JPH09107674A - スイッチングレギュレータの平滑回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 低コストで大型化，重量化することなく、起
動時の突入電流，オーバシュート電圧と定常時のリップ
ル電流及び電圧を、目的に応じてバランスよく抑える。 【解決手段】 例えば降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータであ
るスイッチングレギュレータの出力側の平滑回路１０に
おいて、その平滑コンデンサＣ１に直列に、負荷の抵抗
値と同等又はそれより低い抵抗値を有する抵抗Ｒ１を設
ける。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、直流電源装置と
して用いられるスイッチングレギュレータの出力側の平
滑回路に関し、特に作動初期の突入電流を抑制した平滑
回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】スイッチングレギュレータは、入力する
１次直流電力の電圧と出力する２次直流電力の電圧とが
異なるような、電圧の変換を伴うＤＣ−ＤＣコンバータ
として、小型軽量であり電力効率が優れている（損失が
少ない）ことと、出力電圧の定電圧制御が容易であるた
め、広く用いられている。

【０００３】スイッチングレギュレータに入力する１次
直流電力には、商用交流電力をダイオードブリッジとコ
ンデンサとで整流平滑しただけのリップル分が比較的多
く含まれたものと、前段の直流電源装置から出力された
リップル分が少なく定電圧化又は準定電圧化されたもの
とがある。

【０００４】また、出力する２次直流電力には、出力電
圧を１次直流電力の電圧に比べて降圧するものと昇圧す
るもの、さらにトランスを用いて大幅に降圧又は昇圧す
るものや、定電圧性を要求されるものと略一定であれば
よいものがある。さらに、出力電流が一定のものや多少
変動するもの、あるいはゼロから定格一杯まで急激に変
化するもの等、各種のものがある。

【０００５】いずれの場合も、スイッチングによる電流
のオン・オフによって、高周波リップル分である大量の
高周波ノイズが発生するため、低減フィルタの一種であ
る平滑コンデンサを備えた平滑回路を設けて、高周波ノ
イズが負荷に出力されないようにする必要がある。

【０００６】図６は、従来の降圧型ＤＣ−ＤＣコンバー
タであるスイッチングレギュレータの一例を示す回路図
であり、正負の入力端子２１ａ，２１ｂから入力する１
次直流電力は、出力電圧に応じたパルス幅の駆動パルス
によりオン・オフするスイッチング素子Ｑ６によってス
イッチングされた後、転流ダイオードＤ６，チョークＣ
Ｈ６，平滑コンデンサＣ６からなるπ型の平滑回路２０
により平滑され、定電圧の２次直流電力として正負の出
力端子２２ａ，２２ｂから図示しない負荷に出力され
る。

【０００７】この平滑回路２０において、高周波ノイズ
を除去して十分な平滑効果を得るために、従来は平滑コ
ンデンサＣ６を大容量化するか、チョークＣＨ６のイン
ダクタンスを大きくする等の方法が行われていた。その
ため、例えば６０Ｖ，２Ａの白熱ランプを一定光量でし
かも光量リップルレスに点燈するための直流電源として
用いられる中電圧大電流のスイッチングレギュレータで
は、２２０μＦ程度の大容量のコンデンサを用いても、
なおリップル除去が十分とはいえなかった。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】平滑コンデンサＣ６を
大容量化すると定常時では問題がなくても、起動時には
その端子間電圧がゼロであるため、例えば図７の（Ａ）
及び（Ｂ）に示す出力電圧及び平滑コンデンサＣ６に流
れるリップル電流の各特性図から明らかなように、瞬間
的に過大なオーバシュート電圧Ｖos及び突入電流Ｉp と
それに伴う過大なリップル電流ΔＩが発生する。

【０００９】そのため、スイッチング素子Ｑ６，転流ダ
イオードＤ６にダメージを与える恐れがあり、さらにス
イッチングレギュレータのオン・オフを繰返すと平滑コ
ンデンサＣ６がその内部損失による発熱で内部温度が上
昇する等、スイッチング素子Ｑ６及び平滑回路２０を構
成する各素子の寿命低下を招く。また、定格出力電圧を
上回る瞬間的なオーバシュート電圧Ｖosによって、接続
された負荷、特にその内部の半導体素子等を破壊すると
いう致命的な問題があった。

【００１０】平滑コンデンサＣ６の容量を抑えて、駆動
パルスを出力する図示しないスイッチング制御回路の応
答速度を速くすると、起動時の突入電流Ｉp は小さくな
るが、定常時におけるリップル電流ΔＩが大きくなるた
め、使用中に平滑コンデンサＣ６の内部温度が上昇す
る。そのため、内部損失が少ない高リップル回路用の特
殊なコンデンサを用いる必要があり、大型化してコスト
が上昇する。

【００１１】さらに、定電圧制御の応答速度をあまり速
くすると制御が不安定になって、作動したり停止したり
するブロッキング発振に類似した状態になったり、短時
間ですぐ復旧はするがスイッチング素子Ｑ６がオン状態
のままになって、負荷に出力電圧より高い１次直流電力
の電圧がそのまま印加される状態が繰返されたりする。
前者は出力電圧の定電圧性を不安定にし、後者は負荷を
破壊する恐れが大きい。

【００１２】あるいは、平滑コンデンサＣ６の大容量化
や、スイッチング制御回路の応答速度の高速化を或る程
度に抑えて、しかも突入電流Ｉp やオーバシュート電圧
Ｖosを減らすために、チョークＣＨ６のインダクタンス
を大きくすると、その大型化，重量増大とコストアップ
が避けられず、スイッチングレギュレータの最大特徴が
失われる。さらに、ランプ電源用のように大電流が必要
な場合は、その傾向がより著るしくなるという問題があ
った。

【００１３】したがって、スイッチングレギュレータの
長所を生かしながらコストが安く、起動的においては突
入電流Ｉp とオーバシュート電圧Ｖosを抑え、定常時に
おいては定電圧制御の安定性が良く、リップル電流ΔＩ
が少ない（従って、リップル電圧ΔＶも少ない）という
特性を有する平滑回路、あるいは少なくとも目的に応じ
て各特性のバランスが良い平滑回路の開発は、当業者に
とって大きな課題であった。

【００１４】この発明は上記の点に鑑みてなされたもの
であり、スイッチングレギュレータの平滑回路を安いコ
ストで大型化，重量化を抑制し、しかも起動時，定常時
ともバランスの良い特性を得ることを目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】この発明は上記の目的を
達成するため、接続された負荷に直流電力を供給するス
イッチングレギュレータの出力側に用いられる平滑回路
において、正及び負のライン間に接続した平滑コンデン
サに少なくとも入力側から見て直列に、負荷の抵抗値と
同等又はそれより低い抵抗値を有する抵抗素子を介挿し
たものである。

【００１６】

【発明の実施の形態】図１は、この発明の第１の実施の
形態であるスイッチングレギュレータの構成の一例を示
す回路図である。図１に示した降圧型ＤＣ−ＤＣコンバ
ータであるスイッチングレギュレータは、それぞれ正負
の端子１ａ，１ｂ及び２ａ，２ｂからなる１次直流電力
の入力端子１及び２次直流電力の出力端子２と、一端が
負の入力端子１ｂに接続されたスイッチング素子である
トランジスタ（ＦＥＴでもよい）Ｑ１と、該トランジス
タＱ１の後段で出力端子２との間に設けた平滑回路１０
とにより構成されている。

【００１７】それぞれ正負の端子３ａ，３ｂ及び４ａ，
４ｂからなる入力端子３及び出力端子４によって正負の
各ラインに接続された平滑回路１０は、入力側から順に
転流ダイオードＤ１とチョークＣＨ１及び抵抗Ｒ１と平
滑コンデンサＣ１との直列回路からなるπ型のローパス
フィルタにより構成されている。図１に示した平滑回路
１０が従来の平滑回路２０（図６）と異なる所は、正負
のラインを結ぶ平滑コンデンサＣ６に代えて、平滑コン
デンサＣ１と抵抗Ｒ１との直列回路としたことである。

【００１８】トランジスタＱ１は、出力端子２ａ，２ｂ
間の電圧（出力電圧）を検出して、出力電圧が予め設定
された電圧になるように、検出された電圧に応じたパル
ス幅の高周波の駆動パルスを出力する図示しないスイッ
チング制御回路によって、高速でスイッチング（オン・
オフ制御）されている。

【００１９】トランジスタＱ１がオンの間は、１次直流
電力の電流は抵抗Ｒ１，平滑コンデンサＣ１，チョーク
ＣＨ１を通って流れ、平滑コンデンサＣ１を充電すると
共に、１次直流電力の一部は磁気エネルギに変換されて
チョークＣＨ１に蓄積される。トランジスタＱ１がオフ
になると、チョークＣＨ１に蓄積された磁気エネルギは
電力に再変換されて、チョークＣＨ１から転流ダイオー
ドＤ１，抵抗Ｒ１を通って平滑コンデンサＣ１を充電す
る。

【００２０】すなわち、平滑回路１０はチョーク入力型
の平滑回路であり、平滑コンデンサＣ１に充電された電
荷は、１次直流電力から降圧された定電圧の２次直流電
力として、抵抗Ｒ１を通り出力端子４を介して正負のラ
インに流れ、出力端子２に接続された図示しない負荷に
供給される。

【００２１】図２は、図１に示したスイッチングレギュ
レータの起動初期の出力電圧（出力端子２ａ，２ｂ間の
電圧）及び平滑コンデンサＣ１に流れるリップル電流の
特性の一例をそれぞれ示す線図であり、図２の（Ａ）は
出力電圧、同図の（Ｂ）はリップル電流を、それぞれス
タート時を原点とした経過時間を横軸にとって示してい
る。

【００２２】図２に示したこの発明による特性図と、図
７に示した従来例の特性図とを比べると、両図の（Ａ）
及び（Ｂ）にそれぞれ示した初期のオーバシュート電圧
Ｖosも突入電流Ｉp も、さらに定常状態に入った定常時
のリップル電圧ΔＶ，リップル電流ΔＩも、いずれも小
さくなっている。

【００２３】初期には平滑コンデンサＣ１又はＣ６の端
子間電圧がゼロであるから、平滑コンデンサＣ６には極
めて過大な突入電流Ｉp が流れるが、平滑コンデンサＣ
１には直列に設けた抵抗Ｒ１によって突入電流Ｉp が大
幅に抑制され、従って出力電圧に現れるオーバシュート
電圧Ｖosも激減することになるから、平滑コンデンサＣ
１のみならず、トランジスタＱ１，チョークＣＨ１の寿
命を損ねることがない。

【００２４】定常時には、平滑コンデンサＣ１の充電電
流は抵抗Ｒ１によりリップル電流ΔＩが減り、そのため
平滑コンデンサＣ１の端子間電圧のリップル電圧も減少
する。さらに、平滑コンデンサＣ１の放電電流も抵抗Ｒ
１を通って負荷に流れるから、出力端子４の端子間電圧
である出力電圧のリップル電圧ΔＶは、抵抗Ｒ１と負荷
との直列回路による分圧作用によって、平滑コンデンサ
Ｃ１の端子間電圧のリップル電圧よりも小さくなる。

【００２５】このように、初期の突入電流Ｉp ，オーバ
シュート電圧Ｖos及び定常時のリップル電流ΔＩ,リッ
プル電圧ΔＶを抑制する作用は、抵抗Ｒ１の抵抗値を大
きくする程その効果が大きくなる。しかしながら、抵抗
Ｒ１の抵抗値を大きくすれば、負荷から見たスイッチン
グレギュレータの内部インピーダンスも大きくなるか
ら、負荷の変動に伴う出力電圧の変動も大きくなる。ま
た、抵抗Ｒ１による損失が増して電力効率がその分だけ
低下するという問題が生じる。

【００２６】したがって、一般的には抵抗Ｒ１の抵抗値
を負荷の抵抗値と同程度、もしくはそれより低い値に設
定するとよい。ただし、例えば既に述べた直流点燈する
白熱ランプのように、変動のない負荷の場合は、出力イ
ンピーダンスの増大は全く問題にならないし、電力効率
が多少低下してもリップル電圧を抑えたい目的に対して
は、抵抗Ｒ１の抵抗値を負荷の抵抗値より大きくしても
一向に差支えない。

【００２７】図３は、この発明の第２の実施の形態であ
る平滑回路の構成の一例を示す回路図である。図３の
（Ａ）及び（Ｂ）にそれぞれ示した平滑回路１１及び１
２は、図１に示したスイッチングレギュレータの平滑回
路１０に置き換えられるものであり、同一部分には同一
符号を付して説明を省略する。

【００２８】平滑回路１１及び１２が平滑回路１０と異
なる所は、正負のライン間に平滑コンデンサＣ１と直列
に設けた抵抗Ｒ１の代りに、正負のラインと平滑コンデ
ンサＣ１との接続点より入力側に、平滑回路１１では正
のラインに抵抗Ｒ２を、平滑回路１２では負のラインに
抵抗Ｒ３を、それぞれ直列に設けた点であり、その作用
及び効果は平滑回路１１，１２とも同じである。

【００２９】すなわち、抵抗Ｒ２，Ｒ３は、平滑コンデ
ンサＣ１の充電電流を抑える作用は平滑回路１０の抵抗
Ｒ１と同じであるから、初期の突入電流Ｉp とオーバシ
ュート電圧Ｖosを抑制する効果は全く同様である。

【００３０】一方、平滑コンデンサＣ１の放電電流に対
しては何等の作用も及ぼさないから、従来の平滑回路２
０に比べると、平滑コンデンサＣ１を流れるリップル電
流Ｉpを抑えた分だけ出力電圧に現れるリップル電圧Δ
Ｖが減少するが、平滑回路１０の効果には及ばない。し
かしながら、平滑コンデンサＣ１の放電電流に関係しな
いため、平滑回路１０のように出力インピーダンスを増
加させることがなく、負荷の変動に対しては優れてい
る。

【００３１】図４は、図１に示した第１の実施の形態の
一変形を示す回路図である。図４に示したスイッチング
レギュレータは、トランスＴを用いて１次側と２次側と
を絶縁すると共に、トランスＴの１次巻線Ｎp と２次巻
線Ｎs との巻線比によって、降圧型とも昇圧型ともなり
得るものであり、同一部分に同一符号を付している。

【００３２】入力端子１に入力した１次直流電力はトラ
ンスＴの１次巻線Ｎp とスイッチング素子であるトラン
ジスタＱ２との直列回路に加えられ、駆動パルスに応じ
てオン・オフするトランジスタＱ２によって高速でスイ
ッチングされることによりトランスＴの２次巻線Ｎs に
誘起された交流電力は、ダイオードＤ２により半波整流
（オン・オフ整流）される。

【００３３】半波整流された２次直流電力は、正負のラ
インを結ぶ抵抗Ｒ４と平滑コンデンサＣ２との直列回路
からなる平滑回路１３により平滑されて、出力端子４か
ら図示しない負荷に出力される。このような半波整流の
場合でも、平滑回路１３の作用及び効果は、図１に示し
た平滑回路１０の抵抗Ｒ１と平滑コンデンサＣ１との直
列回路と同様であるから、詳しい説明を省略する。

【００３４】図５は、図３の（Ａ）及び（Ｂ）に示した
第２の実施の形態の一変形を示す回路図である。図５に
示したスイッチングレギュレータは、図１に示したスイ
ッチングレギュレータとは反対に、昇圧型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータであり、昇圧用のチョークＣＨ２，スイッチン
グ素子であるトランジスタＱ３，整流ダイオードＤ３、
及び抵抗Ｒ５と平滑コンデンサＣ３とからなるＬ型ロー
パスフィルタである平滑回路１４により構成されてい
る。

【００３５】入力端子１に入力した１次直流電力は、ト
ランジスタＱ３がオンの時に、チョークＣＨ２に流れて
磁気エネルギとして蓄積され、トランジスタＱ３がオフ
になると、チョークＣＨ２の端子間に発生する逆起電力
による電圧が１次直流電力の電圧に加算され、整流ダイ
オードＤ３，抵抗Ｒ５を通って、１次直流電力の電圧よ
り高い電圧で平滑コンデンサＣ３を充電する。

【００３６】平滑コンデンサＣ３に充電された２次直流
電力は、抵抗Ｒ５を通らずに直接に出力端子４から図示
しない負荷に出力される。この平滑回路１４の作用及び
効果は、図３の（Ａ）及び（Ｂ）に示した平滑回路１１
及び１２と同様であるから、詳しい説明を省略する。

【００３７】この発明によるスイッチングレギュレータ
の平滑回路は、平滑回路１０乃至１４に示して説明した
ように、従来の平滑回路に抵抗素子である抵抗Ｒ１乃至
Ｒ５（抵抗Ｒ１とＲ２又は抵抗Ｒ１とＲ３とを組み合せ
てもよい）を設けたものであるから、それによるコスト
アップは問題にならない。

【００３８】また、抵抗素子として抵抗Ｒ１〜Ｒ５に代
えて、電流による発熱に応じて抵抗値が下がる例えばサ
ーミスタのような抵抗素子を用いれば、起動時の突入電
流及びオーバシュート電圧を抑制する効果をさらに高め
ることが出来る。

【００３９】

【発明の効果】以上説明したようにこの発明によるスイ
ッチングレギュレータの平滑回路は、安いコストで大型
化，重量化することなく、しかも起動時，定常時とも目
的に応じてバランスの良い特性を得ることが出来る。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１の実施の形態であるスイッチン
グレギュレータの構成の一例を示す回路図である。

【図２】図１に示したスイッチングレギュレータの平滑
回路の出力電圧及び平滑コンデンサに流れるリップル電
流の特性の一例を示す線図である。

【図３】この発明の第２の実施の形態である平滑回路の
構成の一例を示す回路図である。

【図４】図１に示した第１の実施の形態の一変形を示す
回路図である。

【図５】図３に示した第２の実施の形態の一変形を示す
回路図である。

【図６】従来のスイッチングレギュレータの構成の一例
を示す回路図である。

【図７】図６に示したスイッチングレギュレータの平滑
回路の出力電圧及び平滑コンデンサに流れるリップル電
流の特性の一例を示す線図である。

【符号の説明】

１０〜１４：平滑回路 Ｃ１〜Ｃ３：平滑コンデンサ Ｒ１〜Ｒ５：抵抗（抵抗素子）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 接続された負荷に直流電力を供給するス
   イッチングレギュレータの出力側に用いられる平滑回路
   において、 正及び負のライン間に接続した平滑コンデンサに少なく
   とも入力側から見て直列に、前記負荷の抵抗値と同等又
   はそれより低い抵抗値を有する抵抗素子を介挿したこと
   を特徴とするスイッチングレギュレータの平滑回路。