JPH09138273A - レーダ受信信号処理用ディジタルフィルタ - Google Patents
レーダ受信信号処理用ディジタルフィルタInfo
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- JPH09138273A JPH09138273A JP7298367A JP29836795A JPH09138273A JP H09138273 A JPH09138273 A JP H09138273A JP 7298367 A JP7298367 A JP 7298367A JP 29836795 A JP29836795 A JP 29836795A JP H09138273 A JPH09138273 A JP H09138273A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 不要信号成分のコヒーレント積分処理による
積み上げをなくし、振幅情報から検出したい目標と不要
信号とを容易に区別できるようにする。 【解決手段】 ＭＴＩ回路１ａ，１ｂにより、ディジタ
ル化されたレーダ受信信号にＭＴＩ処理を施してドプラ
周波数軸上のグランドクラッタ成分、ウェザークラッタ
成分を抑圧する。このとき、ＭＴＩフィルタ係数算出回
路３により、ＭＴＩノッチが不要信号位置に形成される
ようにクラッタ情報に基づいてＭＴＩフィルタ係数を決
定する。続いて、ＤＦＴ回路２により、ＭＴＩ回路１
ａ，１ｂの処理出力にＤＦＴ処理を施してコヒーレント
積分し、目標信号を強調する。このとき、ＤＦＴフィル
タ係数算出回路４により、ＤＦＴ処理のフィルタバンク
が不要信号位置に形成されず、目標位置付近のみ形成さ
れるようにクラッタ情報に基づいてＤＦＴフィルタ係数
を決定する。
積み上げをなくし、振幅情報から検出したい目標と不要
信号とを容易に区別できるようにする。 【解決手段】 ＭＴＩ回路１ａ，１ｂにより、ディジタ
ル化されたレーダ受信信号にＭＴＩ処理を施してドプラ
周波数軸上のグランドクラッタ成分、ウェザークラッタ
成分を抑圧する。このとき、ＭＴＩフィルタ係数算出回
路３により、ＭＴＩノッチが不要信号位置に形成される
ようにクラッタ情報に基づいてＭＴＩフィルタ係数を決
定する。続いて、ＤＦＴ回路２により、ＭＴＩ回路１
ａ，１ｂの処理出力にＤＦＴ処理を施してコヒーレント
積分し、目標信号を強調する。このとき、ＤＦＴフィル
タ係数算出回路４により、ＤＦＴ処理のフィルタバンク
が不要信号位置に形成されず、目標位置付近のみ形成さ
れるようにクラッタ情報に基づいてＤＦＴフィルタ係数
を決定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル化され
たレーダ受信信号から目標検出に不必要となるドプラ周
波数成分を除去し、検出したい目標のドプラ周波数成分
のみを抽出するための可変式ノッチを形成するレーダ受
信信号処理用ディジタルフィルタに関する。
たレーダ受信信号から目標検出に不必要となるドプラ周
波数成分を除去し、検出したい目標のドプラ周波数成分
のみを抽出するための可変式ノッチを形成するレーダ受
信信号処理用ディジタルフィルタに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種のディジタルフィルタは図
７に示すように構成される。図７において、１ａはＧ−
ＭＴＩ回路、１ｂはＷ−ＭＴＩ回路、２はＤＦＴ回路
で、これらは互いに直列に接続されている。Ｇ−ＭＴＩ
回路１はグランドクラッタをＭＴＩ（Moving Target In
dicator ：移動目標検出）処理し、Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂ
はウェザークラッタ等をＭＴＩ処理する。また、ＤＦＴ
回路２はＤＦＴ（DiscreteFourier Transform：離散フ
ーリエ変換）フィルタ群の演算処理によりＭＴＩ出力を
コヒーレント積分してドプラ周波数成分を積み上げ、目
標信号の振幅レベルを強調する。
７に示すように構成される。図７において、１ａはＧ−
ＭＴＩ回路、１ｂはＷ−ＭＴＩ回路、２はＤＦＴ回路
で、これらは互いに直列に接続されている。Ｇ−ＭＴＩ
回路１はグランドクラッタをＭＴＩ（Moving Target In
dicator ：移動目標検出）処理し、Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂ
はウェザークラッタ等をＭＴＩ処理する。また、ＤＦＴ
回路２はＤＦＴ（DiscreteFourier Transform：離散フ
ーリエ変換）フィルタ群の演算処理によりＭＴＩ出力を
コヒーレント積分してドプラ周波数成分を積み上げ、目
標信号の振幅レベルを強調する。
【０００３】Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂのＷ−ＭＴＩフィルタ
係数は、別途レーダ情報から得られるクラッタ情報（ク
ラッタの周波数中心位置とその帯域幅）のみをもとにＷ
−ＭＴＩフィルタ係数算出回路３により決定される。
係数は、別途レーダ情報から得られるクラッタ情報（ク
ラッタの周波数中心位置とその帯域幅）のみをもとにＷ
−ＭＴＩフィルタ係数算出回路３により決定される。
【０００４】上記構成において、入力レーダ受信ディジ
タル信号が図８に示すドプラ周波数成分を有するとき、
不要信号の１つのグランドクラッタ成分はＧ−ＭＴＩ回
路１ａにより抑圧され、ウェザークラッタ等のドプラ周
波数を有する不要信号はＷ−ＭＴＩ回路１ｂにより抑圧
される。
タル信号が図８に示すドプラ周波数成分を有するとき、
不要信号の１つのグランドクラッタ成分はＧ−ＭＴＩ回
路１ａにより抑圧され、ウェザークラッタ等のドプラ周
波数を有する不要信号はＷ−ＭＴＩ回路１ｂにより抑圧
される。
【０００５】図９はＧ−ＭＴＩ回路１ａの周波数特性と
Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂの周波数特性とを合成した特性を示
している。Ｇ−ＭＴＩノッチはドプラ周波数零の位置に
形成され、Ｗ−ＭＴＩノッチはＷ−ＭＴＩフィルタ係数
算出回路３により決定されたＷ−ＭＴＩフィルタ係数を
もとに形成される。
Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂの周波数特性とを合成した特性を示
している。Ｇ−ＭＴＩノッチはドプラ周波数零の位置に
形成され、Ｗ−ＭＴＩノッチはＷ−ＭＴＩフィルタ係数
算出回路３により決定されたＷ−ＭＴＩフィルタ係数を
もとに形成される。
【０００６】Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂの出力信号はＤＦＴ回
路２に入力される。このＤＦＴ回路２は例えばＦＦＴ回
路で構成され、予め設定されたＤＦＴフィルタ係数（固
定値）に基づいてコヒーレント積分が行われる。図１０
にＤＦＴ回路２の周波数特性を示し、図１１にＧ−ＭＴ
Ｉ回路１ａ、Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂ、とＤＦＴ回路２の合
成レスポンスの周波数特性を示す。
路２に入力される。このＤＦＴ回路２は例えばＦＦＴ回
路で構成され、予め設定されたＤＦＴフィルタ係数（固
定値）に基づいてコヒーレント積分が行われる。図１０
にＤＦＴ回路２の周波数特性を示し、図１１にＧ−ＭＴ
Ｉ回路１ａ、Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂ、とＤＦＴ回路２の合
成レスポンスの周波数特性を示す。
【０００７】図１１に示す周波数特性からわかるよう
に、従来のディジタルフィルタの構成では、いったんＧ
−ＭＴＩ回路１ａとＷ−ＭＴＩ回路１ｂで抑圧された不
要信号成分がＤＦＴ回路２により再度積み上げられてし
まう。図１２にＤＦＴ回路２の出力信号のドプラ周波数
成分を示す。この結果、振幅情報から検出したい目標と
不要信号の区別を行うことが困難となっている。
に、従来のディジタルフィルタの構成では、いったんＧ
−ＭＴＩ回路１ａとＷ−ＭＴＩ回路１ｂで抑圧された不
要信号成分がＤＦＴ回路２により再度積み上げられてし
まう。図１２にＤＦＴ回路２の出力信号のドプラ周波数
成分を示す。この結果、振幅情報から検出したい目標と
不要信号の区別を行うことが困難となっている。
【０００８】
【発明が解決しようとする問題】以上述べたように従来
のレーダ受信信号処理用ディジタルフィルタでは、ＭＴ
Ｉ処理によって不要信号成分を抑圧しても、不要信号成
分の振幅レベルが、コヒーレント積分処理により積み上
がってしまうため、最終的に振幅情報から検出したい目
標と不要信号とを区別することが困難になっていた。
のレーダ受信信号処理用ディジタルフィルタでは、ＭＴ
Ｉ処理によって不要信号成分を抑圧しても、不要信号成
分の振幅レベルが、コヒーレント積分処理により積み上
がってしまうため、最終的に振幅情報から検出したい目
標と不要信号とを区別することが困難になっていた。
【０００９】本発明の課題は、上記の問題を解決し、不
要信号成分のコヒーレント積分処理による積み上げをな
くし、振幅情報から検出したい目標と不要信号とを容易
に区別することのできるレーダ受信信号処理用ディジタ
ルフィルタを提供することにある。
要信号成分のコヒーレント積分処理による積み上げをな
くし、振幅情報から検出したい目標と不要信号とを容易
に区別することのできるレーダ受信信号処理用ディジタ
ルフィルタを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに本発明に係るレーダ受信信号処理用ディジタルフィ
ルタは、ディジタル化されたレーダ受信信号に移動目標
検出（ＭＴＩ）処理を施してドプラ周波数軸上の不要信
号を抑圧するＭＴＩ処理部と、前記ＭＴＩ処理のノッチ
が不要信号位置に形成されるようにクラッタ情報に基づ
いてＭＴＩフィルタ係数を決定するＭＴＩフィルタ係数
算出回路と、前記ＭＴＩ処理部の出力に離散フーリエ変
換（ＤＦＴ）処理を施してコヒーレント積分し、目標信
号を強調するＤＦＴ処理部と、前記ＤＦＴ処理のフィル
タバンクが不要信号位置に形成されず、目標位置付近の
み形成されるように前記クラッタ情報に基づいてＤＦＴ
フィルタ係数を決定するＤＦＴフィルタ係数算出回路と
を具備して構成される。
めに本発明に係るレーダ受信信号処理用ディジタルフィ
ルタは、ディジタル化されたレーダ受信信号に移動目標
検出（ＭＴＩ）処理を施してドプラ周波数軸上の不要信
号を抑圧するＭＴＩ処理部と、前記ＭＴＩ処理のノッチ
が不要信号位置に形成されるようにクラッタ情報に基づ
いてＭＴＩフィルタ係数を決定するＭＴＩフィルタ係数
算出回路と、前記ＭＴＩ処理部の出力に離散フーリエ変
換（ＤＦＴ）処理を施してコヒーレント積分し、目標信
号を強調するＤＦＴ処理部と、前記ＤＦＴ処理のフィル
タバンクが不要信号位置に形成されず、目標位置付近の
み形成されるように前記クラッタ情報に基づいてＤＦＴ
フィルタ係数を決定するＤＦＴフィルタ係数算出回路と
を具備して構成される。
【００１１】すなわち、上記構成によるレーダ受信信号
処理用ディジタルフィルタでは、不要信号成分の振幅レ
ベルが、コヒーレント積分処理により積み上がってしま
うのは、不要信号成分の存在する位置に、ＤＦＴのバン
クフィルタの利得領域が形成されていることに着目し、
不要信号成分のドプラ周波数軸上の中心位置と広がりの
情報から、不要信号の存在する位置を避けるようにＤＦ
Ｔのバンクフィルタを形成することにより、不要信号を
さらに除去し、検出したい目標のみを容易に抽出できる
ようにしている。
処理用ディジタルフィルタでは、不要信号成分の振幅レ
ベルが、コヒーレント積分処理により積み上がってしま
うのは、不要信号成分の存在する位置に、ＤＦＴのバン
クフィルタの利得領域が形成されていることに着目し、
不要信号成分のドプラ周波数軸上の中心位置と広がりの
情報から、不要信号の存在する位置を避けるようにＤＦ
Ｔのバンクフィルタを形成することにより、不要信号を
さらに除去し、検出したい目標のみを容易に抽出できる
ようにしている。
【００１２】また、本発明に係るレーダ受信信号処理用
ディジタルフィルタは、前記ＭＴＩ処理部及びＤＦＴ処
理部の処理系統が複数並列に有する場合、各系統のＭＴ
Ｉ処理部及びＤＦＴ処理部に対するＭＴＩフィルタ係数
算出回路及びＤＦＴフィルタ係数算出回路を共用するこ
とを特徴とする。
ディジタルフィルタは、前記ＭＴＩ処理部及びＤＦＴ処
理部の処理系統が複数並列に有する場合、各系統のＭＴ
Ｉ処理部及びＤＦＴ処理部に対するＭＴＩフィルタ係数
算出回路及びＤＦＴフィルタ係数算出回路を共用するこ
とを特徴とする。
【００１３】すなわち、上記構成によるレーダ受信信号
処理用ディジタルフィルタでは、前記ＭＴＩ処理部及び
ＤＦＴ処理部の複数の処理系統に対してＤＦＴノッチ位
置を連動して制御し、同一のドプラ周波数領域にある不
要波信号を除去するようにし、これによって回路構成の
簡略化を図っている。
処理用ディジタルフィルタでは、前記ＭＴＩ処理部及び
ＤＦＴ処理部の複数の処理系統に対してＤＦＴノッチ位
置を連動して制御し、同一のドプラ周波数領域にある不
要波信号を除去するようにし、これによって回路構成の
簡略化を図っている。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図１乃至図６を参照して本
発明の実施形態を詳細に説明する。図１は本発明の一実
施形態による可変式ノッチを形成するレーダ受信信号処
理用ディジタルフィルタの構成を示すものである。尚、
図１において、図７と同一部分には同一符号を付して示
し、重複する説明を省略する。
発明の実施形態を詳細に説明する。図１は本発明の一実
施形態による可変式ノッチを形成するレーダ受信信号処
理用ディジタルフィルタの構成を示すものである。尚、
図１において、図７と同一部分には同一符号を付して示
し、重複する説明を省略する。
【００１５】図１に示すレーダ受信信号処理用ディジタ
ルフィルタは、ＤＦＴ回路２に対して別途レーダ情報か
ら得られるクラッタ情報からＤＦＴフィルタ係数を算出
するＤＦＴフィルタ係数算出回路４を備えることを特徴
とする。
ルフィルタは、ＤＦＴ回路２に対して別途レーダ情報か
ら得られるクラッタ情報からＤＦＴフィルタ係数を算出
するＤＦＴフィルタ係数算出回路４を備えることを特徴
とする。
【００１６】すなわち、Ｗ−ＭＴＩフィルタ係数算出回
路３では、クラッタの周波数中心位置及びその幅を示す
クラッタ情報に基づいて、ドプラ周波数軸上における不
要信号の中心位置と広がりを考慮し、不要信号を避ける
ようなＷ−ＭＴＩフィルタ係数を算出している。
路３では、クラッタの周波数中心位置及びその幅を示す
クラッタ情報に基づいて、ドプラ周波数軸上における不
要信号の中心位置と広がりを考慮し、不要信号を避ける
ようなＷ−ＭＴＩフィルタ係数を算出している。
【００１７】そこで、本発明では、Ｗ−ＭＴＩフィルタ
係数算出回路３と同様なＤＦＴフィルタ係数算出回路４
を備え、その入力として上記クラッタ情報を利用して、
ドプラ周波数軸上における不要信号の中心位置と広がり
を考慮し、不要信号を避けるようなＤＦＴフィルタ係数
を算出するようにした。
係数算出回路３と同様なＤＦＴフィルタ係数算出回路４
を備え、その入力として上記クラッタ情報を利用して、
ドプラ周波数軸上における不要信号の中心位置と広がり
を考慮し、不要信号を避けるようなＤＦＴフィルタ係数
を算出するようにした。
【００１８】例えば、入力信号をＳIN0 ，ＳIN1 ，ＳIN
2 の時系列信号とすると、２パルスのＧ−ＭＴＩ及び３
パルスのＷ−ＭＴＩの場合の等価ブロック回路は、図２
に示すように、入力信号を３個の遅延回路（遅延時間
τ）１１〜１３に直列に通し、各遅延回路１１〜１３の
入出力を係数乗算器１４〜１７に入力して係数ｂ1 〜ｂ
4 を掛けて、各係数乗算器１４〜１７の演算結果を加算
器１８で加算出力したものとなる。上記等価ブロック回
路の演算出力としては、
2 の時系列信号とすると、２パルスのＧ−ＭＴＩ及び３
パルスのＷ−ＭＴＩの場合の等価ブロック回路は、図２
に示すように、入力信号を３個の遅延回路（遅延時間
τ）１１〜１３に直列に通し、各遅延回路１１〜１３の
入出力を係数乗算器１４〜１７に入力して係数ｂ1 〜ｂ
4 を掛けて、各係数乗算器１４〜１７の演算結果を加算
器１８で加算出力したものとなる。上記等価ブロック回
路の演算出力としては、
【００１９】
【数１】 となる。ここで、ｂ1 〜ｂ4 は、
【００２０】
【数２】 である。尚、θ1 とθ2 は、
【００２１】
【数３】 である。尚、φは不要信号（クラッタ）の周波数中心位
置、Δθはその周波数帯域幅を表している。よって、こ
れらの不要信号幅情報により、Ｗ−ＭＴＩフィルタ係数
ｂ1 〜ｂ4 を決定すれば、不要信号の位置にＷ−ＭＴＩ
ノッチが形成されるようになる。
置、Δθはその周波数帯域幅を表している。よって、こ
れらの不要信号幅情報により、Ｗ−ＭＴＩフィルタ係数
ｂ1 〜ｂ4 を決定すれば、不要信号の位置にＷ−ＭＴＩ
ノッチが形成されるようになる。
【００２２】次に、４パルスＤＦＴのバンクフィルタ毎
のレスポンス算出式について説明する。入力信号を数値
系列Ｘp （ｐ＝０，１，２，…，Ｎ−１）として、ｋの
正負に対して共役な複素数の数値系列を
のレスポンス算出式について説明する。入力信号を数値
系列Ｘp （ｐ＝０，１，２，…，Ｎ−１）として、ｋの
正負に対して共役な複素数の数値系列を
【００２３】
【数４】 とした場合、ＤＦＴレスポンスＸk は、
【００２４】
【数５】 となる。４パルスＤＦＴの場合はＮ＝４となり、ｐとｋ
の範囲は０，１，２，３となる。よって、Ｘ1 〜Ｘ4
は、
の範囲は０，１，２，３となる。よって、Ｘ1 〜Ｘ4
は、
【００２５】
【数６】 となる。
【００２６】不要信号のノッチ中心情報とノッチ幅情報
により、不要信号成分に各フィルタバンクの中心が重な
らないようにフィルタバンクをドプラ周波数軸上に構え
るためには、（１）〜（４）式の位相項にオフセット値
を付加させればよい。これにより、各バンクフィルタの
位置をドプラ周波数軸上で移動させることができる。ド
プラ周波数零に中心を持つフィルタバンクＦ０は使用し
ないものとすると、フィルタバンクＦ１〜Ｆ３は、
により、不要信号成分に各フィルタバンクの中心が重な
らないようにフィルタバンクをドプラ周波数軸上に構え
るためには、（１）〜（４）式の位相項にオフセット値
を付加させればよい。これにより、各バンクフィルタの
位置をドプラ周波数軸上で移動させることができる。ド
プラ周波数零に中心を持つフィルタバンクＦ０は使用し
ないものとすると、フィルタバンクＦ１〜Ｆ３は、
【００２７】
【数７】 となる。ここで、入力される信号が図８に示したドプラ
周波数成分を有するとき、（５）〜（７）式のΔφ1 〜
Δφ3 を適切に設定することにより、図３に示すよう
に、検出したい目標位置付近のみ各フィルタバンクＦ１
〜Ｆ３を配置し、不要信号の位置にはフィルタバンクを
形成しないようにすることができる。
周波数成分を有するとき、（５）〜（７）式のΔφ1 〜
Δφ3 を適切に設定することにより、図３に示すよう
に、検出したい目標位置付近のみ各フィルタバンクＦ１
〜Ｆ３を配置し、不要信号の位置にはフィルタバンクを
形成しないようにすることができる。
【００２８】この結果、図１におけるディジタルフィル
タの合成レスポンスは、図４に示すように、不要信号の
位置で低く目標位置付近で高くなる。そして、ディジタ
ルフィルタの出力は、図５に示すように、不要信号のコ
ヒーレント積分処理による積み上げがなくなり、検出し
たい目標のみ積分処理することができるようになる。
タの合成レスポンスは、図４に示すように、不要信号の
位置で低く目標位置付近で高くなる。そして、ディジタ
ルフィルタの出力は、図５に示すように、不要信号のコ
ヒーレント積分処理による積み上げがなくなり、検出し
たい目標のみ積分処理することができるようになる。
【００２９】したがって、上記構成によるレーダ受信信
号処理用ディジタルフィルタを用いれば、不要信号成分
のコヒーレント積分処理による積み上げをなくすことが
できるので、振幅情報から検出したい目標と不要信号と
を容易に区別することができる。
号処理用ディジタルフィルタを用いれば、不要信号成分
のコヒーレント積分処理による積み上げをなくすことが
できるので、振幅情報から検出したい目標と不要信号と
を容易に区別することができる。
【００３０】尚、本発明は上記実施形態に限定されるも
のではなく、例えば図６に示すように、Ｇ−ＭＴＩ回路
１ａ、Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂ及びＤＦＴ回路２が複数系統
（図では２系統、各系統をｘ，ｙで表す）有する場合、
各系統に対するＷ−ＭＴＩフィルタ係数算出回路３及び
ＤＦＴフィルタ係数算出回路４を共有してもよいことは
勿論である。
のではなく、例えば図６に示すように、Ｇ−ＭＴＩ回路
１ａ、Ｗ−ＭＴＩ回路１ｂ及びＤＦＴ回路２が複数系統
（図では２系統、各系統をｘ，ｙで表す）有する場合、
各系統に対するＷ−ＭＴＩフィルタ係数算出回路３及び
ＤＦＴフィルタ係数算出回路４を共有してもよいことは
勿論である。
【００３１】また、上記実施形態はＭＴＩ処理とＤＦＴ
処理の組み合わせた場合の構成であるが、ＤＦＴ処理単
独の場合でも同様に実施可能である。その他、種々の変
形が可能であることはいうまでもない。
処理の組み合わせた場合の構成であるが、ＤＦＴ処理単
独の場合でも同様に実施可能である。その他、種々の変
形が可能であることはいうまでもない。
【００３２】
【発明の効果】以上述べたように、この発明によれば、
不要信号成分のコヒーレント積分処理による積み上げを
なくし、振幅情報から検出したい目標と不要信号とを容
易に区別することのできるレーダ受信信号処理用ディジ
タルフィルタを提供することができる。
不要信号成分のコヒーレント積分処理による積み上げを
なくし、振幅情報から検出したい目標と不要信号とを容
易に区別することのできるレーダ受信信号処理用ディジ
タルフィルタを提供することができる。
【図１】本発明に係るレーダ受信信号処理用ディジタル
フィルタの一実施形態の構成を示すブロック回路図。
フィルタの一実施形態の構成を示すブロック回路図。
【図２】同実施形態において、２パルスＧ−ＭＴＩ及び
３パルスＷ−ＭＴＩの場合の等価ブロック回路の構成を
示すブロック回路図。
３パルスＷ−ＭＴＩの場合の等価ブロック回路の構成を
示すブロック回路図。
【図３】同実施形態において、４パルスＤＦＴの場合の
ＤＦＴレスポンスの周波数特性を示す特性図。
ＤＦＴレスポンスの周波数特性を示す特性図。
【図４】同実施形態におけるＭＴＩとＤＦＴの合成レス
ポンスの周波数特性を示す特性図。
ポンスの周波数特性を示す特性図。
【図５】同実施形態における出力振幅のドプラ周波数分
布を示す図。
布を示す図。
【図６】本発明に係るレーダ受信信号処理用ディジタル
フィルタの他の実施形態の構成を示すブロック回路図。
フィルタの他の実施形態の構成を示すブロック回路図。
【図７】従来のレーダ受信信号処理用ディジタルフィル
タの構成を示すブロック回路図。
タの構成を示すブロック回路図。
【図８】ディジタルフィルタ入力信号のドプラ周波数分
布の一例を示す図。
布の一例を示す図。
【図９】従来のディジタルフィルタにおけるＭＴＩレス
ポンスの周波数特性を示す特性図。
ポンスの周波数特性を示す特性図。
【図１０】従来のディジタルフィルタにおける４パルス
ＤＦＴの場合のＤＦＴレスポンスの周波数特性を示す特
性図。
ＤＦＴの場合のＤＦＴレスポンスの周波数特性を示す特
性図。
【図１１】従来のディジタルフィルタにおけるＭＴＩと
ＤＦＴの合成レスポンスの周波数特性を示す特性図。
ＤＦＴの合成レスポンスの周波数特性を示す特性図。
【図１２】従来のディジタルフィルタの出力振幅のドプ
ラ周波数分布を示す図。
ラ周波数分布を示す図。
１ａ，１ａｘ，１ａｙ…Ｇ−ＭＴＩ回路 １ｂ，１ｂｘ，１ｂｙ…Ｗ−ＭＴＩ回路 ２，２ｘ，２ｙ…ＤＦＴ回路 ３…Ｗ−ＭＴＩフィルタ係数算出回路 ４…ＤＦＴフィルタ係数算出回路 １１〜１３…遅延回路 １４〜１７…係数乗算器 １８…加算器
Claims (3)
- 【請求項１】ディジタル化されたレーダ受信信号に移動
目標検出（ＭＴＩ）処理を施してドプラ周波数軸上の不
要信号を抑圧するＭＴＩ処理部と、 前記ＭＴＩ処理のノッチが不要信号位置に形成されるよ
うにクラッタ情報に基づいてＭＴＩフィルタ係数を決定
するＭＴＩフィルタ係数算出回路と、 前記ＭＴＩ処理部の出力に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）
処理を施してコヒーレント積分し、目標信号を強調する
ＤＦＴ処理部と、 前記ＤＦＴ処理のフィルタバンクが不要信号位置に形成
されず、目標位置付近のみ形成されるように前記クラッ
タ情報に基づいてＤＦＴフィルタ係数を決定するＤＦＴ
フィルタ係数算出回路とを具備するレーダ受信信号処理
用ディジタルフィルタ。 - 【請求項２】前記ＭＴＩ処理部及びＤＦＴ処理部の処理
系統が複数並列に有する場合、各系統のＭＴＩ処理部及
びＤＦＴ処理部に対するＭＴＩフィルタ係数算出回路及
びＤＦＴフィルタ係数算出回路を共用することを特徴と
する請求項１記載のレーダ受信信号処理用ディジタルフ
ィルタ。 - 【請求項３】ディジタル化されたレーダ受信信号に離散
フーリエ変換（ＤＦＴ）処理を施してコヒーレント積分
し、目標信号を強調するＤＦＴ処理部と、 前記ＤＦＴ処理のフィルタバンクが不要信号位置に形成
されず、目標位置付近のみ形成されるようにクラッタ情
報に基づいてＤＦＴフィルタ係数を決定するＤＦＴフィ
ルタ係数算出回路とを具備するレーダ受信信号処理用デ
ィジタルフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7298367A JPH09138273A (ja) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | レーダ受信信号処理用ディジタルフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7298367A JPH09138273A (ja) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | レーダ受信信号処理用ディジタルフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09138273A true JPH09138273A (ja) | 1997-05-27 |
Family
ID=17858778
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7298367A Pending JPH09138273A (ja) | 1995-11-16 | 1995-11-16 | レーダ受信信号処理用ディジタルフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09138273A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000187068A (ja) * | 1998-12-21 | 2000-07-04 | Mitsubishi Electric Corp | レーダー信号処理装置およびレーダー信号処理装置の信号処理方法 |
| JP2011169829A (ja) * | 2010-02-19 | 2011-09-01 | Toshiba Corp | 気象レーダ信号処理装置及びそのグランドクラッタ除去方法 |
-
1995
- 1995-11-16 JP JP7298367A patent/JPH09138273A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000187068A (ja) * | 1998-12-21 | 2000-07-04 | Mitsubishi Electric Corp | レーダー信号処理装置およびレーダー信号処理装置の信号処理方法 |
| JP2011169829A (ja) * | 2010-02-19 | 2011-09-01 | Toshiba Corp | 気象レーダ信号処理装置及びそのグランドクラッタ除去方法 |
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