で生成される。
路は、4ビットを1つのグループとしてその桁上げ信号
(GG)を先に計算し、例えば上位桁4ビットのグルー
プへ桁上げ信号(GG)を伝搬させることにより、加算
器の演算速度を向上させるものである。なお、各信号X
iとYi(i=0〜3)は排他的論理和(EX−OR)
回路とAND回路からなる半加算器に入力されEX−O
R回路から出力Pi(=Xi+Yi;propagate signa
l)、AND回路からは出力Gi(Xi・Yi;generat
e signal)が出力され、これらの出力Pi、GiからG
P、GGを生成している。なお、318の回路ブロック
(桁上げ信号生成回路)は、桁上げ信号GGを論理演算
GG=G3+P3・(G2+P2・(G1+P1・G
0))にて生成する回路である。また、GPは、GP=
P0・P1・P2・P3で生成される。
【0052】本発明の実施の形態に係る桁上げ先見回路
(Carry Look−ahead回路)は、図3
(a)において、318で示されるAND−ORの組合
せ回路の論理を、図3(b)に示すようにCMOSトラ
ンスファゲートのパストランジスタ回路で構成してい
る。なお、P1B〜PB3、G1B〜G1BはP1〜P
3、G1〜G3の相補信号であり、 桁上げ信号生成回
路は、接地レベル(Lowレベル)と信号G0とを相補
信号P1、P1Bで選択する二つのトランスファゲート
TG11、TG12、電源電位(Highレベル)と前
段のTG11、TG12の接続点の電位を相補信号G
1、G1Bで選択する二つのトランスファゲートTG1
1、TG12、以下同様にして相補信号G3、G3Bで
Highレベルと前段のTG51、TG52の出力との
いずれかを選択する二つのトランスファゲートTG1
1、TG12の共通接続点から出力CGが出力されてい
る。因みに、信号G3がHighレベルの時、CGには
トランスファゲートTG62からHighレベルが伝達
出力され、G3がLowレベルの時、CGにはTG51
とTG52の出力信号が出力され、結局CG3=G3+
P3・(G2+P2・(G1+P1・G0))の論理演
算が出力される。
(Carry Look−ahead回路)は、図3
(a)において、318で示されるAND−ORの組合
せ回路の論理を、図3(b)に示すようにCMOSトラ
ンスファゲートのパストランジスタ回路で構成してい
る。なお、P1B〜PB3、G1B〜G1BはP1〜P
3、G1〜G3の相補信号であり、 桁上げ信号生成回
路は、接地レベル(Lowレベル)と信号G0とを相補
信号P1、P1Bで選択する二つのトランスファゲート
TG11、TG12、電源電位(Highレベル)と前
段のTG11、TG12の接続点の電位を相補信号G
1、G1Bで選択する二つのトランスファゲートTG1
1、TG12、以下同様にして相補信号G3、G3Bで
Highレベルと前段のTG51、TG52の出力との
いずれかを選択する二つのトランスファゲートTG1
1、TG12の共通接続点から出力CGが出力されてい
る。因みに、信号G3がHighレベルの時、CGには
トランスファゲートTG62からHighレベルが伝達
出力され、G3がLowレベルの時、CGにはTG51
とTG52の出力信号が出力され、結局CG3=G3+
P3・(G2+P2・(G1+P1・G0))の論理演
算が出力される。
【0053】この場合、回路の最長パス(クリティカル
パス)はG0からGGまで6段のCMOSトランスファ
ゲートが直列接続された構成となっている。
パス)はG0からGGまで6段のCMOSトランスファ
ゲートが直列接続された構成となっている。
【0054】G0からGGまでに充放電する拡散層の数
は、Pチャネル型、Nチャネル型MOSトランジスタそ
れぞれ18個である。
は、Pチャネル型、Nチャネル型MOSトランジスタそ
れぞれ18個である。
【0055】図2(a)に示した実施形態の場合と同様
に、SOIの拡散層容量(Csoi)は、バルクの場合
(Cdiff)の約19%の容量であるから、G0から
GGまでの拡散層負荷容量は、バルクのCMOSインバ
ータの約3.5段分に相当する。
に、SOIの拡散層容量(Csoi)は、バルクの場合
(Cdiff)の約19%の容量であるから、G0から
GGまでの拡散層負荷容量は、バルクのCMOSインバ
ータの約3.5段分に相当する。
【0056】一方、トランスファゲートを使わずに、図
3(a)と同じAND−ORの組合せで構成した場合、
G0からGGまでに通過するゲートの段数はCMOSイ
ンバータで12段相当であるから、図3(b)の回路と
比較すると、図3(a)318の構成のクリティカルパ
ス上にある拡散層容量は3倍以上大きい。
3(a)と同じAND−ORの組合せで構成した場合、
G0からGGまでに通過するゲートの段数はCMOSイ
ンバータで12段相当であるから、図3(b)の回路と
比較すると、図3(a)318の構成のクリティカルパ
ス上にある拡散層容量は3倍以上大きい。
【0057】またこの場合も、図2(a)と同様、使用
するトランジスタ数は、図3(b)の回路のトランジス
タ数は24個、図3(a)に示す318のようにCMO
Sゲート構成にすると36個というように、少ないトラ
ンジスタ数で構成可能である。
するトランジスタ数は、図3(b)の回路のトランジス
タ数は24個、図3(a)に示す318のようにCMO
Sゲート構成にすると36個というように、少ないトラ
ンジスタ数で構成可能である。
【0058】このように、本実施形態においても、桁上
げ先見回路を、図3(b)に示した回路構成にすること
により、桁上げ先見回路を用いた加算器のクリティカル
パスの高速化を図ることが可能である。
げ先見回路を、図3(b)に示した回路構成にすること
により、桁上げ先見回路を用いた加算器のクリティカル
パスの高速化を図ることが可能である。
【0059】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、MOS
トランジスタのソース・ドレイン拡散層容量を劇的に低
減可能なSOI基板上に、CMOSトランスファゲート
を用いてパストランジスタ論理回路を形成し、このCM
OSトランスファゲートを用いたパストランジスタ論理
回路を信号伝搬方向に多段に直列接続して論理を構成す
ることにより、動作速度が向上し、仕様トランジスタ数
を削減すると共に消費電力を低減するという効果を有す
る。
トランジスタのソース・ドレイン拡散層容量を劇的に低
減可能なSOI基板上に、CMOSトランスファゲート
を用いてパストランジスタ論理回路を形成し、このCM
OSトランスファゲートを用いたパストランジスタ論理
回路を信号伝搬方向に多段に直列接続して論理を構成す
ることにより、動作速度が向上し、仕様トランジスタ数
を削減すると共に消費電力を低減するという効果を有す
る。
【図1】本発明の一実施形態に係る2−1セレクタ回路
のレイアウト図である。 (a)CMOSトランスファゲートを用いたパストラン
ジスタ構成の2−1セレクタ配線レイアウト図である。 (b)図1(a)の回路図を示す図である。(c)CM
OSゲート構成による2−1セレクタ回路図を示す図で
ある。 (d)2−1セレクタの真理値表を示す図である。 (e)PMOSの部断面図である。
のレイアウト図である。 (a)CMOSトランスファゲートを用いたパストラン
ジスタ構成の2−1セレクタ配線レイアウト図である。 (b)図1(a)の回路図を示す図である。(c)CM
OSゲート構成による2−1セレクタ回路図を示す図で
ある。 (d)2−1セレクタの真理値表を示す図である。 (e)PMOSの部断面図である。
【図2】本発明の第2の実施形態に係る、8−1セレク
タ回路の構成を示す図である。 (a)8−1セレクタ回路構成を示す図である。 (b)2−1セレクタの真理値表である。
タ回路の構成を示す図である。 (a)8−1セレクタ回路構成を示す図である。 (b)2−1セレクタの真理値表である。
【図3】本発明の第3の実施形態に係る、4ビット桁上
げ先見回路の回路図である。 (a)全体の回路構成を示す図である。 (b)本発明を適用した桁上げ信号生成部の回路図であ
る。
げ先見回路の回路図である。 (a)全体の回路構成を示す図である。 (b)本発明を適用した桁上げ信号生成部の回路図であ
る。
【図4】排他的論理和の回路図である。 (a)Nチャネル型MOSトランジスタによるパストラ
ンジスタ構成の回路図である。 (b)排他的論理和の真理値表である。 (c)CMOSゲート構成の回路図である。 (d)CMOSトランスファゲートによるパストランジ
スタ構成の回路図である。
ンジスタ構成の回路図である。 (b)排他的論理和の真理値表である。 (c)CMOSゲート構成の回路図である。 (d)CMOSトランスファゲートによるパストランジ
スタ構成の回路図である。
【図5】2−1セレクタ回路をシリコンバルク基板に形
成した場合のレイアウト図である。 (a)CMOSトランスファゲートを用いたパストラン
ジスタ構成の2−1セレクタ配線レイアウト図である。 (b)PMOS部の断面図(図2(a)のB−B′線の
断面図)である。 (c)CMOSトランスファゲートを用いた2−1セレ
クタの回路図である。
成した場合のレイアウト図である。 (a)CMOSトランスファゲートを用いたパストラン
ジスタ構成の2−1セレクタ配線レイアウト図である。 (b)PMOS部の断面図(図2(a)のB−B′線の
断面図)である。 (c)CMOSトランスファゲートを用いた2−1セレ
クタの回路図である。
【図6】MOSトランジスタのソース、ドレイン拡散層
容量の説明図である。 (a)レイアウト図である。 (b)シリコンバルク基板に形成した場合の断面図であ
る。 (c)SOI基板に形成した場合の断面図である。
容量の説明図である。 (a)レイアウト図である。 (b)シリコンバルク基板に形成した場合の断面図であ
る。 (c)SOI基板に形成した場合の断面図である。
【図7】従来のCMOSゲート構成による、8−1セレ
クタ回路図である。
クタ回路図である。
101、501 Pチャネル型MOSトランジスタ群 102、502 Nチャネル型MOSトランジスタ群 503 Nウェルコンタクト拡散層 504 Pウェルコンタクト拡散層 105、505 P+拡散層 106、506、606 N+拡散層 107、507 Pチャネル型MOSゲート 108、508、608 Nチャネル型MOSゲート 109、509、609 P型基板 510 Nウェル 611 Pウェル 113、613 埋込酸化膜 114、514、614 素子分離酸化膜 115、515 第1層配線 116、516、616 コンタクト 317 半加算器 318 桁上げ先見回路(Carry Look−ah
ead回路) 619 ゲート−基板間容量 620 N+拡散層−Pウェル間容量の底面積成分 621 N+拡散層−Pウェル間容量の側面周囲長成分 622 SOI構造におけるN+拡散層−P型基板間容
量
ead回路) 619 ゲート−基板間容量 620 N+拡散層−Pウェル間容量の底面積成分 621 N+拡散層−Pウェル間容量の側面周囲長成分 622 SOI構造におけるN+拡散層−P型基板間容
量
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 FI 技術表示箇所 H03K 19/20 H01L 29/78 613A 614
Claims (5)
- 【請求項1】SOI(シリコン・オン・インシュレー
タ)基板上に形成されたPチャネル型MOSトランジス
タ群及びNチャネル型MOSトランジスタ群を用いて論
理回路を構成するCMOS半導体集積回路において、 Pチャネル型MOSトランジスタとNチャネル型MOS
トランジスタのソース同士とドレイン同士を接続し、前
記Pチャネル型MOSトランジスタと前記Nチャネル型
MOSトランジスタのゲートにそれぞれ互いに相補の信
号を加え前記Pチャネル型及びNチャネル型MOSトラ
ンジスタのソースとドレイン間の信号伝搬の導通と非導
通の切り替えを行うCMOSトランスファゲートを信号
の伝搬方向に複数段直列形態に接続した回路を含むこと
を特徴とする半導体集積回路。 - 【請求項2】前記CMOSトランスファゲートを信号の
伝搬方向に直列形態に接続した回路を加算器を桁上げ信
号生成回路に用いたことを特徴とする請求項1記載の半
導体集積回路。 - 【請求項3】SOI(シリコン・オン・インシュレー
タ)基板上に形成されたPチャネル型MOSトランジス
タとNチャネル型MOSトランジスタの信号端子を共通
に接続し、ゲートに相補信号を入力してなるCMOSト
ランスファゲートを入力信号端子と出力信号端子との間
に1又は複数直列形態に挿入し、前記相補信号との組み
合わせにより所定の論理回路を構成してなることを特徴
とする半導体集積回路。 - 【請求項4】前記CMOSトランスファゲートを入力信
号端子と出力信号端子との間に1又は複数直列形態に挿
入し、前記CMOSトランスファゲートに対する前記相
補信号との組み合わせにより前記出力端子に前記入力端
子のいずれか一を選択出力するセレクタ回路を構成して
なることを特徴とする請求項3記載の半導体集積回路。 - 【請求項5】SOI(シリコン・オン・インシュレー
タ)基板上に形成されたPチャネル型MOSトランジス
タとNチャネル型MOSトランジスタの信号端子を共通
に接続し、制御端子に相補信号を入力してなる複数のC
MOSトランスファゲートを加算器の桁上信号生成回路
のキャリー生成信号経路に直列形態に挿入してなること
を特徴とする請求項2記載の半導体集積回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7329965A JPH09148916A (ja) | 1995-11-24 | 1995-11-24 | 半導体集積回路 |
EP96118642A EP0776046A1 (en) | 1995-11-24 | 1996-11-20 | SOI CMOS logic circuit with transfer gates |
KR1019960056026A KR970030793A (ko) | 1995-11-24 | 1996-11-21 | Soi 기판을 이용한 cmos 논리회로 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7329965A JPH09148916A (ja) | 1995-11-24 | 1995-11-24 | 半導体集積回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09148916A true JPH09148916A (ja) | 1997-06-06 |
Family
ID=18227255
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7329965A Pending JPH09148916A (ja) | 1995-11-24 | 1995-11-24 | 半導体集積回路 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0776046A1 (ja) |
JP (1) | JPH09148916A (ja) |
KR (1) | KR970030793A (ja) |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH104196A (ja) * | 1996-06-18 | 1998-01-06 | Toshiba Corp | 半導体集積回路装置 |
US6853019B2 (en) | 2002-05-17 | 2005-02-08 | Nec Electronics Corporation | Semiconductor device and manufacturing method for the same |
US6924671B2 (en) | 2000-10-19 | 2005-08-02 | Nec Electronics Corporation | General-purpose logic module and cell using the same |
US7161382B2 (en) | 2002-05-20 | 2007-01-09 | Nec Electronics Corporation | General-purpose logic cell, general-purpose logic cell array using the same, and ASIC using general-purpose logic cell array |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP2004112653A (ja) * | 2002-09-20 | 2004-04-08 | Nec Electronics Corp | 半導体装置 |
US8411493B2 (en) | 2009-10-30 | 2013-04-02 | Honeywell International Inc. | Selection device for a spin-torque transfer magnetic random access memory |
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JPH07162288A (ja) * | 1993-12-13 | 1995-06-23 | Toshiba Corp | 半導体集積回路 |
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EP0347029B1 (en) * | 1988-04-20 | 1996-11-27 | Fujitsu Limited | Binary carry or borrow look-ahead circuit |
EP0424554A1 (de) * | 1989-10-23 | 1991-05-02 | Siemens Aktiengesellschaft | Mehrstufiger Seriell-zu-Parallel- und/oder Parallel-zu-Seriell-Umsetzer |
JPH04172011A (ja) * | 1990-11-05 | 1992-06-19 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体集積回路 |
DE69232432T2 (de) * | 1991-11-20 | 2002-07-18 | Canon Kk | Verfahren zur Herstellung einer Halbleiteranordnung |
JPH08125152A (ja) * | 1994-10-28 | 1996-05-17 | Canon Inc | 半導体装置、それを用いた相関演算装置、ad変換器、da変換器、信号処理システム |
-
1995
- 1995-11-24 JP JP7329965A patent/JPH09148916A/ja active Pending
-
1996
- 1996-11-20 EP EP96118642A patent/EP0776046A1/en not_active Withdrawn
- 1996-11-21 KR KR1019960056026A patent/KR970030793A/ko not_active Application Discontinuation
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US7161382B2 (en) | 2002-05-20 | 2007-01-09 | Nec Electronics Corporation | General-purpose logic cell, general-purpose logic cell array using the same, and ASIC using general-purpose logic cell array |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR970030793A (ko) | 1997-06-26 |
EP0776046A1 (en) | 1997-05-28 |
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Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19990302 |