DE69616667T2

DE69616667T2 - RF-Anpassung Detektorschaltung mit doppeltem Richtkoppler

Info

Publication number: DE69616667T2
Application number: DE69616667T
Authority: DE
Inventors: Bradley O. Stimson
Original assignee: Applied Materials Inc
Current assignee: Applied Materials Inc
Priority date: 1995-07-07
Filing date: 1996-07-04
Publication date: 2002-08-01
Anticipated expiration: 2016-07-05
Also published as: TW311175B; ATE208543T1; EP0752757B1; EP0752757A1; US5629653A; KR970008857A; JPH09121105A; DE69616667D1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine HF-Anpassungs-Detektorschaltung zur automatischen Steuerung einer HF-Anpassungsschaltung, die zwischen eine Energiequelle und eine Last, wie z. B. ein Plasma in einer Plasmabearbeitungskammer, geschaltet ist.
Bei HF-Plasma-Bearbeitungssystemen wird die HF-Energie typischerweise über eine Anpassungsschaltung, die variable Reaktanzelemente enthält, in das in der Kammer vorhandene Plasma gekoppelt. Der Zweck der Anpassungsschaltung ist es, die Impedanz der Last (d. h. des Plasmas) auf einen Wert zu bringen, der gleich der charakteristischen Impedanz der Leitung ist, durch die HF-Energie an die Kammer geliefert wird, bzw. mit ihr übereinstimmt. Am Übereinstimmungspunkt wird die Energie optimal in das Plasma übertragen, und nur wenig Energie wird zur HF- Leistungsquelle zurückreflektiert. Eine Feineinstellung auf den Übereinstimmungspunkt wird dadurch erreicht, dass die variablen Reaktanzelemente in der Anpassungsschaltung entsprechend eingestellt werden. Es ist natürlich wünschenswert, das System während der Plasmabearbeitung auf dem Anpassungspunkt eingestellt zu halten.
Leider ist die Impedanz des Plasmas eine komplexe und höchst veränderliche Funktion mit vielen Prozessparametern und -bedingungen. Anders ausgedrückt, verändert sich die Impedanz des Plasmas während eines Verfahrensdurchgangs und von einer Kammer zur anderen beträchtlich. Zum Halten der Anpassungsschaltung am Übereinstimmungspunkt müssen daher die variablen Reaktanzschaltungskomponenten ständig nachgestellt werden.
Selbst justierende Schaltungen sind zum automatischen Durchführen der erforderlichen Feineinstellung erhältlich. Leider sind viele solche Schaltungen nicht so stabil, sie reagieren auf Veränderungen der Prozessbedingungen (d. h. Veränderungen der Plasmaimpedanz) nicht so schnell, und sie sind nicht so präzise, wie Benutzer (z. B. die Hersteller von Halbleitern) das gerne hätten.
EP-A-0047354 offenbart ein Funktelefon mit einem Hochfrequenzsender, dessen komplexer Ausgangswiderstand bei der Ausgangsimpedanz der Sendeantenne automatisch in Abhängigkeit vom Reflexionskoeffizienten eingestellt wird. Die Einstellung wird mittels eines verstellbaren Anpassungsnetzes bewerkstelligt, dessen kapazitive oder induktive Verstellelemente durch Steuerspannungen beeinflusst werden, deren Werte von der Phasendifferenz und der Stärkedifferenz des vom Senderausgangsverstärker erzeugten Hochfrequenz- Ausgangssignals und dem reflektierten Ausgangssignal abhängen.
EP-A-0058820 offenbart einen HF-Generator zum Liefern einer Leistung an eine Last über eine Übertragungsleitung, wobei die Lastimpedanz automatisch auf die Überspannungsimpedanz der Sendung eingestellt wird, wodurch eine maximale Übertragung von Energie vom Generator an die Last erreicht wird. Die Eingangsenergie und die reflektierte Energie repräsentierende Spannungen werden zum Steuern einer Last-Anpassungsschaltung verwendet, so dass eine Lastimpedanz gleich einer Übertragungsleitungsimpedanz wird. Außerdem sind Rückkopplungsschleifeneinrichtungen vorgesehen, durch die eine Netto-Lastleistung auf einem von außen festgelegten Niveau gehalten werden kann.
In der JP-A-59-221020 ist eine Impedanz-Anpassungsschaltung in einer ein Plasma verwendenden Vorrichtung offenbart. Zum schnellen Durchführen der Anpassung der Impedanz und zum Bewerkstelligen einer Plasmasteuerung ist eine automatische Steuerung für variable Kapazitanzen zur Impedanzanpassung auf der Grundlage eines optimalen Impedanz-Anpassungspunkts vorgesehen, der in Übereinstimmung mit der Veränderung der Last gespeichert wird. Wenn die Last bei variablen Kapazitanzen gesetzt wird, werden zur Impedanzanpassung die variablen Kapazitanzen schnell auch von den Treibermotoren zur automatischen Anpassungssteuerung auf einen optimalen Anpassungspunkt gebracht. Dann werden die Kapazitanzen mit einer hohen Geschwindigkeit auf höhere Pegel verschoben. Dann wird zum Einleiten eines automatischen Anpassungsvorgangs die HF-Hochspannung eingeschaltet. Dann wird auf die gleiche Weise der Anpassungsvorgang durchgeführt. Hierdurch wird es trotz einer Veränderung der Last möglich, von Anfang an eine stabile Plasmabearbeitung an einem Übereinstimmungspunkt durchzuführen.
Die Erfindung sieht eine Detektorschaltung zum Steuern einer HF- Anpassungsschaltung vor, die ein HF-Leistungssignal von einer HF-Quelle empfängt und das HF-Leistungssignal einer Last zuführt, wobei die HF-Anpassungsschaltung ein erstes und ein zweites Reaktanzelement enthält, wobei die variable Reaktanz des ersten Reaktanzelements durch ein erstes Steuersignal und die variable Reaktanz des zweiten Reaktanzelements durch ein zweites Steuersignal gesteuert wird, wobei die Detektorschaltung enthält:
einen Zweirichtungskoppler mit einem Eingang zum Verbinden mit der HF- Quelle und einem Ausgang zum Verbinden mit der HF-Anpassungsschaltung, wobei der Zweirichtungskoppler ein Vorwärtssignal und ein reflektiertes Signal erzeugt, wobei das Vorwärtssignal proportional zu der der Anpassungsschaltung zugeführten HF-Leistung und das reflektierte Signal proportional zu der von der HF- Anpassungsschaltung reflektierten HF-Leistung ist, wobei die Detektorschaltung ferner enthält: eine erste Zweigschaltung, die das reflektierte Signal empfängt und daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal erzeugt, eine zweite Zweigschaltung, die das Vorwärtssignal erzeugt und daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal erzeugt, einen ersten Phasendetektor, der die ersten Ausgangssignale der ersten und zweiten Zweigschaltung empfängt und ein erstes Phasenerfassungs-Ausgangssignal erzeugt, aus dem das erste Steuersignal abgeleitet wird, und einen zweiten Phasendetektor, der die zweiten Ausgangssignale der ersten und zweiten Zweigschaltung empfängt und ein zweites Phasenerfassungsausgangssignal erzeugt, von dem das zweite Steuersignal abgeleitet wird.
Bevorzugte Ausführungsformen weisen die folgenden Merkmale auf. Die erste und die zweite Zweigschaltung weisen einen ersten bzw. einen zweiten Leistungsteiler auf. Der erste Leistungsteiler empfängt ein aus dem reflektierten Signal abgeleitetes Signal und erzeugt daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal. In ähnlicher Weise empfängt der zweite Leistungsteiler ein aus dem Vorwärtssignal abgeleitetes Signal und erzeugt ebenfalls daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal. Das erste Ausgangssignal aus der ersten Zweigschaltung ist eine phasenverschobene Version des zweiten Ausgangssignals der ersten Zweigschaltung. In ähnlicher Weise ist das erste Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung eine phasenverschobene Version des zweiten Ausgangssignals der zweiten Zweigschaltung. Die Phasenverschiebungen werden durch entsprechende Phasenverschiebungselemente in der ersten und der zweiten Zweigschaltung erzeugt.
Die erste und die zweite Zweigschaltung weisen ebenfalls in einer bevorzugten Ausführungsform ein erstes Tiefpassfilter bzw. ein zweites Tiefpassfilter auf. Außerdem ist mit dem Ausgang des Zweirichtungskopplers ein harmonisches Abschlussfilter verbunden, das zum Abschließen zweiter und dritter und höherer Harmonischer konstruiert ist.
Allgemein ist die Erfindung in einem weiteren Aspekt eine HF- Anpassungsschaltung zum Anpassen einer HF-Leistungsquelle an eine Last. Die HF-Anpassungsschaltung weist die folgenden Elemente auf: einen an die Last angeschlossenen HF-Anpassungsabschnitt und eine zwischen die HF-Quelle und den HF-Anpassungsabschnitt geschaltete Detektorschaltung. Der HF- Anpassungsabschnitt enthält die folgenden Elemente: ein erstes variables Reaktanzelement, ein zweites variables Reaktanzelement, eine erste Steuerschaltung, die die Reaktanz des ersten variablen Reaktanzelements entsprechend einem ersten Steuersignal steuert, und eine zweite Steuerschaltung, die die Reaktanz des zweiten variablen Reaktanzelements entsprechend einem zweiten Steuersignal steuert. Wie zuvor beschrieben, weist die Detektorschaltung einen Zweirichtungskoppler, eine erste und eine zweite Zweigschaltung, und einen ersten und einen zweiten Phasenverschieber auf.
In bevorzugten Ausführungsformen ist das erste und das zweite variable Reaktanzelement jeweils ein variabler Kondensator, der bewegliche Platten aufweist, die seine Kapazität steuern. Zusätzlich weisen die erste und die zweite Steuerschaltung jeweils einen Motor auf, der auf Steuersignale von der Detektorschaltung die Platten der variablen Kondensatoren zum Verstellen ihrer Kapazitäten bewegt.
Allgemein ist die Erfindung in noch einem weiteren Aspekt ein Plasmaverarbeitungssystem mit einer Plasmakammer und einer HF- Anpassungsschaltung zum Anpassen einer HF-Leistungsquelle an die Plasmakammer. Die HF-Anpassungsschaltung weist einen an die Plasmakammer angeschlossenen HF-Anpassungsabschnitt und eine Detektorschaltung auf, die zwischen die HF-Leistungsquelle und den HF-Anpassungsabschnitt geschaltet ist. Sowohl der HF-Anpassungsabschnitt als auch die Detektorschaltung sind so, wie sie oben beschrieben wurden.
Die Erfindung erzielt unter fast beliebigen extremen Betriebsbedingungen einen Synchronisationszustand und behält diesen bei. Anders gesagt hat die Erfindung einen fast 100%igen Erfassungsbereich. Außerdem wird der Synchronisationszustand schnell und präzise erreicht.
Weitere Vorteile und Merkmale werden aus der folgenden Beschreibung einer Anzahl bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnungen ersichtlich. Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Plasmaverarbeitungssystems, das eine Detektorschaltung und einen HF-Anpassungsabschnitt aufweist,
Fig. 2 ein Blockdiagramm der Detektorschaltung und des HF- Anpassungsabschnitts,
Fig. 3 die Übertragungscharakteristiken der Phasendetektoren,
Fig. 4 ein Beispiel einer Smith-Chart-Kurve,
Fig. 5 auf einer Smith-Chart wie die induktiven Elemente die Kammerimpedanz ZCH ändern und ZIN erzeugen,
Fig. 6 einen Plot eines HF-Anpassungs-Eingangs-Reflexionskoeffizienten für einen Bereich von Kammerimpedanzen,
Fig. 7 einen Plot eines HF-Anpassungs-Eingangs-Reflexionskoeffizienten in Abhängigkeit von C&sub2; für eine Kammerimpedanz von ZCH1 und für drei unterschiedliche Werte von C&sub1;, nämlich C1min, C1match und C1max,
Fig. 8 einen Plot von HF-Anpassungs-Eingangs-Reflexionskoeffizienten in Abhängigkeit von C&sub2; für eine Kammerimpedanz von ZCH2 und für drei unterschiedliche Werte von C&sub1;, nämlich C1min, C1match und C1max,
Fig. 9 einen Plot von HF-Anpassungs-Eingangs-Reflexionskoeffizienten in Abhängigkeit von C&sub1; für eine Kammerimpedanz von ZCH1 und für drei unterschiedliche Werte von C&sub2;, nämlich C&sub2; min, C2match und C2max,
Fig. 10 einen Plot von HF-Anpassungs-Eingangs-Reflexionskoeffizienten in Abhängigkeit von C&sub1; für eine Kammerimpedanz von ZCH2 und für drei unterschiedliche Werte von C&sub2;, nämlich C2min C2match und C2max, und
Fig. 11 einen detaillierteren Schaltplan, der die Konstruktion der in Fig. 2 gezeigten Tiefpassfilter zeigt.
Gemäß Fig. 1 und 2 liefert eine HF-Leistungsquelle 10 über ein Koaxialkabel 15 HF-Leistung an einen Eingang 20 einer Plasmakammer 25. Das Kabel 15 ist über einen an oder in der Nähe der Kammer 25 angebrachten HF-Anpassungsabschnitt 36 mit dem Eingang 20 der Kammer 25 verbunden. Ein Leistungseingang 36a des HF-Anpassungsabschnitts 36 ist über das Kabel 15 mit der HF-Leistungsquelle 10 verbunden, und ein Leistungsausgang 36b des HF-Anpassungsabschnitts 36 ist mit dem HF-Eingang 20 der Plasmakammer verbunden. In der beschriebenen Ausführungsform wird Leistung mittels eines induktiven Elements, z. B. einer Spulenantenne, in die Plasmakammer 25 eingebracht. Die Eingangsimpedanz der Kammer 25 ist ZCH, und die umgewandelte Impedanz (d. h. die Eingangsimpedanz des HF-Anpassungsabschnitts 36) ist ZIN. Der HF-Anpassungsabschnitt 36 wandelt ZCH um und erzeugt ein ZIN, das einen Wert hat, der an die charakteristische Impedanz des Kabels 15 angepasst ist, um so die Leistungsübertragung vom Generator 10 in das Plasma in der Kammer 20 zu optimieren.
Die HF-Leistungsquelle 10 ist ein herkömmlicher HF-Generator mit einer Ausgangsimpedanz von 50 Ohm. Die charakteristische Impedanz des Koaxialkabels 15 ist ebenfalls 50 Ohm.
In einer vereinfachten Form, die zum Zweck dieser Beschreibung verwendet wird, weist ein HF-Anpassungsabschnitt 36 einen variablen Kondensator C&sub1; auf, der über einen Eingangskondensator 10 und einen Eingangsinduktor L in Reihe mit dem HF-Eingang 20 verbunden ist. Außerdem weist er einen zweiten variablen Kondensator C&sub2; auf, der zwischen den Kondensator C&sub1; und die Erde geschaltet ist. Beide Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; weisen bewegliche Kapazitätsplatten, deren Ausrichtung von Motoren 42 und 44 gesteuert wird, sowie eine Servoeinheit 40 auf.
Eine HF-Detektorschaltung 32, die über einen Zweirichtungskoppler 50 an das Koaxialkabel 15 angeschlossen ist, überwacht die Vorwärts- und Rückwärtsleistung an der Koaxialleitung 15 und erzeugt daraus zwei Signale, die den Betrieb der Motoren 40 und 42 und dadurch auch die Werte der variablen Kondensatoren C&sub1; bzw. C&sub2; steuern. Der Zweirichtungskoppler 50 befindet sich typischerweise in der Nähe des HF-Anpassungsabschnitts.
In der Detektorschaltung 32 hat der Zweirichtungskoppler 50 eine Vorwärtssignalausgangsleitung 52 und eine Rückwärtssignalausgangsleitung 54. Die Vorwärtssignalausgangsleitung 52 gibt ein Signal aus, das proportional zum Vorwärtsspannungssignal an der Leitung 15 ist, dessen Stärke aber beträchtlich geringer ist. In ähnlicher Weise gibt die Rückwärtssignalausgangsleitung 54 ein Signal aus, das proportional zum reflektierten Spannungssignal an der Leitung 15 ist. Auf diese Weise ermöglicht es der Richtungskoppler 50, einfach den Reflexionskoeffizienten Γ (d. h. das Verhältnis von reflektiertem Signal zu Vorwärtssignal) der Kombination aus dem HF-Anpassungsabschnitt und der Plasmakammer zu bestimmen und dadurch festzustellen, wo das System in der Γ- Ebene betrieben wird.
Der Zweirichtungskoppler 50 ist eine im Handel erhältliche Standardkomponente. Eine Beschreibung der Konstruktion und des Betriebs von Zweirichtungskopplern im Allgemeinen ist in Standardlehrbüchern zu finden, z. B. Single-Sideband Systems and Circuit, Hrsg. William E. Sabin und Edgar O. Schoenke, McGraw-Hill Book Company, S. 425-435. In der beschriebenen Ausführungsform ist der Zweirichtungskoppler 50 ein 50-db-Richtungskoppler, was bedeutet, dass die Ausgangssignale an den Vorwärts- und Rückwärtssignalausgangsleitungen um 50 db schwächer als die Signale sind, die auf der Hauptleitung durchgehen. Hierdurch wird sichergestellt, dass ihre Anwesenheit in der Leitung das durchgehende Signal an der Steuerschleife nicht beeinflusst, und dass die Spannungspegel weit unter dem der Hauptleitung und auf einem Pegel sind, der von der Detektorschaltung verarbeitet werden kann.
Zwischen dem Zweirichtungskoppler 50 und dem HF-Anpassungsabschnitt 36 befindet sich ein harmonisches Abschlussfilter 80. Da das Plasma nicht linear ist, erzeugt es Harmonische, die durch den Anpassungsabschnitt hindurch gelangen und an der Leistungsquelle reflektiert werden können, wo sie dann in der Leitung stehende Wellen bilden. Das harmonische Abschlussfilter 80 schließt die zweiten, dritten und einige der vierten Harmonischen ab, d. h. es schließt die Harmonischen ab, die außer der Grundfrequenz die meiste Energie enthalten.
Da die tatsächliche sich auf die Harmonischen auswirkende Impedanz von der Kabellänge abhängt, kann es wünschenswert sein, von einem System zum nächsten eine feste Kabellänge zu verwenden, damit so die Möglichkeit verringert wird, dass die unterschiedlichen Systeme einer vorgegebenen Bauart sich unterschiedlich verhalten. Wenn die Energieversorgung natürlich einen harmonischen Abschluss hat, spielt die Länge des Kabels keine Rolle mehr.
Das Signal gelangt auf der Vorwärts-Ausgangsleitung 52 des Zweirichtungskopplers 50 zuerst durch ein harmonisches Tiefpassfilter 56 und dann in einen 0º-Leistungsteiler 58, der zwei Ausgänge 58a und 58b aufweist. Das Signal gelangt auf der Rückwärtsausgangsleitung 54 durch ein weiteres harmonisches Tiefpassfilter 60 und dann in einen zweiten Leistungsteiler 62, der zwei Ausgänge 62a und 62b aufweist. Die harmonischen Tiefpassfilter 56 und 60 verhindern, dass unerwünschte Harmonische in die Detektorschaltung gelangen und garantiert, dass die Phasendetektoren nur bei der Grundfrequenz auf das Signal ansprechen. Bei der beschriebenen Ausführungsform, bei der die HF-Frequenz 60 MHz ist, sind die harmonischen Tiefpassfilter 56 und 60 jeweils so konstruiert, dass sie eine Grenzfrequenz von ungefähr 65 MHz haben. Es handelt sich dabei um ganz normal im Handel erhältliche Komponenten.
Jeder Leistungsteiler 58 und 62 empfängt sein Eingangssignal und erzeugt daraus zwei identische Signale gleicher Leistung. Auch sie sind im Handel erhältliche Artikel. Eine Beschreibung der Konstruktion und des Betriebs von Leistungsteilern findet sich in Standardlehrbüchern, z. B. Single-Sideband Systems and Circuit, Hrsg. William E. Sabin und Edgar O. Schoenke, McGraw-Hill Book Company, S. 435-447.
Das Signal auf der Ausgangsleitung 62a wird durch ein Phasenverschiebungselement 71 phasenverschoben. In ähnlicher Weise wird das Signal auf der Ausgangsleitung 62b durch ein Phasenverschiebungselement 73 phasenverschoben.
Es wird darauf hingewiesen, dass bei der vorliegenden Beschreibung angenommen wird, dass die Phasenverschiebung von den Ausgängen des Richtungskopplers 50 zu den Eingängen der beiden Leistungsteiler 58 und 62 identisch sind. Zusätzlich wird angenommen, dass die Phasenverschiebung von den Ausgängen des Richtungskopplers 50 zu den jeweiligen Ausgängen der Leistungsteiler 58 und 62 ebenso identisch sind (wobei angenommen wird, dass 0º- Leistungsteiler verwendet werden). Bei diesen Annahmen handelt es sich jedoch nicht um Systemanforderungen. Wenn diese Annahmen nicht zutreffen, dann müssen die Werte der Phasenverschiebungselemente 71 und 73 lediglich so verstellt werden, dass eventuelle Unterschiede berücksichtigt werden.
Nach den beiden Leistungsteilern 58 und 62 kommen zwei Phasendetektoren 64 und 68, von denen jeder zwei Eingangsleitungen hat. Die beiden Eingangsleitungen des Phasendetektors 64 empfangen eines der Ausgangssignale vom Leistungsteiler 58 und das phasenverschobene Ausgangssignal vom Leistungsteiler 62. Die beiden Eingangsleitungen des Phasendetektors 68 empfangen das andere Ausgangssignal vom Leistungsteiler 58 und das phasenverschobene Ausgangssignal vom Leistungsteiler 62. Die Phasendetektoren 64 und 68 erzeugen jeweils ein Ausgangssignal, das ein Maß für die Phasendifferenz zwischen den beiden Eingangssignalen darstellt.
Die Übertragungscharakteristiken der Phasendetektoren sind in Fig. 3 dargestellt. Wenn die beiden Eingangssignale exakt um 90º zueinander phasenverschoben sind, ist der Wert des Ausgangssignals des Phasendetektors null. Eine positive Ausgangsspannung zeigt an, dass ein Eingangssignal an einer der Eingangsleitungen gegenüber dem Eingangssignal an der anderen Eingangsleitung um weniger als 90º phasenverschoben ist, während eine negative Ausgangsspannung anzeigt, dass das Gegenteil zutrifft, d. h. dass das eine Eingangssignal gegenüber dem anderen Eingangssignal um mehr als 90º phasenverschoben ist.
Das Ausgangssignal des Phasendetektors 64 steuert, nachdem es durch ein Tiefpassfilter 66 gelangt ist, den Motor 44 und dadurch den Wert des Kondensators C&sub2;. In ähnlicher Weise steuert das Ausgangssignal des anderen Phasendetektors 68, nachdem es durch ein anderes Tiefpassfilter 70 gelangt ist, den Motor 42 und dadurch den Wert des Kondensators C&sub1;. Die Tiefpassfilter 66 und 68 sind einfache Gleichstrom-Tiefpassfilter, z. B. Kondensatoren (siehe Fig. 11, in der Einzelheiten der Konstruktion zu sehen sind).
In der beschriebenen Ausführungsform sind die Motoren 42 und 44 Gleichstrommotoren, wenn auch nach einer entsprechenden Modifikation der Schaltung andere Motoren (z. B. Schrittmotoren) verwendet werden könnten. Zusätzlich können wahlweise Verstärker 61 und 63 zwischen den Tiefpassfiltern 70 und 66 und den Motoren 42 und 44 eingesetzt werden.
Wie aus der folgenden Erörterung deutlich werden wird, stellt die Detektorschaltung gleichzeitig die beiden Kondensatoren C&sub1; und C&sub2; ein, so dass das System sich auf einen Anpassungszustand zu bewegt. Wenn jedoch die Kondensatoren des Anpassungsabschnitts verändert werden, dann ändert sich auch die Leistung an die Kammer, und das wiederum verändert die Plasmaimpedanz und den Anpassungspunkt. Durch die Veränderungen des Orts des Anpassungspunkts werden weitere Verstellungen des HF-Anpassungsabschnitts notwendig, um den Anpassungspunkt zu erreichen. Die Detektorschaltung 32 nimmt die erforderlichen Einstellungen automatisch vor, um zum Anpassungspunkt zu kommen und dort zu bleiben. Außerdem nimmt die Detektorschaltung 32 auch weiterhin die erforderlichen Veränderungen von C&sub1; und C&sub2; vor, um das System beim Anpassungspunkt zu halten, auch wenn sich die Plasmaimpedanz während der Verarbeitung verändert.

Smith-Charts:

Zum Verständnis der Funktionsweise der Schaltung ist es nützlich, zuerst Smith-Charts zu betrachten. Die Smith-Chart ist ein günstiges Werkzeug, das von Fachleuten zum Analysieren von HF-Schaltungen verwendet wird. Kurz gesagt ist die Smith-Chart eine grafische Darstellung der normalisierten Widerstands- und Reaktanzfunktion in der Reflexionskoeffizientenebene (d. h. der Γ-Ebene). Der Reflexionskoeffizient Γ ist definiert als das Verhältnis der komplexen Amplituden der reflektierten Spannung und der eintreffenden Spannung bei der Last ZL, die eine verlustfreie Übertragungsleitung abschließt, die eine charakteristische Impedanz von Z&sub0; hat. Mathematisch ergibt sich folgender Ausdruck:
wobei j = (-1)1/2 ist. Die Smith Chart, von der in Fig. 4 ein Beispiel gezeigt ist, ist ein Plot im Γ-Raum, wobei die horizontale Achse Γr und die senkrechte Achse Γj repräsentiert. Eine weitere nützliche Größe, die als die normalisierte Last ZL/Z&sub0; bezeichnet wird, ist gleich:
zL = ZL/Z&sub0; = r + jx.
Wenn unterschiedliche Werte von r in die Smith-Chart eingetragen werden, so erscheinen sie als eine Familie von Kreisen unterschiedlicher Radien, deren Mittelpunkte entlang der Γr-Achse liegen, und die alle durch Γ = 1,0 0º gehen. Wenn unterschiedliche Werte von x in die Smith-Charts eingetragen werden, so erscheinen sie als eine weitere Familie von Kreisen unterschiedlicher Radien, deren Mittelpunkte entlang der Geraden Γr = 1 liegen, und die alle durch den Punkt Γ = 1,0 0º gehen. Durch die Smith-Chart wird es also sehr einfach, die Lastimpedanz in den Reflexionskoeffizienten abzubilden und umgekehrt.
Der Reflexionskoeffizient kann auch bezüglich der Vorwärts- und Rückwärtsspannung wie folgt ausgedrückt werden:
wobei Θ = ref - for.
Es wird darauf hingewiesen, dass es auch eine Durchleit-Smith-Chart gibt. Sie sieht genauso aus, wie die Impedanz-Smith-Chart, außer dass die konstanten Konduktanzkreise alle durch Γr + jΓi, = -1 gehen. Das heißt, dass sie das Spiegelbild der Impedanz-Smith-Chart ist.

Betrieb der Detektorschaltung:

Die Kombination aus dem Zweirichtungskoppler 50, dem Phasenverschiebungselement 71 und dem Phasendetektor 64 halbiert die Γ-Ebene durch eine Steuergerade (oder Unterscheidungsgerade), die durch Z&sub0; geht. In ähnlicher Weise teilt die Kombination aus dem Zweirichtungskoppler 50, dem Phasenverschiebungselement 73 und dem Phasendetektor 68 die Γ-Ebene durch eine weitere Steuergerade, die durch Z&sub0; geht, d. h. den Mittelpunkt der Smith-Chart. Die Ausrichtung dieser Steuergeraden wird dadurch bestimmt, um wie viel die Phase durch Phasenverschiebungselemente 71 oder 73 verschoben wird. Die Polarität des Ausgangssignals des Phasendetektors 64 oder 68 identifiziert, auf welcher Seite ihrer entsprechenden Steuergerade der Operationspunkt liegt.
Insbesondere, wenn z. B. angenommen wird, dass das Phasenverschiebungselement 71 eine Phasenverschiebung von 0º verursacht, dann ist die die Γ-Ebene teilende Steuergerade die senkrechte Achse (d. h. bei 90º ausgerichtet) und erstreckt sich durch Z&sub0;, wie das durch die Steuergerade 199 in Fig. 7 gezeigt ist. Die Polarität des vom Phasendetektor 64 erzeugten Ausgangssignals identifiziert, auf welcher Seite dieser senkrechten Steuergerade der Operationspunkt (d. h. ZIN, die Eingangsimpedanz) liegt. Wenn das Ausgangssignal des Phasendetektors 64 positiv ist, liegt der Operationspunkt links von der Steuergeraden. Wenn das Ausgangssignal negativ ist, liegt der Operationspunkt rechts von der Steuergeraden. Und wenn das Ausgangssignal null ist, dann liegt der Operationspunkt auf der Steuergeraden.
Eine Verschiebung der Phase durch das Phasenverschiebungselement 71 oder 73 dreht einfach die Steuergerade um einen Wert, der gleich der Phasenverschiebung ist. Wenn z. B. die durch das Phasenverschiebungselement verursachte Phasenverschiebung 330º ist, ist die Steuergerade so ausgerichtet, wie das durch die Steuergerade 210 in Fig. 7 gezeigt ist. Außerdem ist zu bemerken, dass genau die gleiche Steuergeradenausrichtung durch eine Phasenverschiebung von 30º an der Ausgangsleitung des Leistungsteilers 58 und eine Phasenverschiebung von 0º an der Ausgangsleitung des Leistungsteilers 62 erreicht werden kann. Das heißt also, dass man durch Verschieben des reflektierten Signals im Verhältnis zum Vorwärtssignal (oder umgekehrt) bewirken kann, dass die Steuergerade in eine beliebige Ausrichtung gedreht wird.
Wie nun erläutert werden wird, werden die Werte der Phasenverschiebungselemente so ausgewählt, dass dabei die beste Unterscheidung für die Detektorschaltung und der kleinste instabile Bereich entsteht.
Zuerst wollen wir jedoch kurz die Auswirkungen erläutern, die die Elemente im HF-Anpassungsabschnitt von Fig. 2 zu ZIN beitragen, der transformierten Eingangsimpedanz, die an der Energie an die Kammer liefernden Koaxialleitung wirksam ist.
Eine typische Plasmakammer mit einem darin vorhandenen Plasma hat eine leicht induktive Impedanz, wie das durch den Punkt 100 in Fig. 5 gezeigt ist. Dabei ist zu bemerken, dass die Mitte der Smith-Chart den Anpassungszustand repräsentiert, d. h. die charakteristische Impedanz der Koaxialleitung, die Leistung zur Kammer bringt. Da L und C mit der Last in Reihe geschaltet sind und keine Widerstandskomponente aufweisen, transformieren sie die Kammerimpedanz, indem sie sie entlang einer konstanten Widerstandskurve 101 bewegen. Der Induktor L bewegt sie entlang der Kurve hinauf zu dem Punkt, der mit L bezeichnet ist, und der Kondensator C bewegt sie entlang der Kurve wieder hinunter zu dem Punkt, der mit C bezeichnet ist. Wie groß die Bewegung entlang dieser Kurve ausfällt, hängt natürlich von dem hinzugefügten Wert der Blindwiderstandskomponente und von der Betriebsfrequenz ab.
C&sub2;, das ein (mit der Last) parallel geschaltetes Element ist, transformiert die Kammerimpedanz, indem sie sie entlang einer konstanten Konduktanzkurve 102 in der Durchlass-Smith-Chart führt. In diesem Fall transformiert C&sub2; die Kammerimpedanz, indem sie sie zur Mitte der Smith-Chart, d. h. zu Z&sub0;, führt. Schließlich transformiert C&sub1;, das wie L und C eine in Reihe geschaltete Komponente ist, die Kammerimpedanz, indem sie sie eine konstante Widerstandskurve 104 hinunterführt.
Durch eine richtige Auswahl der Werte von L, C, C&sub1; und C&sub2; ist es möglich, die Kammerimpedanz so zu transformieren, dass sie an die charakteristische Impedanz der Koaxialleitung, Z&sub0;, angepasst ist und dadurch ein Anpassungszustand erreicht ist. Die Detektorschaltung 32 findet die Werte von C&sub1; und C&sub2;, die den Anpassungszustand ermöglichen, und steuert dann die Werte von C&sub1; und C&sub2;, indem die Bewegung der Kondensatorplatten gesteuert wird, wodurch das System ständig bei 20 betrieben wird, auch wenn sich die Impedanz des Plasmas während der Verarbeitung beträchtlich ändert.

Auswahl von Werten für die Phasenverschiebungselemente:

Typischerweise können die optimalen Werte der Phasenverschiebung, die durch die Phasenverschiebungselemente 71 und 73 verursacht werden, erst ausgewählt werden, nachdem die Plasmakammer vollständig beschrieben wurde. Dies liegt daran, dass die Impedanz der Plasmakammer eine komplexe Funktion mit vielen Variablen ist, wie z. B. die Leistung in die Kammer, der Kammerdruck, die spezifische durchzuführende Bearbeitung, die spezifischen Wafer, die bearbeitet werden, die Einzelheiten des Metallbeschichtungsmusters auf dem Wafer und andere Faktoren. Bei den unterschiedlichen Betriebsbedingungen, die auftreten können, kann ZCH einen weiten Bereich von unterschiedlichen Werten annehmen. Die Auswahl der entsprechenden Phasenverschiebungen, die durch die Phasenverschiebungselemente verursacht werden müssen, hängt von der Variabilität von ZCH ab. Ein Ziel bei dem Beschreibungsvorgang ist es, die Phasenverschiebungen zu ermitteln, die die Phasenverschiebungselemente 71 und 73 verursachen müssen, um eine Detektorschaltung zu erzeugen, die bei allen Kammerimpedanzen, die im System während der Verarbeitung wahrscheinlich auftreten werden, wie gewünscht funktioniert. Außerdem wird der Beschreibungsvorgang zum Ermitteln von Phasenverschiebungen verwendet, die ein System erzeugen, das über den gesamten Bereich von Werten richtig funktioniert, die C&sub1; und C&sub2; annehmen können - von C1min bis C1max und von C2min bis C2max.
Daher müssen wir in einem ersten Schritt bei der Auswahl der entsprechenden Werte für die Phasenverschiebungen den gesamten Bereich der Kammerimpedanzen bestimmen, die während einer Plasmabearbeitung in einer Plasmakammer einer vorgegebenen Konstruktion wahrscheinlich auftreten können. Bei diesem Teil des Beschreibungsvorgangs muss die Impedanz der Kammer unter vielen verschiedenen Betriebsbedingungen gemessen werden, die so gewählt werden, dass sie für die tatsächlichen Betriebsbedingungen repräsentativ sind, die während der Plasmabearbeitung auftreten können, und dann wird berechnet, wie sich ZIN in Abhängigkeit von C&sub1;, C&sub2; und ZCH verändert.
Ein repräsentativer Plot von ZCH in der Γ-Ebene einer tatsächlichen Kammer ist in Fig. 6 gezeigt (siehe die mit 106 bezeichneten Punkte). Da in diesem Fall die verschiedenen Operationspunkte in einen engen Bereich fallen, ist es möglich, den Bereich durch seine zwei Extrempunkte zu definieren, nämlich ZCH1 und ZCH2. In einem tatsächlichen System wurde gemessen, dass ZCH1 und ZCH2 gleich 3,69 71,7 bzw. 7,65 72,9 sind.
Bei der Beschreibung des Systems hat jedes der variablen Reaktanzelemente drei Werte, die von bestimmter Relevanz sind, nämlich sein Minimalwert, sein Maximalwert und sein Wert im Anpassungszustand. Für C&sub1; werden diese drei Werte mit C1min, C1max und C1match bezeichnet.
Beim Verfahren zum Beschreiben des Systems muss berechnet werden, wie ZIN sich in Abhängigkeit der Kapazität eines der Kondensatoren verändert, während der andere Kondensator auf einem konstanten Wert gehalten wird. Die Berechnungen werden für mindestens zwei Kammerimpedanzen (z. B. ZCH1 und ZCH2) und für drei unterschiedliche Werte des Kondensators durchgeführt, der konstant gehalten wird (d. h. seinen Minimalwert Cmin, seinen Anpassungswert Cmatch, und seinen Maximalwert Cmax).
Insbesondere soll angenommen werden, dass der Kondensator C&sub1; bei einem spezifischen festen Wert gehalten wird, während der Kondensator C&sub2; verändert wird. Bei einem ausgewählten festen Wert von C&sub1; und einem Satz von Betriebsbedingungen, der eine Kammerimpedanz von ZCH1 ergibt, wird C&sub2; von seinem Minimalwert zu seinem Maximalwert geführt, während ZIN berechnet wird. Dies wird für jeden der drei Werte von C&sub1; wiederholt. Wenn diese Berechnungen abgeschlossen sind, werden sie für einen oder mehrere zusätzliche Werte von ZCH wiederholt. Bei dem beschriebenen Beispiel, bei dem die gemessenen Kammerimpedanzen relativ nahe bei der einzelnen Kurve liegen, würde ein folgendes Wählen der Kammerimpedanz an einem der Enden der Kurve wahrscheinlich eine befriedigende Beschreibung der Kammer ergeben. Andererseits kann es wünschenswert sein, die Berechnungen für mehr als zwei repräsentative Kammerimpedanzen durchzuführen, insbesondere, wenn der Bereich von Werten, die die Kammerimpedanz während der Verarbeitung annimmt, nicht so gemäßigt ist.
Die oben beschriebenen Berechnungen erzeugen einen Satz von drei Kurven für jeden Wert von ZCH. Ein Beispiel der aus solchen Berechnungen erzeugten Kurven ist in Fig. 7 dargestellt. Die Kurven sind mit C1min, C1max und C1match, für die drei von C&sub1; angenommenen Werte, bezeichnet. Ein Pfeil zeigt die Bewegungsrichtung von ZIN an, während sich der Wert von C&sub2; erhöht. In diesem Fall waren die Betriebsbedingungen so eingestellt, dass eine Kammerimpedanz von ZCH1 erreicht wurde.
Die gleichen Berechnungen werden für Betriebsbedingungen durchgeführt, die ZCH2 erzeugen, damit ein zweiter Satz Kurven entsteht, wie in Fig. 8 gezeigt.
Ein weiterer Satz von Berechnungen wird auf die gleiche Weise durchgeführt, wobei dieses Mal C&sub2; an einem festen Wert gehalten und C&sub1; über seinen gesamten Bereich von Werten von C1min bis C1max geführt wird. Diese Berechnungen erzeugen Kurven wie jene, die in den Fig. 9 und 10 gezeigt sind. Für die in Fig. 9 gezeigten Berechnungen wurden die Betriebsbedingungen in der Kammer so eingestellt, dass eine Kammerimpedanz von ZCH1 erzeugt wurde, und für Fig. 10 wurden die Betriebsbedingungen so eingestellt, dass eine Kammerimpedanz von ZCH2 erzeugt wurde. Die drei Kurven sind in jeder Figur beschriftet, um den Wert von C&sub2; anzugeben, der bei der Erzeugung der Kurve verwendet wurde, nämlich C2min, C2max und C2match.
Insgesamt besteht eine vollständige Beschreibung des gezeigten Systems aus zwölf Kurven, sechs Kurven für den Kondensator C&sub1; und sechs Kurven für den Kondensator C&sub2;. Wie zu erwarten, führen in allen Fällen (d. h. Fig. 7-10) die Kurven C1match und C2match beide durch den Mittelpunkt der Smith Chart oder sehr nahe daran vorbei (d. h. ZIN = Z&sub0;), wo der Anpassungszustand zutrifft.
Nach dem Durchführen der oben beschriebenen Berechnungen an der Plasmakammer können die entsprechenden Phasenverschiebungen bestimmt werden, indem eine Steuergerade identifiziert wird, die die beste Unterscheidung ohne Instabilitätsbereiche ergibt (oder wenn das nicht möglich ist, die kleinsten Instabilitätsbereiche). Anders ausgedrückt, ist es das Ziel, eine Phasenverschiebung auszuwählen, die eine Steuergerade erzeugt, die alle relevanten Kurven nur einmal schneidet.
Zur Veranschaulichung des Verfahrens zum Bestimmen der Ausrichtung einer optimalen Steuergeraden (und daher des Werts der Phasenverschiebung des entsprechenden Phasendetektors) betrachte man die Kurve C1max (d. h. die Kurve 198) in Fig. 7. Wenn für keinen der beiden Eingänge des Phasendetektors 64 Phasenverschiebungselemente verwendet werden, wird die senkrechte Achse 199 zur Steuergeraden. Hier ist zu bemerken, dass die senkrechte Achse die Kurve C1max zweimal schneidet, einmal am Punkt 200 und ein zweites Mal am Punkt 202. Wenn der Operationspunkt auf dem Teil der Kurve 198 liegt, der links vom Punkt 200 liegt, dann ist das Ausgangssignal des Phasendetektors 64 positiv und veranlasst daher, dass der Motor 44 die Kondensatorplatten des Kondensators C&sub2; in einer Richtung bewegt, die den Wert von C&sub2; erhöht. Der Operationspunkt wird sich daher zur senkrechten Achse hin bewegen. Wenn der Operationspunkt auf dem Teil der Kurve 198 liegt, der zwischen den Punkten 200 und 202 ist, dann ist das Ausgangssignal des Phasendetektors 68 negativ, und dies wird verursachen, dass der Motor 44 die Platten des Kondensators C&sub2; in einer Richtung bewegt, die den Wert von C&sub2; verringert. Wieder wird sich der Operationspunkt zur senkrechten Achse hin bewegen.
Wenn dagegen der Operationspunkt auf einem Teil der Kurve 198 liegt, der links vom Punkt 202 ist, wird sich das System nicht wie gewünscht verhalten. Ein Operationspunkt auf diesem Teil der Kurve 198 wird ein Ausgangssignal des Phasendetektors 68 erzeugen, das positiv ist. Das wiederum zwingt C&sub2; dazu, seinen Wert zu erhöhen, was den Operationspunkt weiter von der senkrechten Achse wegbringt und nicht näher zu ihr. Das heißt also, das bei Operationspunkten in diesem Bereich das System instabil ist und nicht zum Anpassungspunkt findet.
Aus dem Obigen sollte nun deutlich geworden sein, warum die ideale Steuergerade eine Gerade ist, die jede Kurve nur einmal schneidet. Die entsprechenden Kurven zum Bestimmen der Phasenverschiebung der Steuerschaltung für C&sub2; (d. h. des Teils der Detektorschaltung, die den Phasendetektor 64 enthält) sind die in Fig. 7 und 8 gezeigten Kurven. Und in ähnlicher Weise sind die entsprechenden Kurven zum Bestimmen der Phasenverschiebung für die Steuerschaltung von C&sub1; (d. h. des Teils der Detektorschaltung, die den Phasendetektor 68 enthält) die in Fig. 9 und 10 gezeigten Kurven.
Beim vorliegenden Beispiel, wie schon aus einer oberflächlichen Prüfung der Kurven in Fig. 7 und 8 hervorgeht, gibt es keine Geradenausrichtung, die der Anforderung genügt, dass sie jede Kurve nur einmal schneidet. Alle möglichen Geraden schneiden mindestens eine der Kurven zweimal. In anderen Worten, alle Ausrichtungen der Steuergeraden erzeugen einen Bereich der Instabilität. Daher ist es in diesem Fall das Ziel, eine Steuergeradenausrichtung auszuwählen, die einen entstehenden Instabilitätsbereich minimiert.
Die Steuergerade 210 ist ein Beispiel einer möglichen Auswahl. Sie erzeugt kleine Instabilitätsbereiche am Ende der Kurve, wo C&sub2; an seinem Maximalwert ist (siehe die in Fig. 7 und 8 mit 220, 222 und 224 bezeichneten Teile der Gerade).
Diese Steuergeradenausrichtung wird durch die Verwendung eines Phasenverschiebungselements 71 erreicht, die eine Phasenverschiebung von ungefähr 330º an der Seite des reflektierten Signals des Phasendetektors 64 erzeugt (oder alternativ dazu eine Phasenverschiebung von 30º bei 58a).
Ähnlich wird auch bei der Auswahl der optimalen Ausrichtung der Steuergeraden für C&sub1; vorgegangen. Im Fall von C&sub1; gibt es viele Geraden, die alle Kurven nicht mehr als einmal schneiden. Es gibt sogar viele Ausrichtungen, bei denen die Steuergerade manche der Kurven nicht ein einziges Mal schneidet. Es gibt daher viele Möglichkeiten zur Auswahl der Phasenverschiebung. Da C&sub2; das dominante Anpassungselement beim gezeigten Beispiel ist, ist es nur wichtig, dass die Steuergerade für C&sub1; für Werte von C2match gewählt wird. Bei dem beschriebenen Beispiel wird die waagrechte Achse als die Steuergerade ausgewählt. Diese Gerade wird durch Verwendung eines Phasenverschiebungselements erzeugt, das eine Phasenverschiebung von 90º an der Seite des reflektierten Signals des Phasendetektors 68 erzeugt.
Wenn für eine bestimmte Konstruktion eines Systems dieser Beschreibungsvorgang durchgeführt wurde, muss er nicht noch einmal durchgeführt werden. Die berechneten Phasenverschiebungen werden dann auf alle hergestellten Systeme dieser identischen Konstruktion zutreffen.
Es wird darauf hingewiesen, dass wir die Phasenverschiebungselemente an das reflektierte Signal angelegt haben. Alternativ dazu könnten sie auch an das Vorwärtssignal angelegt werden oder sowohl an das Vorwärtssignal als auch an das reflektierte Signal. Wenn die Phasenverschiebung auf das reflektierte Signal angewendet wird, wird sie die Steuergerade gegen den Uhrzeigersinn um die Mitte der Smith-Charts verdrehen, wenn sie jedoch auf das Vorwärtssignal angewendet wird, wird sie die Steuergerade im Uhrzeigersinn verdrehen. Außerdem ist zu bemerken, dass die elektrische Länge zwischen den Phasendetektoren und dem HF- Anpassungsabschnitt beide Steuergeraden zum gleichen Grad gegen den Uhrzeigersinn verdreht.
Außerdem wurden bei der beschriebenen Ausführungsform 0º- Leistungstrenner verwendet. Alternativ dazu können auch andere Leistungstrenner verwendet werden (z. B. 90º, 180º, usw.). In diesem Fall müssten dann die Phasenverschiebungen entsprechend verändert werden, so dass die relative Phasenverschiebung berücksichtigt würde, die durch die Leistungsteiler hinzugefügt würde.
Beim Hochfahren des Systems ist es nützlich, wenn die Systemsoftware einen Startpunkt auswählt, der in der Nähe des Anpassungszustandes ist. Dadurch wird die Wahrscheinlichkeit minimiert, dass an einem Punkt gestartet wird, der in einen instabilen Bereich eines instabilen Betriebes fällt, wenn man annimmt, dass es überhaupt einen solchen Punkt gibt.
Die Zeit bis zur Erreichung eines Synchronisationszustands wird natürlich davon abhängen, wie weit das System von dem Anpassungszustand entfernt ist, wenn der Detektorschaltung die Steuerung übertragen wird. Wenn das System von einer extremen Position aus startet, ist die Zeit natürlich länger, als wenn es von einem Punkt aus startet, der dem Anpassungspunkt näher liegt. Die Geschwindigkeit, mit der das System einen Synchronisationszustand erreicht, hängt von den Verstärkungswerten der Motorverstärker und der mechanischen Reibung ab und ist typischerweise schneller als sogar die kürzesten praktikablen Verarbeitungszeiten, die nur 20 Sekunden betragen können. Angenommen, der Operationspunkt ist in der Nähe des Anpassungspunkts, wenn der Detektorschaltung die Steuerung übertragen wird, erreicht das System typischerweise eine Synchronisation in weniger als 0,5 bis 1,0 Sekunden. Auch wenn der Operationspunkt viel weiter von der Anpassungsbedingung entfernt ist, braucht das System weniger als ungefähr 2-3 Sekunden zum Erreichen des Synchronisationszustands.
Nachdem die Detektorschaltung den Anpassungspunkt erreicht hat, hält sie das System während der Plasmabearbeitung beim Anpassungspunkt. Sollte sich der Operationspunkt vom Anpassungszustand weg bewegen, werden die dabei entstehenden Ausgangssignale das System wieder zum Anpassungszustand zurückbringen.
Die Einzelheiten spezifischer Umsetzungen der harmonischen Abschlussschaltung 80 und der Tiefpassfilter 66 und 70 sind in Fig. 11 gezeigt. Die harmonische Abschlussschaltung 80 weist einen parallel geschalteten Induktor 81, der über einen Widerstand 82 zwischen das Kabel 15 und Erde geschaltet ist, und einen zweiten parallel geschalteten Induktor 83 auf, der über ein paar paralleler Kondensatoren 84, 85 zwischen das Kabel 15 und den Widerstand 82 geschaltet ist. Für die Verwendung mit einer HF-Quellfrequenz von 60 MHz haben die Induktoren 81, 83 Werte von 120 nH bzw. 40 nH, die parallelen Kondensatoren 84, 85 haben jeweils 22 pF und der Widerstand 82 einen Wert von 10 Ohm.
In Fig. 11 werden über die mit 1 und 2 bezeichneten Klemmen auf der Platte 100 die Ausgangssteuerspannungen durch Verstärker an die Servomotoren 42 und 44 von Fig. 2 angelegt. Die Klemme 4 liefert ein Signal, das zur reflektierten Leistungsstärke proportional ist und das einem Techniker während der Kalibrierung oder während der Fehlersuche nützlich sein kann.
Die folgende Tabelle führt für einen Betrieb bei 60 MHz spezifische Werte der in Fig. 11 gezeigten Kondensatoren, Induktoren und Widerstände auf.

Tabelle I

Kondensatoren Kapazität in Pikofarad

Ca 2,0
Cb 3,0
C3 160
C4 2,0-23 (variabel)
C5 22
C6 22
C7 10.000
C8 10.000
C9 10.000
C10 1.000
C11 33

Induktoren Induktanz in Nano-Henries

L1 120
L2 40

Widerstände Widerstand in Ohm

R1 15
R2 15
R3 240
R4 240
R5 56
R6 56
R7 50
R8 1.000
R9 20.000
R10 1.000
R11 20.000
R12 1.000
R13 10
Es versteht sich, dass die in Fig. 2 gezeigten Phasenverschiebungselemente die relative Phasendifferenz der Signale an den beiden Eingängen des jeweiligen Phasendetektors repräsentieren. Es kann auch an jedem Eingang jedes Phasendetektors ein Phasenverschiebungselement angeschlossen sein. In diesem Fall ist die Differenz der Phasenverschiebung, die durch die beiden Phasenverschiebungselemente verursacht wird, wichtig. So sei zum Beispiel angenommen, dass das Phasenverschiebungselement 71 an dem einen Eingang des Phasendetektors 64 eine Phasenverschiebung von 335º verursacht. Außerdem sei angenommen, dass an der anderen Eingangsleitung des Phasendetektors 64 ein (nicht gezeigtes) Phasenverschiebungselement ist, und dass das andere Phasenverschiebungselement eine Phasenverschiebung von Φ verursacht. Das wäre das gleiche wie die Verwendung nur eines einzigen Phasenverschiebungselements (d. h. des Phasenverschiebungselements 71), das eine Phasenverschiebung von (335º - Φ) verursacht.
Allgemeiner kann die Ausführungsform von Fig. 2 so verstanden werden, dass bei ihr an jedem Eingang von jedem der Phasendetektoren Phasenverzögerungen erzeugt werden, wobei die Phasenverschiebungen, die von den Phasenverschiebungselementen auf der Seite des Vorwärtssignals der Phasendetektoren verursacht werden, gleich 0º sind.
Die Erfindung wurde zwar anhand einer spezifischen Ausführungsform beschrieben, bei der zwei variable Blindwiderstandskomponenten ein in Reihe geschalter Kondensator C&sub1; und ein parallel geschalteter Kondensator C&sub2; mit Phasendetektoren 64, 68 waren, doch können auch andere Ausführungsformen unterschiedliche Konfigurationen von zwei (oder mehr) variablen Blindwiderstandskomponenten verwenden, die durch eigene Phasendetektoren gesteuert werden, wie z. B. ein in Reihe geschalteter variabler Kondensator und ein in Reihe geschalteter variabler Induktor, ein parallel geschalteter variabler Kondensator und ein parallel geschalteter variabler Induktor oder ein in Reihe geschalteter variabler Induktor und ein in Reihe geschalteter variabler Kondensator und weitere Kombinationen der obigen Elemente.
Außerdem könnte das variable Blindwiderstandselement auch eine Komponente sein, bei der der Blindwiderstand elektrisch und nicht mechanisch verändert wird. Z. B. ist es möglich, die Induktanz eines Induktors durch mechanisches Verschieben eines Kerns in dem Induktor zu verändern. Außerdem ist es möglich, die Induktanz des Induktors durch Anlegen eines Gleichstrommagnetfelds zum Verändern der Permeabilität des Kerns zu verändern, wie in der U.S.-Patentanmeldung Seriennummer 07/975,355 beschrieben ist, die am 12. November 1992 eingereicht wurde. Die oben beschriebene Erfindung soll die Verwendung beliebiger solcher variabler Blindwiderstandselemente einschließen, unabhängig davon, wie der Blindwiderstand verändert oder gesteuert wird.
Zwar war bei der oben beschriebenen Ausführungsform die Last eine Spulenantenne an einer Plasmabearbeitungskammer, doch könnte die Last auch eine beliebige induktive oder kapazitive Antenne sein oder ein beliebiges Element, durch das Hochfrequenzenergie in einen Vorgang eingebracht oder auf ein Ziel angewendet wird.
Außerdem wurde zwar beschrieben, dass die harmonische Abschlussschaltung zwischen dem HF-Anpassungsabschnitt und der Detektorschaltung angeordnet ist, doch könnte sie auch an einem anderen Ort in dem Pfad angeordnet sein, durch den Leistung an die Last geliefert wird. Bei der beschriebenen Ausführungsform ist es jedoch vorzuziehen, dass diese Schaltung in einer festen Entfernung von der Kammer angeordnet ist.
Weitere Ausführungsformen sind im Umfang der folgenden Ansprüche enthalten.

Claims

1. Detektorschaltung (32) zum Steuern einer HF-Anpassungsschaltung (36), die ein HF-Leistungssignal von einer HF-Quelle (10) empfängt und das HF- Leistungssignal einer Last (25) zuführt, wobei die HF-Anpassungsschaltung ein erstes und ein zweites Reaktanzelement (C&sub1;, C&sub2;) enthält, wobei die variable Reaktanz des ersten Reaktanzelements durch ein erstes Steuersignal und die variable Reaktanz des zweiten Reaktanzelements durch ein zweites Steuersignal gesteuert wird, wobei die Detektorschaltung enthält:

einen Zweirichtungskoppler (50) mit einem Eingang zum Verbinden mit der HF-Quelle und einem Ausgang zum Verbinden mit der HF-Anpassungsschaltung, wobei der Zweirichtungskoppler ein Vorwärtssignal (52) und ein reflektiertes Signal (54) erzeugt, wobei das Vorwärtssignal proportional zu der der Anpassungsschaltung zugeführten HF-Leistung und das reflektierte Signal proportional zu der von der HF- Anpassungsschaltung reflektierten HF-Leistung ist,

dadurch gekennzeichnet, dass die Detektorschaltung ferner enthält:

eine erste Zweigschaltung (60, 62, 71, 73), die das reflektierte Signal empfängt und daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal erzeugt,

eine zweite Zweigschaltung (56, 58), die das Vorwärtssignal erzeugt und daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal erzeugt,

einen ersten Phasendetektor (64), der die ersten Ausgangssignale der ersten und zweiten Zweigschaltung empfängt und ein erstes Phasenerfassungs-Ausgangssignal erzeugt, aus dem das erste Steuersignal abgeleitet wird, und

einen zweiten Phasendetektor (68), der die zweiten Ausgangssignale der ersten und zweiten Zweigschaltung empfängt und eine zweites Phasenerfassungs-Ausgangssignal erzeugt, von dem das zweite Steuersignal abgeleitet wird.

2. Detektorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Zweigschaltung einen ersten Leistungsteiler (62) enthält, der ein von dem reflektierten Signal abgeleitetes Signal empfängt und daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal erzeugt, wobei das erste und das zweite Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung vom ersten beziehungsweise zweiten Ausgangssignal des ersten Leistungsteilers abgeleitet werden.

3. Leistungsdetektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Zweigschaltung einen zweiten Leistungsteiler (58) enthält, der ein vom Vorwärtssignal abgeleitetes Signal erzeugt und daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal erzeugt, wobei das erste und zweite Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung vom ersten beziehungsweise zweiten Ausgangssignal des zweiten Leistungsteilers abgeleitet werden.

4. Detektorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung eine phasenverschobene Version des zweiten Ausgangssignals der ersten Zweigschaltung ist.

5. Detektorschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung eine phasenverschobene Version des zweiten Ausgangssignals der zweiten Zweigschaltung ist.

6. Detektorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Zweigschaltung ferner ein erstes Phasenschiebeelement (71) enthält, das das erste Ausgangssignal des ersten Leistungsteilers empfängt und daraus ein erstes phasenverschobenes Signal erzeugt, das gleich ist dem ersten Ausgangssignal des ersten Leistungsteilers, verschoben um eine erste Phasenverschiebung, wobei das erste phasenverschobene Signal das erste Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung ist.

7. Detektorschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Zweigschaltung ferner ein zweites Phasenschiebeelement (73) enthält, das das erste Ausgangssignal des zweiten Leistungsteilers empfängt und daraus ein zweites phasenverschobenes Signal erzeugt, das gleich ist dem ersten Ausgangssignal des zweiten Leistungsteilers, verschoben um eine zweite Phasenverschiebung, wobei das zweite phasenverschobene Signal das erste Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung ist.

8. Detektorschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Zweigschaltung ferner ein erstes Phasenschiebeelement enthält, das das zweite Ausgangssignal des ersten Leistungsteilers empfängt und daraus ein erstes phasenverschobenes Signal erzeugt, das gleich ist dem zweiten Ausgangssignal des ersten Leistungsteilers, verschoben um eine erste Phasenverschiebung, wobei das erste phasenverschobene Signal das zweite Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung ist.

9. Detektorschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Zweigschaltung ferner ein zweites Phasenschiebeelement enthält, das das zweite Ausgangssignal des zweiten Leistungsteilers empfängt und daraus ein zweites phasenverschobenes Signal erzeugt, das gleich ist dem zweiten Ausgangssignal des zweiten Leistungsteilers, verschoben um eine zweite Phasenverschiebung, wobei das zweite phasenverschobene Signal das zweite Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung ist.

10. Detektorschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Zweigschaltung ein erstes harmonisches Tiefpassfilter (60) enthält, das das reflektierte Signal empfängt und das vom reflektierten Signal abgeleitete Signal erzeugt.

11. Detektorschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Zweigschaltung ein zweites harmonisches Tiefpassfilter (56) enthält, das das Vorwärtssignal empfängt und das vom Vorwärtssignal abgeleitete Signal erzeugt.

12. Detektorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das HF- Leistungssignal gekennzeichnet ist durch eine primäre Frequenz und die Detektorschaltung ferner ein harmonisches Abschlussfilter (80) enthält, das an den Ausgang des Zweirichtungskopplers angeschlossen ist und die Harmonischen der Primärfrequenz abschließt.

13. Detektorschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das harmonische Abschlussfilter so ausgelegt ist, dass es Signale bei der zweiten Harmonischen der Primärfrequenz abschließt.

14. Detektorschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass das harmonische Abschlussfilter so ausgelegt ist, dass es Signale bei der zweiten und dritten Harmonischen der Primärfrequenz abschließt.

15. Detektorschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Phasendetektor eine Ausgangsspannung null erzeugt, wenn die ersten Ausgangssignale der ersten und zweiten Zweigschaltung um 90º außer Phase sind.

16. Detektorschaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Phasendetektor eine Ausgangsspannung einer ersten Polarität erzeugt, wenn das erste Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung weniger als 90º außer Phase ist mit dem ersten Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung und eine Ausgangsspannung einer zweiten Polarität erzeugt, wenn das erste Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung um mehr als 90º außer Phase mit dem ersten Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung ist, wobei die erste Polarität der zweiten Polarität entgegengesetzt ist.

17. Detektorschaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Phasendetektor eine Ausgangsspannung einer ersten Polarität erzeugt, wenn das zweite Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung um weniger als 90º außer Phase mit dem zweiten Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung ist und eine Ausgangsspannung einer zweiten Polarität erzeugt, wenn das zweite Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung um mehr als 90º außer Phase ist mit dem zweiten Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung, wobei die erste Polarität entgegengesetzt der zweiten Polarität ist.

18. Detektorschaltung nach Anspruch 1, ferner mit einem ersten Tiefpassfilter (66), das das erste Phasenerfassungs-Ausgangssignal empfängt und daraus das erste Steuersignal erzeugt.

19. Detektorschaltung nach Anspruch 18, ferner mit einem zweiten Tiefpassfilter (70), das das zweite Phasenerfassungs-Ausgangssignal empfängt und daraus das zweite Steuersignal erzeugt.

20. HF-Anpassungsschaltung zum Anpassen einer HF-Leistungsquelle an eine Last, mit

einem an die Last angeschlossenen HF-Anpassungsabschnitt und

der zwischen HF-Quelle und HF-Anpassungsabschnitt geschalteten Detektorschaltung des Anspruchs 1, wobei der HF-Anpassungsabschnitt enthält:

ein erstes variables Reaktanzelement,

ein zweites variables Reaktanzelement,

eine erste Steuerschaltung, die die Reaktanz des ersten variablen Reaktanzelements entsprechend einem ersten Steuersignal steuert und

eine zweite Steuerschaltung, die die Reaktanz des zweiten variablen Reaktanzelements entsprechend einem zweiten Steuersignal steuert.

21. HF-Anpassungsschaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Zweigschaltung einen ersten Leistungsteiler enthält, der ein von dem reflektierten Signal abgeleitetes Signal empfängt und daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal erzeugt, wobei das erste und das zweite Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung vom ersten beziehungsweise zweiten Ausgangssignal des ersten Leistungsteilers abgeleitet werden und wobei die zweite Zweigschaltung einen zweiten Leistungsteiler enthält, der ein vom Vorwärtssignal abgeleitetes Signal erzeugt und daraus ein erstes und ein zweites Ausgangssignal erzeugt, wobei das erste und zweite Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung vom ersten beziehungsweise zweiten Ausgangssignal des zweiten Leistungsteilers abgeleitet werden.

22. HF-Anpassungsschaltung nach Anspruch 21, wobei das erste Ausgangssignal der ersten Zweigschaltung eine phasenverschobene Version des zweiten Ausgangssignals der ersten Zweigschaltung ist und wobei das erste Ausgangssignal der zweiten Zweigschaltung eine phasenverschobene Version des zweiten Ausgangssignals der zweiten Zweigschaltung ist.

23. HF-Anpassungsschaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet dass die erste Zweigschaltung ein erstes harmonische Tiefpassfilter enthält, das das reflektierte Signal empfängt und das vom reflektierten Signal abgeleitete Signal erzeugt, und wobei die zweite Zweigschaltung ein zweites harmonisches Tiefpassfilter enthält, das das Vorwärtssignal empfängt und das vom Vorwärtssignal abgeleitete Signal erzeugt.

24. HF-Anpassungsschaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass die HF-Leistungsquelle ein HF-Leistungssignal liefert, das gekennzeichnet ist durch eine Primärfrequenz, und ferner mit einem harmonischen Abschlussfilter, das an den Ausgang des Zweirichtungskopplers angeschlossen ist und die Harmonischen der Primärfrequenz abschließt.

25. HF-Anpassungsschaltung nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, dass das erste variable Reaktanzelement ein erster variabler Kondensator ist.

26. HF-Anpassungsschaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass das zweite variable Reaktanzelement ein zweiter variabler Kondensator ist.

27. HF-Anpassungsschaltung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, dass der erste variable Kondensator bewegliche Platten enthält, die seine Kapazität steuern, wobei die erste Steuerschaltung einen ersten Motor enthält, der auf das erste Steuersignal die Platten des ersten variablen Kondensators bewegt, so dass dessen Kapazität verändert wird.

28. HF-Anpassungsschaltung nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite variable Kondensator bewegliche Platten enthält, die seine Kapazität steuern, wobei die zweite Steuerschaltung einen zweiten Motor enthält, der auf das zweite Steuersignal die Platten des zweiten variablen Kondensators bewegt, so dass dessen Kapazität verändert wird.

29. Plasmaverarbeitungssystem mit:

einer Plasmakammer,

einer HF-Anpassungsschaltung zum Anpassen einer HF-Leistungsquelle an die Plasmakammer, wobei die HF-Anpassungsschaltung enthält:

einen an die Plasmakammer angeschlossenen HF-Anpassungsabschnitt und

die zwischen die HF-Leistungsquelle und den HF-Anpassungsabschnitt geschaltete Detektorschaltung des Anspruchs 1,

wobei der HF-Anpassungsabschnitt enthält:

ein erstes variables Reaktanzelement,

ein zweites variables Reaktanzelement,