JPH09121105A - 双方向性結合器を有するｒｆ整合検出回路 - Google Patents

双方向性結合器を有するｒｆ整合検出回路

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JPH09121105A
JPH09121105A JP8211833A JP21183396A JPH09121105A JP H09121105 A JPH09121105 A JP H09121105A JP 8211833 A JP8211833 A JP 8211833A JP 21183396 A JP21183396 A JP 21183396A JP H09121105 A JPH09121105 A JP H09121105A
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Bradley O Stimson
オー スティムソン ブラッドリー
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Abstract

(57)【要約】 【課題】ＲＦ電源からＲＦ信号を受信し、その電力信号
を負荷へ供給するＲＦ整合回路を自動制御する検出回路
を得ること。 【解決手段】ＲＦ整合回路36は第１と第２の制御信号に
よってそれぞれ制御される第１と第２の可変リアクタン
ス素子Ｃ1,Ｃ2 を含む。検出回路32は、整合回路へ供給
されたＲＦ電力に比例する順信号とＲＦ整合回路から反
射されたＲＦ電力に比例する反射信号を発生する双方向
結合器50を含む。検出回路は反射信号或いは順信号をを
受信し、それぞれ第１と第２の出力信号を生成する第１
と第２の分岐回路も含む。更に、検出回路は第１と第２
の分岐回路の第１の出力信号を受信し、第１の制御信号
が誘導される第１の位相検出出力信号を生成する第１の
位相検出器64、および第１と第２の分岐回路の第２の出
力信号を受信し、第２の制御信号が誘導される第２の位
相検出出力信号を生成する第２の位相検出器68を含む。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電源と負荷（例え
ば、プラズマ処理チャンバーにおけるプラズマ）間に接
続されたＲＦ整合回路の自動制御のためのＲＦ整合検出
回路に関する。ＲＦプラズマ処理システムにおいて、Ｒ
Ｆ電力は、可変リアクタンス素子を含む整合回路を介し
てチャンバー内にあるプラズマに結合される。整合回路
の目的は、負荷（即ち、プラズマ）のインピーダンスを
ＲＦ電力がチャンバーに供給されるラインの特性インピ
ーダンスに等しくするか、或いは整合する値に変換する
ことである。整合点で、最適な電力がプラズマに供給さ
れ、電力がＲＦ電源に向かって反射されることは殆どな
い。整合点にチューニングすることは整合回路内の可変
リアクタンス素子を適当に変えることによって達成され
る。明らかに、システムをプラズマ処理中に整合点に同
調させることが必要である。
【０００２】具合が悪いことに、プラズマのインピーダ
ンスは、多くの処理パラメータと条件の複雑な、非常に
変わりやすい関数である。言い換えれば、プラズマのイ
ンピーダンスは、プロセスの実行中に、および１つのチ
ャンバーから次のチャンバーを通して非常に変化する。
従って、整合回路を整合点に維持することは、可変リア
クタンス回路素子の一定のチューニングを必要とする。
セルフチューニング回路は、所望のチューニングを自動
的に行うために、利用できる。具合が悪いことに、多く
のこれらの回路は、それらがプロセス条件の変化（即
ち、プラズマインピーダンスの変化）に反応しないの
で、急速に安定しないし、それらは、ユーザー（例え
ば、半導体製造会社）が望むほど正確ではない。
【０００３】
【本発明の概要】一つの特徴としては、本発明はＲＦ電
源からのＲＦ電力信号を受信し、ＲＦ電力信号を負荷に
供給するＲＦ整合回路を制御するための検出回路であ
る。この検出回路によって制御されるＲＦ整合回路は、
第１と第２の可変リアクタンス素子を有し、そのリアク
タンス素子のリアクタンスは第１と第２の制御信号によ
ってそれぞれ制御される。この検出回路は、ＲＦ電源と
ＲＦ整合回路間に接続され、順方向信号と反射信号を発
生する双方向性結合器を含む。順方向信号は整合回路に
供給されるＲＦ電力に比例し、反射信号はＲＦ整合回路
から反射された電力に比例する。また検出回路は、反射
信号を受信し、第１と第２の出力信号を生成する第１の
分岐回路；順信号を受信し、第１と第２の出力信号を生
成する第２の分岐回路；第１と第２の分岐回路の第１の
出力信号を受信し、第１の制御信号が供給される第１の
位相検出出力信号を発生する第１の位相検出器；および
第１と第２の分岐回路の第２の出力信号を受信し、第２
の制御信号が供給される第２の位相検出出力信号を発生
する第２の位相検出器を有する。
【０００４】好適な実施の形態は以下の特徴を有する。
第１と第２の分岐回路は、それぞれ第１と第２の電力ス
プリッタを含む。第１の電力スプリッタは、反射信号か
ら誘導される信号を受信し、第１と第２の出力信号を生
成する。同様に、第２の電力スプリッタは、順方向信号
から誘導される信号を受信し、第１と第２の出力信号を
生成する。第１の分岐回路の第１の出力信号は、第１の
分岐回路の第２の出力信号の位相がシフトされたバージ
ョンである。同様に、第２の分岐回路の第１の出力信号
は、第２の分岐回路の第２の出力信号の位相がシフトさ
れたバージョンである。これらの位相シフトは第１と第
２の分岐回路における対応する移相素子によって導かれ
る。また、好適な実施の形態において、第１と第２の分
岐回路は、それぞれ第１と第２のローパスフィルタを有
する。また双方向性結合器の出力に接続された高調波終
端フィルタがあり、その高調波成端フィルタは２次、３
次およびそれより高い高調波を終端するように設計され
ている。
【０００５】他の特徴としては、本発明はＲＦ電源を負
荷に整合するためのＲＦ整合回路である。このＲＦ整合
回路は負荷に接続されたＲＦ整合部；およびＲＦ電源と
ＲＦ整合部間に接続された検出回路を有する。このＲＦ
整合部は、第１の可変リアクタンス素子；第２の可変リ
アクタンス素子；第１の制御信号に応答して、第１の可
変リアクタンス素子のリアクタンスを制御する第１の制
御回路；および第２の制御信号に応答して、第２の可変
リアクタンス素子のリアクタンスを制御する第２の制御
回路を有する。前述のように、検出回路は双方向性結合
器、第１と第２の分岐回路、および第１と第２の移相器
を含む。好適な実施の形態において、第１と第２の可変
リアクタンス素子はその容量を制御する可動ブレードの
ある可変キャパシタである。更に、第１と第２の制御回
路は検出器からの制御信号に応答して、可変キャパシタ
のブレードを移動してその容量を変えるモータを含む。
【０００６】更に、他の特徴としては、本発明はプラズ
マチャンバーを有するプラズマ処理システム、およびＲ
Ｆ電源をプラズマチャンバーへ整合するためのＲＦ整合
回路を有する。このＲＦ整合回路は、プラズマチャンバ
ーに接続されたＲＦ整合部；およびＲＦ電源とこのＲＦ
整合部間に接続された検出回路を有する。これらのＲＦ
整合部と検出回路は上述のとおりである。本発明は、殆
ど極端な動作状態からロック状態(lock condition)に達
し、維持する。即ち、殆ど１００％の補捉範囲(acquisi
tion range) を有している。更にロック状態を早く、正
確に得る。他の利点および特徴は以下の好適な実施の形
態の記載および特許請求の範囲から明らかになるであろ
う。
【０００７】
【実施の形態】図１および図２を参照すると、ＲＦ電源
１０はＲＦ電力を同軸ケーブル１５をとおしてプラズマ
チャンバー２５の入力２０に供給する。ケーブル１５
は、チャンバー２５上あるいは近くに取り付けられたＲ
Ｆ整合部３６を介してチャンバー２５の入力２０に結合
される。ＲＦ整合部３６は、ケーブル１５を介してＲＦ
電源１０に接続される電力入力３６ａとプラズマチャン
バーのＲＦ入力２０に接続される電力出力３６ｂを有し
ている。この実施の形態において、電力は、幾つかのリ
アクタンス素子、例えばコイルアンテナによってプラズ
マチャンバー２５に供給される。チャンバー２５の入力
インピーダンスはＺCHであり変換されたインピーダンス
（即ち、ＲＦ整合部３６の入力インピーダンス）はＺIN
である。ＲＦ整合部３６は、ＲＦ電源１０からチャンバ
ー２５内のプラズマへ電力の伝送を最適化するように、
ケーブル１５の特性インピーダンスを整合する値を有す
るＺINを生成するために、ＺCHに変換する。
【０００８】ＲＦ電源１０は、５０Ωの出力インピーダ
ンスを有する従来のＲＦ発振器である。同軸ケーブル１
５の特性インピーダンスもまた５０Ωである。この説明
の目的のために用いられた、単純化された形状において
は、ＲＦ整合部３６は、入力キャパシタＣとＲＦ入力２
０を有する入力インダクタＬを介して直列に接続された
可変キャシタＣ1 を有する。ＲＦ整合部３６は、またキ
ャパシタＣ1 とアース間に接続された第１の可変キャパ
シタＣ2 も有する。二つのキャパシタＣ1 とＣ2 は可動
容量プレートを有しており、その向きがサーボユニット
４０のモーター４２と４４によって制御される。双方向
性結合器５０を介して同軸ケーブル１５に結合されたＦ
Ｒ検出回路３２は、同軸ケーブル１５上の順方向および
逆方向の電力をモニターし、そこからモーター４２と４
４の動作、それによりそれぞれ可変キャパシタＣ1 とＣ
2 の値を制御する二つの信号を発生する。双方向性結合
器５０は、代表的にはＲＦ整合部に接近して位置され
る。
【０００９】検出回路３２内に、双方向性結合器５０は
順信号出力ライン５２と逆信号出力ライン５４を有して
いる。順信号出力ライン５２はライン１５上の順電圧信
号に比例するが、その大きさは有意的に低い信号を生じ
る。同様に、逆信号出力ライン５４はライン１５上の反
射電圧信号に比例する。従って、方向性結合器５０はＲ
Ｆ整合部とプラズマチャンバーの結合の反射計数Γ（即
ち、反射信号と順信号の比）を容易に決定することがで
き、それにより、Γ−面においてどこでシステムが動作
しているかを決定することができる。双方向結合器は、
標準の、商業的に利用できる要素である。一般に、双方
向結合器の設計および動作の説明のためには、標準的な
テキストブック、即ちSingle-Sideband System and Cir
cuit, Ed. William E. Sabin and Edgar O. Schoenke,
McGraw-Hill Book Company, pagee 425-435 を参照され
たい。実施の形態においては、双方向性結合器５０は５
０ｄｂの方向性結合器であり、それは順および逆信号出
力ライン上の出力が主ライン上を通過する信号から５０
ｄｂ下がること意味している。これは、ライン上の信号
の存在が制御ループ上の直通の信号に影響しないことを
保証し、またそれは電圧レベルが主ラインの電圧レベル
より充分に低く、検出回路によって処理され得る電圧レ
ベルあることを保証する。
【００１０】双方向性結合器５０とＲＦ整合部３６の間
に、高調波終端フィルタ８０がある。プラズマは非直線
性であるので、整合部を通過することができ、電源で反
射する高調波を生成して、ライン上に定在波を作る。高
調波終端フィルタ８０は２次、３次、および幾らかの４
次の高調波、即ち、基本周波数以外の殆どのエネルギー
を含む高調波を終端する。高調波によってみられる実際
のインピーダンスはケーブルの長さに依存するので、与
えられた設計のいろいろなシステムが異なって動作する
可能性を減少するように、１つのシステムから次のシス
テムへ固定されたケーブルの長を使用することが必要で
ある。勿論、電源が高調波終端を有していれば、ケーブ
ルの長さは問題ではないであろう。
【００１１】双方向性結合器５０の順方向出力ライン５
２上の信号は、先ず高調波ローパスフィルタ５６を通過
して、二つの出力５８ａと５８ｂを有する第１の０°電
力スプリッタ５８へ進む。逆方向出力ライン５４上の信
号は、高調波ローパスフィルタ６０を通過して、二つの
出力６２ａと６２ｂを有する第２の０°電力スプリッタ
５８へ進む。高調波ローパスフィルタ５６と６０は、不
所望の高調波が検出回路へ入り込むのを阻止し、位相検
出器が基本周波数の信号のみに応答することを確実にす
る。ＲＦ周波数が６０ＭＨｚである所望の実施の形態に
おいて、高調波ローパスフィルタ５６と６０はそれぞれ
６５ＭＨｚのカットオフ周波数を有するように設計され
ている。それらは、商業的に利用でき、容易に入手でき
る要素である。
【００１２】各々の電力スプリッタ５８と６２は、その
入力信号を受信し、そこから等しい電力の二つの同じ信
号を発生する。それらも商業的に利用できるものであ
る。電力スプリッタの設計および動作の説明は、標準的
なテキストブック、例えば、Single-Sideband System a
nd Circuit, Ed. Willian E. Sabin and Edgar O. Scho
enke, McGraw-Hill Book Company, pages 435-447 を参
照されたい。出力ライン６２ａ上の信号は移相素子７１
によって位相シフトされる。同様に、出力ライン６２ｂ
上の信号は移相素子７３によって位相シフトされる。こ
こでの説明は、方向性結合器５０から二つの電力スプリ
ッタ５８と６２の入力へ位相シフトが同じであると仮定
していることに留意されたい。更に、方向性結合器５０
の出力から電力スプリッタ５８と６２の各々の出力への
位相シフトも同じである（０°電力スプリッタが用いら
れると仮定している）と仮定している。しかしながら、
これらの仮定はシステムの要件ではない。もしこれらの
仮定が正しくなくても、移相素子７１と７３の値が如何
なる違いに対しても容易に調整される必要がある。
【００１３】二つの電力スプリッタ５８と６２の後に、
二つの位相検出器６４と６８があり、それらの各々は二
つの入力ラインを有している。位相検出器６４の二つの
入力ラインは電力スプリッタ５８からの出力信号の一つ
と電力スプリッタ６２からの位相シフトされた出力信号
を受信する。位相検出器６８の二つの入力ラインは電力
スプリッタ５８からの他の出力と電力スプリッタ６２か
らの位相シフトされた出力信号を受信する。位相検出器
６４と６８はそれぞれその二つの入力信号間の位相差を
表す出力信号を発生する。位相検出器の伝送特性は図３
に示されている。二つの入力信号は正確に９０°位相が
ずれていると、位相検出器の出力は０である。正の出力
電圧は、一つの入力ライン上の入力信号が他の入力ライ
ン上の入力信号と９０°より少ない位相がずれているこ
とを示している。負の出力信号は逆が真であることを示
している。即ち、一つの入力信号は他の入力信号と９０
°より大きな位相がずれていることを示している。
【００１４】位相検出器６４の出力は、ローパスフィル
タ６６を通過した後、モーター４４を制御し、それによ
りキャパシタＣ2 の値を制御する。同様に、他の位相検
出器６８は、他のローパスフィルタ７０を通過した後、
モーター４２を制御し、それによりキャパシタＣ1 の値
を制御する。ローパスフィルタ６６と６８は簡単なＤＣ
ローパスフィルタ、例えば、キャパシタ（構造上の詳細
については図１１を参照）である。説明された実施の形
態において、モーター４２と４４はＤＣモーターである
が、たとえ回路に変更があっても、他のモーター（例え
ば、ステッピングモーター）を用いることができる。更
に、駆動装置６１と６３は、ローパスフィルタ７０と６
６、およびモーター４２と４４間に任意に用いてもよ
い。
【００１５】以下の説明から明らかなように、システム
が整合状態に向かうように、検出回路は二つのキャパシ
タＣ1 とＣ2 を同時に調整する。しかし、整合部のキャ
パシタが変化されるにつれて、チャンバーへの電力も変
化し、これはプラズマのインピーダンスと整合点を変化
する。整合点の位置の変化は、整合点へ達するためにＲ
Ｆ整合部の更なる調整を必要とするであろう。検出回路
３２は、自動的に必要な調整が整合点に達し、整合点に
おいて維持するようにする。更に、処理中にプラズマの
インピーダンスが変化しても、検出回路３２はＣ1 とＣ
2 における必要な変化がシステムを整合点に保つように
し続ける。スミスチャート 上述の回路がどのように動作するかを理解するために、
先ずスミスチャートを復習することが有益である。スミ
スチャートはＲＦ回路を解析するために、この分野の当
業者によって広く用いられる便利なツールである。簡単
に言えば、スミスチャートは、反射係数面（即ち、Γ−
プレーン）における正規化された抵抗とリアクタンスの
関数の図表プロット(graphical plot)である。反射係数
Γは、Ｚ 0 の特性インピーダンスを有する損失のない伝
送ラインを終端する負荷Ｚl での反射電圧と入射電圧の
複素振幅の比として定義される。数学的には、以下のよ
うに表される。
【００１６】
【数１】
【００１７】ここで、ｊ＝（−１）1/2 である。スミス
チャートの例は図４に示されているが、スミスチャート
は、Γr を表す水平軸とΓj を表す垂直軸のあるΓ空間
のプロットである。正規化された負荷Ｚ l ／Ｚ0 と呼ば
れる他の有用な量は、ｚl ＝Ｚl ／Ｚ0 ＝ｒ＋ｊｘに等
しい。スミスチャートにプロットされると、Γr 軸に沿
って位置された中心を持つ異なる半径の円の群およびΓ
＝１．０∠０°を通過する全てとしてｒのいろいろな値
が現れる。スミスチャートにプロットされると、Γr ＝
１に沿って位置された中心を持つ異なる半径の円の他の
ファミリーおよびΓ＝１．０∠０°を通過する全てとし
て、ｘのいろいろな値が現れる。従って、スミスチャー
トは負荷インピーダンスを反射係数に、およびその逆を
図示することを非常に簡単にする。
【００１８】反射係数は、以下のように順方向電圧と反
射電圧によって表すこともできる。
【００１９】
【数２】
【００２０】ここで、θ＝∠ｒｅｆ−∠ｆｏｒである。
アドミッタンスのスミスチャートもあることに留意され
たい。それは、一定のコンダクタンスの円の全てがΓr
＋ｊΓj ＝−１を通過すること以外は、インピーダンス
のスミスチャートと丁度同じようである。即ち、インピ
ーダンスのスミスチャートのミラーイメージである。検出回路の動作 双方向性結合器５０、移相素子７１および位相検出器６
４の組合せは、Ｚ0 を通過する制御ライン（或いは判別
ライン）によって、Γ−面を半分に分ける。同様に、双
方向性結合器５０、移相素子７３および位相検出器６８
の組合せは、Ｚ 0 を、即ち、スミスチャートの中心を通
過する他の制御ラインをΓ−面を半分に分ける。移相素
子７１および７３によって導かれる位相量はこれらの制
御ラインの方向を決定する。位相検出器６４と６８の出
力の極性は、動作点があるその関連制御ラインのどちら
側かを識別する。
【００２１】明らかに、例えば移相素子７１が０°の位
相シフトを導くと改定すると、Γ−面を分ける制御ライ
ンは垂直軸であり（即ち、９０°に向けられる）、図７
の制御ライン１９９によって示されたＺ0 を通過する。
位相検出器６４によって生成された出力信号の極性は動
作点（即ち、ＺIN、入力インピーダンス）がある垂直制
御ラインのどちら側であるかを識別する。もし、位相検
出器の出力が正であれば、動作点は制御ラインの左側に
ある。もし、その出力が負であれば、動作点は制御ライ
ンの右側にある。そしてもし、出力が０であれば、動作
点は制御ライン上にある。移相素子７１あるいは７３を
とおして位相シフトを導くことは、位相シフトに等しい
量だけ制御ラインを単純に回転する。例えば、もし、移
相素子が３３０°であれば、制御ラインは、図７におけ
る制御ライン２１０によって示されているように向けら
れるであろう。また、この同じ制御ラインの向きは電力
スプリッタから出力ラインへ３０°の位相シフトを導く
ことによって、また電力スプリッタ６２の出力ラインへ
０°の位相シフトを導くことによって、達成され得るこ
とを留意されたい。換言すれば、順方向信号（或いは、
逆）に関する反射信号を位相シフトすることによって、
制御ラインを所望の方向に回転させることができる。
【００２２】いま説明されたように、移相素子の値は、
検出回路に対する最良の識別と不安定性の最も小さな領
域を与えるために選ばれる。先ず、図２のＲＦ整合部内
の各々の素子が、チャンバーへ電力を供給する同軸ライ
ンによって示される変換された入力インピーダンスＺin
になることについて簡単に説明する。プラズマを有する
代表的なプラズマチャンバーは、図５の点１００によっ
て示されるように、わずかに誘導性インピーダンスを呈
する。スミスチャートの中央は整合状態、即ち、電力を
チャンバーに送る同軸ラインの特性インピーダンスを表
すことに留意されたい。ＬとＣが負荷に直列に接続さ
れ、抵抗性の要素を有していないので、それらは一定の
抵抗曲線１０１に沿って移動することによってチャンバ
ーのインピーダンスを変換する。インダクタＬはＬと名
付けられた点に向かって曲線を上方に移動し、キャパシ
タＣはＣと名付けられた点にその曲線を下方に戻って移
動する。勿論、これらの曲線に沿った移動量は、加えら
れている反応性要素の値および動作周波数に依存する。
【００２３】シャント素子（即ち、それは負荷に並列で
ある）であるＣ2 は、アドミッタンスのスミスチャート
における一定のコンダクタンス曲線１０２に沿って移動
することによってチャンバーのインピーダンスを変換す
る。この場合、Ｃ2 はスミスチャートの中央に向かっ
て、即ちＺ0 に向かって移動することによりチャンバー
のインピーダンスを変換する。最後に、Ｌ及びＣと同様
に直列素子であるＣ1 は一定の抵抗曲線１０４を下方に
戻って移動することによって、チャンバーのインピーダ
ンスを変換する。Ｌ，Ｃ，Ｃ1 およびＣ2 の値を適当に
選択することによって、チャンバーのインピーダンスが
同軸の特性インピーダンスＺ0 に整合し、それにより整
合状態に達するように、チャンバーのインピーダンスを
変換することが可能である。検出回路３２は、整合状態
に達するＣ1 とＣ2 の値を見つけ、たとえプラズマのイ
ンピーダンスが処理中に有意に変化したとしても、キャ
パシタの板の移動を制御することによりＣ1 とＣ2 を制
御して、Ｚ0 で動作するシステムを維持する。移相素子に対する値の選択 代表的には、移相素子７１と７３によって導かれる位相
シフトの最適の値は、プラズマチャンバーが完全に特徴
づけられた後のみに選ばれることができる。これは、プ
ラズマチャンバーが、チャンバー、チャンバー圧力、行
われる特定のプロセス、処理されている特定のウェー
ハ、ウェーハ上の金属化されたパターンの詳細、および
他のファクターを含む多くの変数の複雑な関数であるか
らである。一つが遭遇するかもしれないいろいろな動作
状態に渡って、ＺCHはいろいろな値の広い範囲を取り得
る。移相素子によって導かれる必要がある適当な位相シ
フトの選択はＺCHの可変性に依存する。
【００２４】この特徴的手順の一つの目的は、一つは処
理中にシステムにおいて遭遇するであろうチャンバーの
全インピーダンスにわたって、所望どおりに動作する検
出回路をつくる移相素子７１と７３から得られる位相シ
フトを見いだすことである。また、特徴的手順は、Ｃ1
とＣ2 がＣ1minからＣ1maxまで、Ｃ2minからＣ2maxまで
とり得る値の全範囲にわたって適切に動作するシステム
をつくる位相シフトを見いだすために用いられる。従っ
て、位相シフトに対する適切な値を選択する第１のステ
ップとして、我々は、与えられた設計のプラズマチャン
バーにおいて、プラズマ処理中に遭遇するであろうチャ
ンバーインピーダンスの全範囲を決定しなければならな
い。特徴的なこの部分は、一つがプラズマ処理中に遭遇
するかもしれない実際の動作状態の多くに対してチャン
バーのインピーダンスを計測するステップと、ＺINがＣ
1 ，Ｃ2 およびＺCHの関数として、どのように変化する
かを計算するステップを含んでいる。実際のチャンバー
のΓ−面におけるＺCHの代表的なプロットが図６（１０
６で示されたポイントを参照）に示されている。この場
合、いろいろな動作点が狭い範囲内に入るので、二つの
極端な状態、即ち、ＺCH1 とＺCH2 による領域を特徴ず
けることが可能である。実際のシステムにおいて、Ｚ
CH1 とＺCH2 はそれぞれ３．６９∠７１．７と７．６５
∠７２．９に等しく計測された。
【００２５】このシステムの特徴ずけにおいて、おのお
のの可変リアクタンス素子は、特別な関連性のある３つ
の値、即ち、その最小値、その最大値および整合状態に
ある値を有している。Ｃ1 に対して、これらの３つの値
はＣ1min、Ｃ1maxおよびＣ1m atchに指定され、同様に、
Ｃ2 に対して、これらの３つの値はＣ2min、Ｃ2maxおよ
びＣ2matchに指定される。システムを特徴づける手順
は、ＺINが他のキャパシタを一定の値に保っている間に
キャパシタの一つの容量の関数としてどの様に変化する
かを計算するステップを含む。この計算は、少なくとも
二つのチャンバーのインピーダンス（例えば、ＺCH1 と
ＺCH2 ）に対して、また、一定に保たれているキャパシ
タの三つの異なる値（即ち、その最小値Ｃmin 、その整
合値Ｃmatch 、およびその最大値Ｃma x ）に対して行わ
れる。
【００２６】特に、キャパシタＣ1 は、キャパシタＣ2
が変えられている間、特定の固定値に保たれることを仮
定する。Ｃ1 の選択された固定値およびＺCH1 のチャン
バーインピーダンスを生じる一組の動作状態に対して、
Ｃ2 は、ＺINが計算されるに従って、その最小値からそ
の最大値までスイープされる。これらの計算が完了する
と、それらはＺCHの一つ以上の追加の値に対して繰り返
される。説明された例において、計測されたチャンバー
のインピーダンスが単一曲線に比較的近くある場合、曲
線の何れかの端のチャンバーインピーダンスを選択する
ことがチャンバーの満足のいく特性を生じるであろう。
一方、特に、処理中にチャンバーのインピーダンスの取
り得る値の範囲がそれ程良くないならば、二つより多く
の代表的なチャンバーのインピーダンスに対して計算を
することが必要であるかも知れない。
【００２７】上述の計算は、ＺCHの各値に対して、三つ
の曲線の組を生じる。このような計算から生じた曲線の
例は図７に示されている。これらの曲線はＣ1 が受け持
つ三つの値に対してＣ1min、Ｃ1maxおよびＣ1matchの符
号ずけがされている。矢印はＣ2 の値が増加するに従っ
て、ＺINの移動の方向を示している。この場合、動作条
件がＺCH1 のチャンバーインピーダンスを達成するため
にセットされる。ＺCH2 を生じる動作条件に対して同じ
計算が行われ、図８に示された第２の組の曲線を生じ
る。他の組の計算は同様な方法で行われるが、このとき
Ｃ2 を固定したまま、Ｃ1をＣ1minからＣ1maxまでの全
範囲の値にわたってスイープする。これらの計算は図９
と図１０に示された曲線のような曲線を生じる。図９に
示された計算に対して、チャンバーにおける動作条件は
ＺCH1 のチャンバーインピーダンスを生じるようにセッ
トされ、図１０に対しては、動作条件はＺCH2 のチャン
バーインピーダンスを生じるようにセットされる。各図
におけるこれらの三つの曲線は、曲線即ちＣ2min、Ｃ
2maxおよびＣ2matchの生成に用いられたＣ2 の値を示す
ために符号ずけがされている。
【００２８】全体で、図示されたシステムの全体の特性
は、１２の曲線、即ちキャパシタＣ 1 に対する６つの曲
線、およびＣ2 に対する６つの曲線から成っている。予
期されるように、全ての場合（即ち、図７〜図１０）
に、Ｃ1matchとＣ2match曲線は、整合状態が存在するス
ミスチャートの中央あるいはその非常に近くを通る（即
ち、ＺIN＝Ｚ0 ）。上述の計算がプラズマチャンバーで
行われた後、適切な位相シフトは、非安定の領域がない
（或いは、もしそれが可能でないなら、非安定の最も小
さな領域）最良の識別を生じる制御ラインを識別するこ
とによって決定することができる。いろいろ述べられた
が、目的は全ての適切な曲線を一度だけ横切る制御ライ
ンを生じる位相シフトを選択することである。
【００２９】最適の制御ライン（及び、従って対応する
位相検出器の位相シフトの値）の向きを決定する方法を
図示するために、図７におけるＣ1max曲線（即ち、曲線
１９８）を参照されたい。もし、移相素子が位相検出器
６４の何れかの入力に対して用いられないなら、垂直軸
１９９が制御ラインとなる。この垂直軸はＣ1max曲線と
１回目は点２００において、そして２回目は点２０２に
おいて２回、交差することに留意されたい。もし、動作
点が点２００の左で、曲線１９８の部分上にあるなら
ば、位相検出器６４の出力は正であり、従ってモーター
４４がＣ2 の値を増加する方向に、キャパシタＣ2 の容
量板を動かすようにする。従って、動作点は垂直軸に向
かって移動する。もし、動作点が点２００と２０２の間
にある曲線１９８の部分上にあるならば、位相検出器６
８はの出力は負であり、従ってモーター４４がＣ2 の値
を減少する方向に、キャパシタＣ2 の容量板を動かすよ
うにする。再び、動作点は垂直軸に向かって移動する。
【００３０】逆に、もし、動作点が点２０２の左で、曲
線１９８の部分上にあるなら、システムは所望のどおり
に動作しないであろう。曲線１９８におけるこの部分上
の動作点は正である位相検出器の出力を生成する。これ
は、動作点を垂直軸に近づけるのではなく、むしろ垂直
軸から更に遠ざけるように駆動して、Ｃ2 がその値を増
加するようにする。換言すれば、この領域における動作
点に対して、システムは非安定であり、整合点上に正し
く収斂しないであろう。上述のように、理想的な制御ラ
インは、曲線ごとに一度だけ交差するラインである。Ｃ
2 の制御回路（即ち、位相検出器６４を含む検出回路の
一部）に対する位相シフトを決定するための適切な曲線
は図７と図８に示された曲線である。同様に、Ｃ1 の制
御回路（即ち、位相検出器６８を含む検出回路の一部）
に対する位相シフトを決定するための適切な曲線は図９
と図１０に示された曲線である。
【００３１】図７と図８における曲線の表面上の考察か
らもわかるように、この例においては、ラインが各曲線
と一度だけ交差するという要件を満たすラインの向きは
ない。全ての可能なラインは、曲線の少なくとも一つと
２回交差する。換言すれば、制御ラインの全ての向きは
非安定の或る領域を生じる。従って、この場合、目的は
非安定の領域を最小にする制御ラインの向きを選択する
ことである。制御ライン２１０は一つの可能な選択の例
である。それは、Ｃ2 （図７と図８における２２０、２
２２および２２４で示されたライン部分を参照）が最大
である曲線の端に非安定の小さな領域を生じる。この制
御ラインの向きは、位相検出器６４の反射信号側に約３
３０°の位相シフト（或いは、これに代えて、５８ａの
点に３０°の位相シフト）を生じる移相素子７１を用い
ることによって達成される。
【００３２】Ｃ1 に対する制御ラインの最適な向きを選
択するために、同様なアプローチが用いられる。Ｃ1 の
場合、全部の曲線と一回だけ交差する多くのラインが存
在する。実際に、制御ラインがいくつかの曲線と一回も
交差しない多くの向きがある。従って、位相シフトを選
択する多数の選択がある。Ｃ2 は図示された例における
基本的な整合素子であるので、Ｃ2matchの値に対して選
ばれたＣ1 に対する制御ラインを持つことは重要であ
る。説明された例において、水平軸が制御ラインとして
選択される。このラインは位相検出器６９の反射信号側
に９０°の位相シフトを導く移相素子７３を用いること
によって生成される。特別なシステム設計に対して、一
旦このような特徴的手順が完了すると、再び行う必要は
ない。計算された位相シフトは、その同じ設計の全ての
製造されたシステムに対して適用する。
【００３３】我々は、移相素子を反射信号に加えたこと
を留意されたい。代わりに、それらは順方向信号あるい
は順方向信号と反射信号の双方に加えられる。もし、位
相シフトが反射信号に加えられると、それはスミスチャ
ートの中心の周りに反時計周りの方向に制御ラインを回
転するであろう。ところが、もし位相しシフトが順方向
信号に加えられると、それは時計周りの方向に制御ライ
ンを回転するであろう。位相検出器とＲＦ整合部間の電
気長が反時計周りの方向に等しい量だけ両方の制御ライ
ンを回転するであろうことに留意されたい。我々は、ま
た説明された実施の形態において、０°電力スプリッタ
を用いた。代わりに、他の電力スプリッタ（例えば、９
０°，１８０°等）を用いることもできる。その場合、
位相シフトは、電力スプリッタによって加えられた相対
的な位相シフトを考慮して調整されなければならないで
あろう。
【００３４】システムを初期化すると、ソフトウェアに
整合状態に近い開始点を選択させることが有用である。
これは、このような点が存在することを仮定して、非安
定な動作の非安定領域内に入る点で開始するチャンスを
最小にするであろう。勿論、検出回路が制御することが
許されると、ロック状態を達成するための時間はシステ
ムが整合状態から如何に離れているかによる。もし、シ
ステムが極端な位置から開始すると、時間は、システム
が整合に近くで開始するより、明らかに長くかかるであ
ろう。システムがロック状態に達する速度、これはモー
ター駆動装置の利得値および機械的遅れに依存するが、
この速度は、２０秒程度の最短の実処理時間より短い時
間である。検出回路が制御することが許されるとき、動
作点が整合点に近いと仮定すると、システムは代表的に
は０．５−１．０秒以下でロック状態に達する。たとえ
動作点が整合状態からかなり離れていても、システムが
ロック状態に達するのに約２−３秒より少ない時間がか
かるだけである。
【００３５】一旦検出回路が整合点に達すると、プラズ
マ処理の間、その整合点でシステムを維持する。もし、
動作点が整合状態からずれると、それにより生じる出力
信号が整合状態の向かってシステムを戻すように駆動す
る。高調波終端回路８０とローパスフィルタ６６と７０
の特定の具現化の詳細は図１１に示されている。高調波
終端８０は抵抗８２を介してケーブル１５と接地間に接
続される第１の並列インダクタ８１、および並列キャパ
シタ対８４と８５を介してケーブル１５と抵抗８２の間
に接続される第２の並列インダクタ８３を有する。６０
ＭＨｚのＲＦ電源周波数の使用に対して、インダクタ８
１と８３はそれぞれ１２０ｎＨと４０ｎＨであり、並列
キャパシタ８４と８５は各２２ｐＦであり、抵抗８２は
１０Ωである。
【００３６】図１１において、ボード１００上の端子１
と２は増幅器を介して図２のサーボモーター４２と４４
に供給された出力制御電圧のための端子である。端子４
は反射電力の大きさに比例し、キャリブレーション或い
はトラブルシューティングの間技術者に有用であるかも
しれない信号を与える。以下の表１は、６０ＭＨｚで動
作した場合、図１１に示されたキャパシタ、インダクタ
および抵抗の特定の値を示している。 表 １ キャパシタ 容量（ｐＦ） Ｃａ ２．０ Ｃｂ ３．０ Ｃ３ １６０ Ｃ４ ２．０−２３（可変） Ｃ５ ２２ Ｃ６ ２２ Ｃ７ １０，０００ Ｃ８ １０，０００ Ｃ９ １０，０００ Ｃ１０ １，０００ Ｃ１１ ３３ インダクタ インダクタンス（ｎＨ） Ｌ１ １２０ Ｌ２ ４０ 抵 抗 抵抗値（Ω） Ｒ１ １５ Ｒ２ １５ Ｒ３ ２４０ Ｒ４ ２４０ Ｒ５ ５６ Ｒ６ ５６ Ｒ７ ５０ Ｒ８ １，０００ Ｒ９ ２０，０００ Ｒ１０ １，０００ Ｒ１１ ２０，０００ Ｒ１２ １，０００ Ｒ１３ １０ 図２に示された移相素子は、各位相検出器への二つの入
力における信号の位相における相対的な差を表してい
る。実際には、各位相検出器の各入力へ接続された移相
素子である。その場合、それは重要な二つの移相素子に
よって導かれた位相シフトの差である。例えば、位相検
出器６４の一つの入力側にある移相素子７１が３３５°
の位相シフトを導くものと仮定する。また、位相検出器
６４の他の入力ライン側にある他の移相素子（図示せ
ず）があって、この他の移相素子はΦの位相シフトを導
くもとの仮定する。これは、（３３５°−Φ）の位相シ
フトを導く単一の移相素子（例えば、移相素子７１）の
みを用いたものと同等である。
【００３７】一般的に、図２の実施の形態は位相検出器
の各々の入力において負わされている位相遅れによるも
のと考えられる。ここで、位相検出器の順方向信号側に
ある移相素子によって導かれる位相シフトは０°であ
る。本発明は二つの可変リアクタンス素子は位相検出器
６４と６８と共に、直列キャパシタＣ1 と並列キャパシ
タＣ2 であった実施の形態を参照して説明されたが、他
の実施の形態は、例えば、直列可変キャパシタと直列可
変インダクタ、並列可変キャパシタと並列可変インダク
タ或いは直列可変インダクタと直列可変キャパシタ、及
びこれらの組み合わせのような分離した位相検出器によ
って制御される二つの（或いはそれより多くの）可変リ
アクティブ素子のいろいろな形状を用いることができ
る。
【００３８】更に、可変リアクタンス素子は、リアクタ
ンスが機械的以外の電気的に変えられる素子であっても
よい。例えば、インダクタ内のコアを機械的に位置を変
えることによってインダクタのインダクタンスを変える
ことができる。また１９９２年１１月１２日に出願され
た米国出願番号０７／９７５，３５５に記載されている
ように、コアの透磁率を変えるためにＤＣ磁界を与える
ことによって、インダクタのインダクタンスを変えるこ
とができる。上述の発明は、そのリアクタンスがどのよ
うに変えられ、或いは制御されるかに関係なく、このよ
うな可変リアクタンス素子の何れかの使用を包含するこ
とを意味している。上述の実施の形態においては、負荷
がプラズマ処理チャンバーでのアンテナコイルであった
が、この負荷は、高周波電力がプロセス或いはターゲッ
トに供給されるあらゆる誘導性或いは容量性のアンテナ
或いは素子であることができる。
【００３９】更に、高調波終端は、ＲＦ整合部と検出回
路との間に位置されたものとして説明されたが、電力が
負荷に供給される通路の如何なるところに配置されても
よい。しかし、説明された実施の形態において、チャン
バーから決められた距離に配置されるのが望ましい。他
の実施の形態は、特許請求の範囲内のものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】検出回路とＲＦ整合部を含むプラズマ処理シス
テムのブロック図である。
【図２】検出回路とＲＦ整合部のブロック図である。
【図３】位相検出器の伝送特性を示す。
【図４】スミスチャート図の例である。
【図５】ＺINを生成するために、リアクティブ素子がチ
ャンバーのインピーダンスＺCHをどのように変換するか
をスミスチャート上に示す。
【図６】チャンバーインピーダンスの範囲に対するＲＦ
整合入力反射係数のプロットを示す。
【図７】チャンバーインピーダンスＺCH1 、及びＣ1 の
三つの異なる値、即ちＣ1min、Ｃ1max及びＣ1matchに対
するＣ2 の関数としてＲＦ整合入力反射係数のプロット
を示す。
【図８】チャンバーインピーダンスＺCH2 、及びＣ1 の
三つの異なる値、即ちＣ1min、Ｃ1max及びＣ1matchに対
するＣ2 の関数としてＲＦ整合入力反射係数のプロット
を示す。
【図９】チャンバーインピーダンスＺCH1 、及びＣ2 の
三つの異なる値、即ちＣ2min、Ｃ2max及びＣ2matchに対
するＣ1 の関数としてＲＦ整合入力反射係数のプロット
を示す。
【図１０】チャンバーインピーダンスＺCH2 、及びＣ2
の三つの異なる値、即ちＣ2min、Ｃ2max及びＣ2matchに
対するＣ1 の関数としてＲＦ整合入力反射係数のプロッ
トを示す。
【図１１】図２に示されたローパスフィルタの設計を示
す、より詳細な回路図である。

Claims (32)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】ＲＦ電源からＲＦ電力信号を受信し、前記
    ＲＦ電力信号を負荷へ供給するＲＦ整合回路を制御する
    ための検出回路であって、前記ＲＦ整合回路は第１の可
    変リアクタンス素子と第２の可変リアクタンス素子を有
    し、前記第１の可変リアクタンス素子の可変リアクタン
    スは第１の制御信号によって制御され、前記第２の可変
    リアクタンス素子の可変リアクタンスは第２の制御信号
    によって制御される検出回路において、 前記検出回路は、 前記ＲＦ電源に接続するための入力と前記ＲＦ整合回路
    に接続するための出力を有する双方向性結合器であっ
    て、前記ＲＦ整合回路に供給されたＲＦ電力に比例する
    順方向信号と前記ＲＦ整合回路から反射されたＲＦ電力
    に比例する反射信号を発生する双方向性結合器と、 前記反射信号を受信し、第１および第２の出力信号を生
    成する第１の分岐回路と、 前記順方向信号を受信し、第１および第２の出力信号を
    生成する第２の分岐回路と、 前記第１および第２の分岐回路の第１の出力信号を受信
    し、前記第１の制御信号が誘導される第１の位相検出出
    力信号を生成する第１の位相検出器と、 前記第１および第２の分岐回路の第２の出力信号を受信
    し、前記第２の制御信号が誘導される第２の位相検出出
    力信号を生成する第２の位相検出器とを有することを特
    徴とする検出回路。
  2. 【請求項２】前記第１の分岐回路は、反射信号から誘導
    される信号を受信し、第１および第２の出力信号を生成
    する第１の電力スプリッタを有し、前記第１の分岐回路
    の第１および第２の出力信号は、それぞれ前記第１の電
    力スプリッタの第１および第２の出力信号から誘導され
    ることを特徴とする請求項１に記載の検出回路。
  3. 【請求項３】前記第２の分岐回路は、順方向信号から誘
    導される信号を受信し、第１および第２の出力信号を生
    成する第２の電力スプリッタを有し、前記第２の分岐回
    路の第１および第２の出力信号は、それぞれ前記第２の
    電力スプリッタの第１および第２の出力信号から誘導さ
    れることを特徴とする請求項２に記載の検出回路。
  4. 【請求項４】前記第１の分岐回路の第１の出力信号は、
    前記第１の分岐回路の第２の出力信号の位相シフトされ
    たバージョンであることを特徴とする請求項３に記載の
    検出回路。
  5. 【請求項５】前記第２の分岐回路の第１の出力信号は、
    前記第２の分岐回路の第２の出力信号の位相シフトされ
    たバージョンであることを特徴とする請求項４に記載の
    検出回路。
  6. 【請求項６】前記第１の分岐回路は、更に前記第１の電
    力スプリッタの第１の出力信号を受信し、第１の位相シ
    フトされた信号を生成する第１の移相素子を有し、前記
    第１の位相シフトされた信号は第１の移相量だけシフト
    された、第１の電力スプリッタの前記第１の出力信号に
    等しく、前記第１の移相された信号は、前記第１の分岐
    回路の第１の出力信号であることを特徴とする請求項３
    に記載の検出回路。
  7. 【請求項７】前記第２の分岐回路は、更に前記第２の電
    力スプリッタの第１の出力信号を受信し、第２の位相シ
    フトされた信号を生成する第２の移相素子を有し、前記
    第２の位相シフトされた信号は第２の移相量だけシフト
    された、第２の電力スプリッタの前記第１の出力信号に
    等しく、前記第２の位相シフトされた信号は、前記第２
    の分岐回路の第１の出力信号であることを特徴とする請
    求項６に記載の検出回路。
  8. 【請求項８】前記第１の分岐回路は、更に前記第１の電
    力スプリッタの第２の出力信号を受信し、第１の位相シ
    フトされた信号を生成する第１の移相素子を有し、前記
    第１の位相シフトされた信号は第１の移相量だけシフト
    された、第１の電力スプリッタの前記第２の出力信号に
    等しく、前記第１の位相シフトされた信号は、前記第１
    の分岐回路の第２の出力信号であることを特徴とする請
    求項３に記載の検出回路。
  9. 【請求項９】前記第２の分岐回路は、更に前記第２の電
    力スプリッタの第２の出力信号を受信し、第２の位相シ
    フトされた信号を生成する第２の移相素子を有し、前記
    第２の位相シフトされた信号は第２の移相量だけシフト
    された、第２の電力スプリッタの前記第２の出力信号に
    等しく、前記第２の位相シフトされた信号は、前記第２
    の分岐回路の第２の出力信号であることを特徴とする請
    求項８に記載の検出回路。
  10. 【請求項１０】前記第１の分岐回路は、前記反射信号を
    受信し、前記反射信号から誘導された信号を生成する第
    １の高調波ローパスフィルタを有することを特徴とする
    請求項２に記載の検出回路。
  11. 【請求項１１】前記第２の分岐回路は、前記反射信号を
    受信し、前記反射信号から誘導された信号を生成する第
    ２の高調波ローパスフィルタを有することを特徴とする
    請求項１０に記載の検出回路。
  12. 【請求項１２】更に、双方向性結合器の出力に接続され
    た終端高調波フィルタを有することを特徴とする請求項
    １に記載の検出回路。
  13. 【請求項１３】前記ＲＦ電力は第１の周波数で供給さ
    れ、前記高調波終端フィルタは前記第１の周波数の第２
    高調波の信号を終端するように設計されていることを特
    徴とする請求項１２に記載の検出回路。
  14. 【請求項１４】前記高調波終端フィルタは、前記第１の
    周波数の第２と第３高調波の信号を終端するように設計
    されていることを特徴とする請求項１３に記載の検出回
    路。
  15. 【請求項１５】前記第１の移相検出回路は、前記第１と
    第２の分岐回路の第１の出力信号が９０°の位相差があ
    るときは、ゼロ電圧出力を生成することを特徴とする請
    求項１に記載の回路。
  16. 【請求項１６】前記第１の移相検出回路は、前記第１の
    分岐回路の第１の出力信号が第２の分岐回路の第１の出
    力信号より９０°より小さい位相差を有しているとき
    は、第１の極性の電圧出力を生成し、そして前記第１の
    分岐回路の第１の出力信号が第２の分岐回路の第１の出
    力信号より９０°より大きい位相差を有しているとき
    は、第２の極性の電圧出力を生成し、且つ前記第１と第
    ２の極性は逆極性であることを特徴とする請求項１５に
    記載の検出回路。
  17. 【請求項１７】前記第２の移相検出回路は、前記第１の
    分岐回路の第２の出力信号が第２の分岐回路の第２の出
    力信号より９０°より小さい位相差を有しているとき
    は、第１の極性の電圧出力を生成し、そして前記第１の
    分岐回路の第２の出力信号が第２の分岐回路の第２の出
    力信号より９０°より大きい位相差を有しているとき
    は、第２の極性の電圧出力を生成し、且つ前記第１と第
    ２の極性は逆極性であることを特徴とする請求項１５に
    記載の検出回路。
  18. 【請求項１８】更に、第１の位相検出出力信号を受信
    し、前記第１の制御信号を生成する第１のローパスフィ
    ルタを有することを特徴とする請求項１に記載の検出回
    路。
  19. 【請求項１９】更に、第２の位相検出出力信号を受信
    し、前記第２の制御信号を生成する第２のローパスフィ
    ルタを有することを特徴とする請求項１８に記載の検出
    回路。
  20. 【請求項２０】ＲＦ電源を負荷に整合するＲＦ整合回路
    であって、 前記ＲＦ整合回路は、 前記負荷に接続されたＲＦ整合部と、 前記ＲＦ電源とＲＦ整合部間に接続された検出回路を有
    し、 前記ＲＦ整合部は、 第１の可変リアクタンス素子と、 第２の可変リアクタンス素子と、 第１の制御信号に応答して前記第１の可変リアクタンス
    素子のリアクタンスを制御する第１の制御回路と、 第２の制御信号に応答して前記第２の可変リアクタンス
    素子のリアクタンスを制御する第２の制御回路を有し、 前記検出回路は、 前記ＲＦ電源に接続するための入力と前記ＲＦ整合部に
    接続するための出力を有する双方向性結合器であって、
    前記ＲＦ整合部に供給されたＲＦ電力に比例する順方向
    信号と前記ＲＦ整合部から反射されたＲＦ電力に比例す
    る反射信号を発生する双方向性結合器と、 前記反射信号を受信し、第１および第２の出力信号を生
    成する第１の分岐回路と、 前記順方向信号を受信し、第１および第２の出力信号を
    生成する第２の分岐回路と、 前記第１および第２の分岐回路の第１の出力信号を受信
    し、前記第１の制御信号が誘導される第１の位相検出出
    力信号を生成する第１の位相検出器と、 前記第１および第２の分岐回路の第２の出力信号を受信
    し、前記第２の制御信号が誘導される第２の位相検出出
    力信号を生成する第２の位相検出器とを有することを特
    徴とするＲＦ整合回路。
  21. 【請求項２１】前記第１の分岐回路は、反射信号から誘
    導される信号を受信し、第１および第２の出力信号を生
    成する第１の電力スプリッタを有し、前記第１の分岐回
    路の第１および第２の出力信号は、それぞれ前記第１の
    電力スプリッタの第１および第２の出力信号から誘導さ
    れ、且つ前記第２の分岐回路は、順方向信号から誘導さ
    れる信号を受信し、第１および第２の出力信号を生成す
    る第２の電力スプリッタを有し、前記第２の分岐回路の
    第１および第２の出力信号は、それぞれ前記第２の電力
    スプリッタの第１および第２の出力信号から誘導される
    ことを特徴とする請求項２０に記載のＲＦ整合回路。
  22. 【請求項２２】前記第１の分岐回路の第１の出力信号
    は、前記第１の分岐回路の第２の出力信号の移相された
    バージョンであり、且つ前記第２の分岐回路の第１の出
    力信号は、前記第２の分岐回路の第２の出力信号の移相
    されたバージョンであることを特徴とする請求項２１に
    記載のＲＦ整合回路。
  23. 【請求項２３】前記第１の分岐回路は、前記反射信号を
    受信し、前記反射信号から誘導された信号を生成する第
    １の高調波ローパスフィルタを有し、且つ前記第２の分
    岐回路は、前記反射信号を受信し、前記反射信号から誘
    導された信号を生成する第２の高調波ローパスフィルタ
    を有することを特徴とする請求項２２に記載のＲＦ整合
    回路。
  24. 【請求項２４】更に、双方向性結合器の出力に接続され
    た高調波終端フィルタを有することを特徴とする請求項
    ２２に記載のＲＦ整合回路。
  25. 【請求項２５】前記第１の可変リアクタンス素子は、第
    １の可変キャパシタであることを特徴とする請求項２０
    に記載のＲＦ整合回路。
  26. 【請求項２６】前記第２の可変リアクタンス素子は、第
    ２の可変キャパシタであることを特徴とする請求項２５
    に記載のＲＦ整合回路。
  27. 【請求項２７】前記第１の可変キャパシタはその容量を
    制御する可動板を有し、且つ前記第１の制御回路は前記
    第１の制御信号に応答して、前記第１の可変キャパシタ
    の前記可動板を動かして第１の可変キャパシタの容量を
    変える第１のモータを有することを特徴とする請求項２
    ５に記載のＲＦ整合回路。
  28. 【請求項２８】前記第２の可変キャパシタはその容量を
    制御する可動板を有し、且つ前記第２の制御回路は前記
    第２の制御信号に応答して、前記第２の可変キャパシタ
    の前記可動板を動かして第２の可変キャパシタの容量を
    変える第２のモータを有することを特徴とする請求項２
    ６に記載のＲＦ整合回路。
  29. 【請求項２９】ＲＦ電源を負荷に整合するためのＲＦ整
    合回路であって、前記ＲＦ整合回路は、 前記負荷に接続されたＲＦ整合部と、 前記ＲＦ電源と前記ＲＦ整合部間に接続された検出回路
    であって、前記ＲＦ整合回路は少なくとも１つの可変リ
    アクタンス素子を有し、そのリアクタンスは電源から負
    荷への電力の流れを最大にするために前記検出回路によ
    って制御され、 前記ＲＦ整合部と前記検出回路は、電力が電源から負荷
    へ転送される電気路を形成し、 前記ＲＦ整合回路は、更に前記電気路と基準電位間に接
    続された高調波終端フィルタを有することを特徴とする
    ＲＦ整合回路。
  30. 【請求項３０】前記高調波終端フィルタは、前記検出回
    路と前記ＲＦ整合部間の位置で前記電気路に接続されて
    いることを特徴とする請求項２９に記載のＲＦ整合回
    路。
  31. 【請求項３１】前記ＲＦ整合部は、 第１の可変リアクタンス素子と、 第２の可変リアクタンス素子と、 第１の制御信号に応答して前記第１の可変リアクタンス
    素子のリアクタンスを制御する第１の制御回路と、 第２の制御信号に応答して前記第２の可変リアクタンス
    素子のリアクタンスを制御する第２の制御回路を有し、 前記検出回路は、 前記ＲＦ電源に接続するための入力と前記ＲＦ整合部に
    接続するための出力を有する双方向性結合器であって、
    前記ＲＦ整合部に供給されたＲＦ電力に比例する順方向
    信号と前記ＲＦ整合部から反射されたＲＦ電力に比例す
    る反射信号を発生する双方向性結合器と、 前記反射信号を受信し、第１および第２の出力信号を生
    成する第１の分岐回路と、 前記順方向信号を受信し、第１および第２の出力信号を
    生成する第２の分岐回路と、 前記第１および第２の分岐回路の第１の出力信号を受信
    し、前記第１の制御信号が誘導される第１の位相検出出
    力信号を生成する第１の位相検出器と、 前記第１および第２の分岐回路の第２の出力信号を受信
    し、前記第２の制御信号が誘導される第２の位相検出出
    力信号を生成する第２の位相検出器とを有することを特
    徴とするＲＦ整合回路。
  32. 【請求項３２】プラズマ処理システムであって、前記プ
    ラズマ処理システムは、 プラズマチャンバーと、 前記プラズマチャンバーへＲＦ電源を整合するためのＲ
    Ｆ整合回路であって、前記ＲＦ整合回路は、前記プラズ
    マチャンバーへ接続されたＲＦ整合部と前記ＲＦ電源と
    前記ＲＦ整合部間に接続された検出回路を有し、 前記ＲＦ整合部は、 第１の可変リアクタンス素子と、 第２の可変リアクタンス素子と、 第１の制御信号に応答して前記第１の可変リアクタンス
    素子のリアクタンスを制御する第１の制御回路と、 第２の制御信号に応答して前記第２の可変リアクタンス
    素子のリアクタンスを制御する第２の制御回路を有し、 前記検出回路は、 前記ＲＦ電源に接続するための入力と前記ＲＦ整合回路
    に接続するための出力を有する双方向性結合器であっ
    て、前記ＲＦ整合回路に供給されたＲＦ電力に比例する
    順方向信号と前記ＲＦ整合回路から反射されたＲＦ電力
    に比例する反射信号を発生する双方向性結合器と、 前記反射信号を受信し、第１および第２の出力信号を生
    成する第１の分岐回路と、 前記順方向信号を受信し、第１および第２の出力信号を
    生成する第２の分岐回路と、 前記第１および第２の分岐回路の第１の出力信号を受信
    し、前記第１の制御信号が誘導される第１の位相検出出
    力信号を生成する第１の位相検出器と、 前記第１および第２の分岐回路の第２の出力信号を受信
    し、前記第２の制御信号が誘導される第２の位相検出出
    力信号を生成する第２の位相検出器とを有することを特
    徴とするプラズマ処理システム。
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