JPH089276A - Ｔｖ受像機 - Google Patents
Ｔｖ受像機Info
- Publication number
- JPH089276A JPH089276A JP6137259A JP13725994A JPH089276A JP H089276 A JPH089276 A JP H089276A JP 6137259 A JP6137259 A JP 6137259A JP 13725994 A JP13725994 A JP 13725994A JP H089276 A JPH089276 A JP H089276A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- signal
- oscillator
- frequency
- digital
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＩＣ化に適したディジタル・アナログ両送信
方式のＴＶ受像機を提供する。 【構成】 復調用ディジタルＩＦ信号を選局部１２によ
り発生させ、検波回路１４と再生搬送波発振器１３によ
り検波する。復調用アナログ用ＩＦ信号を選局部１２に
より発生させ、検波回路１７と再生搬送波発振器１６に
より検波する。ディジタル用ＩＦ信号の整数分の１の周
波数を基準発振器２３により発生する。再生搬送波発振
器１３の出力かアナログ用ＩＦ信号かをスイッチ２０で
選択する。ＡＦＣ回路１１１を用いスイッチ２０の出力
と基準発振器２３の出力の波数比較により、入力ＩＦ信
号と正規のＩＦ信号との周波数差を検出する。ＰＬＬ回
路１１２を用いスイッチ２０の出力と基準発振器２３の
出力との位相比較により再生搬送波発振器１３と任意基
準信号との位相差を検出する。ＡＦＣ回路１１１の出力
を選局ズレのデータとして選局部１２へ供給し、ＰＬＬ
回路１１２の出力を再生搬送波発振器１３へ帰還する。
方式のＴＶ受像機を提供する。 【構成】 復調用ディジタルＩＦ信号を選局部１２によ
り発生させ、検波回路１４と再生搬送波発振器１３によ
り検波する。復調用アナログ用ＩＦ信号を選局部１２に
より発生させ、検波回路１７と再生搬送波発振器１６に
より検波する。ディジタル用ＩＦ信号の整数分の１の周
波数を基準発振器２３により発生する。再生搬送波発振
器１３の出力かアナログ用ＩＦ信号かをスイッチ２０で
選択する。ＡＦＣ回路１１１を用いスイッチ２０の出力
と基準発振器２３の出力の波数比較により、入力ＩＦ信
号と正規のＩＦ信号との周波数差を検出する。ＰＬＬ回
路１１２を用いスイッチ２０の出力と基準発振器２３の
出力との位相比較により再生搬送波発振器１３と任意基
準信号との位相差を検出する。ＡＦＣ回路１１１の出力
を選局ズレのデータとして選局部１２へ供給し、ＰＬＬ
回路１１２の出力を再生搬送波発振器１３へ帰還する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、多値ＰＳＫ(Phase S
hift Keying)変調のようなディジタル変調方式およびＦ
Ｍ変調のようなアナログ変調方式の両送信方式が受信可
能なＴＶ受像機に関する。
hift Keying)変調のようなディジタル変調方式およびＦ
Ｍ変調のようなアナログ変調方式の両送信方式が受信可
能なＴＶ受像機に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来一般に知られている、ディジタル変
調およびアナログ変調に各々対応したＴＶ受像機より、
両方式に対応するＴＶ受像機としては図５のようなシス
テムが考えられている。
調およびアナログ変調に各々対応したＴＶ受像機より、
両方式に対応するＴＶ受像機としては図５のようなシス
テムが考えられている。
【０００３】図５において、入力端子１に入力されたＴ
Ｖ信号は、選局部２にて所望のチャンネルを選局して、
ディジタルあるいはアナログの復調用ＩＦ（中間周波
数）信号を出力する。ディジタル信号が受信されたとき
には、検波器３ａ，３ｂおよび９０°移相器３ｃで構成
される検波回路３にて、再生搬送波発振器４の再生搬送
波信号によりディジタル用のＩＦ信号を検波する。検波
された出力は、それぞれ出力端子５ａ，５ｂを介して次
段のディジタル復調部へ出力する。
Ｖ信号は、選局部２にて所望のチャンネルを選局して、
ディジタルあるいはアナログの復調用ＩＦ（中間周波
数）信号を出力する。ディジタル信号が受信されたとき
には、検波器３ａ，３ｂおよび９０°移相器３ｃで構成
される検波回路３にて、再生搬送波発振器４の再生搬送
波信号によりディジタル用のＩＦ信号を検波する。検波
された出力は、それぞれ出力端子５ａ，５ｂを介して次
段のディジタル復調部へ出力する。
【０００４】アナログ信号が受信されたときは、アナロ
グ用ＩＦ信号はアナログ用検波回路６へ供給し、再生搬
送波発振器７の搬送波信号により検波し、出力端子８よ
り出力する。ここで検波出力は、入力されたアナログ用
ＩＦ信号の周波数と正規のＩＦ信号の周波数の周波数に
対応した直流電圧であり、直流アンプ９を介してローパ
スフィルタ１０へ供給することにより、選局部２の選局
ズレに対応した出力を得ることができる。これをＡＦＣ
出力として、選局部２へフィードバックし、選局精度を
上げている。
グ用ＩＦ信号はアナログ用検波回路６へ供給し、再生搬
送波発振器７の搬送波信号により検波し、出力端子８よ
り出力する。ここで検波出力は、入力されたアナログ用
ＩＦ信号の周波数と正規のＩＦ信号の周波数の周波数に
対応した直流電圧であり、直流アンプ９を介してローパ
スフィルタ１０へ供給することにより、選局部２の選局
ズレに対応した出力を得ることができる。これをＡＦＣ
出力として、選局部２へフィードバックし、選局精度を
上げている。
【０００５】このようなシステムでは、ディジタルおよ
びアナログ部のそれぞれに以下のような問題があり、特
にＩＣ化に際して致命的である。まず、ディジタル部に
使用している再生搬送波発振器４は、変調方式として多
値ＰＳＫのような位相変調方式が用いられている場合、
極めて精度の良い位相特性が求められる。再生搬送波信
号のような高周波信号出力、且つ良好な位相特性の発振
器の設計は非常に困難であり、ＩＣ化の実現が難しい。
ディスクリート部品で構成する際は高価格化招くばかり
か、システムが大型化するなどの問題がある。
びアナログ部のそれぞれに以下のような問題があり、特
にＩＣ化に際して致命的である。まず、ディジタル部に
使用している再生搬送波発振器４は、変調方式として多
値ＰＳＫのような位相変調方式が用いられている場合、
極めて精度の良い位相特性が求められる。再生搬送波信
号のような高周波信号出力、且つ良好な位相特性の発振
器の設計は非常に困難であり、ＩＣ化の実現が難しい。
ディスクリート部品で構成する際は高価格化招くばかり
か、システムが大型化するなどの問題がある。
【０００６】また、アナログ部の選局ズレのデータを得
るＡＦＣは、再生搬送波発振器７の発振周波数の精度が
求められ、素子の製造ばらつきに対する外部調整を要す
る点、発振器の周波数ドリフトによる歩留まりの低下な
ど、ＩＣ化にネックとなる点が多い。
るＡＦＣは、再生搬送波発振器７の発振周波数の精度が
求められ、素子の製造ばらつきに対する外部調整を要す
る点、発振器の周波数ドリフトによる歩留まりの低下な
ど、ＩＣ化にネックとなる点が多い。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記した従来のＴＶ受
像機では、ディジタル変調方式として位相変調方式を用
いた場合、再生搬送波発振器に高周波信号出力で精度の
よい位相特性のよいもの求められ、ＩＣ化するには困難
であった。また、アナログ部の選局ズレのデータを得る
ＡＦＣは再生搬送波発振器の発振周波数精度が求めら
れ、素子製造のばらつきに対する外部調整を必要として
いた。
像機では、ディジタル変調方式として位相変調方式を用
いた場合、再生搬送波発振器に高周波信号出力で精度の
よい位相特性のよいもの求められ、ＩＣ化するには困難
であった。また、アナログ部の選局ズレのデータを得る
ＡＦＣは再生搬送波発振器の発振周波数精度が求めら
れ、素子製造のばらつきに対する外部調整を必要として
いた。
【０００８】この発明は、良好な位相特性のディジタル
用再生搬送波を得、且つ外部調整不要で精度の良いＡＦ
Ｃシステムを備え、さらにＩＣ化に好適な、ディジタル
・アナログ両方式対応のＴＶ受像機を提供することを目
的とする。
用再生搬送波を得、且つ外部調整不要で精度の良いＡＦ
Ｃシステムを備え、さらにＩＣ化に好適な、ディジタル
・アナログ両方式対応のＴＶ受像機を提供することを目
的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】この発明は、ディジタル
およびアナログ両送信方式を受信するＴＶ受像機におい
て、所望のチャンネルの復調用ディジタルおよびアナロ
グの各ＩＦ信号を発生する選局手段と、前記ディジタル
用ＩＦ信号の検波用再生搬送波信号を発生する周波数可
変な第１の発振器と、前記第１の発振器の出力により、
前記ディジタル用ＩＦ信号を検波する第１の検波手段
と、前記アナログ用ＩＦ信号の検波用再生搬送波信号を
発生する周波数可変な第２の発振器と、前記第２の発振
器の出力により、前記アナログ用ＩＦ信号を検波する第
２の検波手段と、前記ディジタル用ＩＦ信号の整数分の
１の周波数の信号を発生する基準信号発生手段と、前記
第１の発振器の出力か前記アナログ用ＩＦ信号かを選択
して出力する（前記第１の発振器の出力か前記第２の発
振器の出力かを選択して出力する）スイッチ手段と、ス
イッチ手段と、前記スイッチ手段の出力と前記基準信号
発生手段の出力との波数比較により入力ＩＦ信号と正規
のＩＦ信号との周波数差を検出するＡＦＣ回路と、前記
スイッチ手段の出力と前記基準信号発生手段の出力との
位相比較により前記第１の発振器と任意基準信号との位
相差を検出するＰＬＬ回路と、前記ＡＦＣ回路出力を選
局ズレのデータとして前記選局手段へ供給し、前記ＰＬ
Ｌ回路出力を前記第１の発振器へ帰還する帰還手段とか
らなることを特徴とするＴＶ受像機。
およびアナログ両送信方式を受信するＴＶ受像機におい
て、所望のチャンネルの復調用ディジタルおよびアナロ
グの各ＩＦ信号を発生する選局手段と、前記ディジタル
用ＩＦ信号の検波用再生搬送波信号を発生する周波数可
変な第１の発振器と、前記第１の発振器の出力により、
前記ディジタル用ＩＦ信号を検波する第１の検波手段
と、前記アナログ用ＩＦ信号の検波用再生搬送波信号を
発生する周波数可変な第２の発振器と、前記第２の発振
器の出力により、前記アナログ用ＩＦ信号を検波する第
２の検波手段と、前記ディジタル用ＩＦ信号の整数分の
１の周波数の信号を発生する基準信号発生手段と、前記
第１の発振器の出力か前記アナログ用ＩＦ信号かを選択
して出力する（前記第１の発振器の出力か前記第２の発
振器の出力かを選択して出力する）スイッチ手段と、ス
イッチ手段と、前記スイッチ手段の出力と前記基準信号
発生手段の出力との波数比較により入力ＩＦ信号と正規
のＩＦ信号との周波数差を検出するＡＦＣ回路と、前記
スイッチ手段の出力と前記基準信号発生手段の出力との
位相比較により前記第１の発振器と任意基準信号との位
相差を検出するＰＬＬ回路と、前記ＡＦＣ回路出力を選
局ズレのデータとして前記選局手段へ供給し、前記ＰＬ
Ｌ回路出力を前記第１の発振器へ帰還する帰還手段とか
らなることを特徴とするＴＶ受像機。
【００１０】
【作用】上記手段により、ＡＦＣ回路のカウンタとＰＬ
Ｌ回路のカウンタを兼用することで、ＰＬＬ回路による
ディジタル用再生搬送波発振器の位相特性の向上と、ロ
ジックを用いたことによるＡＦＣ精度の向上が、システ
ムの大規模な増大を招くことなく実現できる。
Ｌ回路のカウンタを兼用することで、ＰＬＬ回路による
ディジタル用再生搬送波発振器の位相特性の向上と、ロ
ジックを用いたことによるＡＦＣ精度の向上が、システ
ムの大規模な増大を招くことなく実現できる。
【００１１】
【実施例】以下、この発明の実施例を図面を参照して詳
細に説明する。図１はこの発明の一実施例を説明するた
のシステム図である。入力端子１１にはＴＶの送信信号
が供給され、選局部１２にて所望のチャンネルを選局し
て、ディジタルあるいはアナログ各復調用のＩＦ信号を
出力する。ディジタル復調用のＩＦ信号は、再生搬送波
発振器１３出力とともに検波回路１４へ供給して検波出
力を出力端子１５に得、アナログ復調用ＩＦ信号も再生
搬送波発振器１６および検波回路１７により検波出力を
出力端子１８に得る。
細に説明する。図１はこの発明の一実施例を説明するた
のシステム図である。入力端子１１にはＴＶの送信信号
が供給され、選局部１２にて所望のチャンネルを選局し
て、ディジタルあるいはアナログ各復調用のＩＦ信号を
出力する。ディジタル復調用のＩＦ信号は、再生搬送波
発振器１３出力とともに検波回路１４へ供給して検波出
力を出力端子１５に得、アナログ復調用ＩＦ信号も再生
搬送波発振器１６および検波回路１７により検波出力を
出力端子１８に得る。
【００１２】ここで、ディジタル送信受信時には再生搬
送波発振器１３出力を、アナログ送信受信時にはアナロ
グ復調用ＩＦ信号を、それぞれカウンタ１９へ選択出力
するようなスイッチ２０を設ける。ただし、スイッチ２
０は、選択動作が自動あるいは手動のいずれの手段であ
ってもよく、カウンタ１９にて、このスイッチ２０の出
力をカウントし、この結果得られる任意分周出力を波数
比較部２１および位相比較部２２へ供給する。
送波発振器１３出力を、アナログ送信受信時にはアナロ
グ復調用ＩＦ信号を、それぞれカウンタ１９へ選択出力
するようなスイッチ２０を設ける。ただし、スイッチ２
０は、選択動作が自動あるいは手動のいずれの手段であ
ってもよく、カウンタ１９にて、このスイッチ２０の出
力をカウントし、この結果得られる任意分周出力を波数
比較部２１および位相比較部２２へ供給する。
【００１３】波数比較部２１は、復調用ＩＦ信号の正規
の周波数の整数分の１の周波数を発生する基準発振器２
３の発振出力を基準周波数として用いて、カウンタ１９
の出力との周波数比較を行い、正規のＩＦ信号周波数を
入力した場合に比した、ＡＦＣ出力を得る。ここで、正
規のＩＦ信号周波数とは、選局部にて選局誤差が無い場
合におけるＩＦ信号の周波数である。
の周波数の整数分の１の周波数を発生する基準発振器２
３の発振出力を基準周波数として用いて、カウンタ１９
の出力との周波数比較を行い、正規のＩＦ信号周波数を
入力した場合に比した、ＡＦＣ出力を得る。ここで、正
規のＩＦ信号周波数とは、選局部にて選局誤差が無い場
合におけるＩＦ信号の周波数である。
【００１４】カウンタ１９と波数比較部２１はＡＦＣ回
路１１１を構成し、カウンタ１９と位相比較部２２はＰ
ＬＬ回路１１２を構成する。すなわち、カウンタ１９は
ＡＦＣ回路１１１用とＰＬＬ回路１１２用とを兼用す
る。
路１１１を構成し、カウンタ１９と位相比較部２２はＰ
ＬＬ回路１１２を構成する。すなわち、カウンタ１９は
ＡＦＣ回路１１１用とＰＬＬ回路１１２用とを兼用す
る。
【００１５】例えば、選局部１２における正規のＩＦ信
号周波数が４００ＭＨｚ、波数比較に用いる基準周波数
が正規のＩＦ信号周波数の１／１２８の３．１２５ＭＨ
ｚ、カウンタ１９の分周比を１／１２８とした場合を考
える。いま、選局部１２の選局誤差によりＩＦ信号出力
が４０３．２ＭＨｚとなってしまったとすれば、波数比
較部２１では、４０３．２ＭＨｚの１／１２８の周波数
３．１５ＭＨｚと、基準周波数３．１２５ＭＨｚを周波
数比較する。これより周波数差０．０２５ＭＨｚに相当
する周波数比較結果を得、ひいては１２８倍の周波数で
ある３．２ＭＨｚの選局誤差に相当するＡＦＣ出力を得
ることができる。
号周波数が４００ＭＨｚ、波数比較に用いる基準周波数
が正規のＩＦ信号周波数の１／１２８の３．１２５ＭＨ
ｚ、カウンタ１９の分周比を１／１２８とした場合を考
える。いま、選局部１２の選局誤差によりＩＦ信号出力
が４０３．２ＭＨｚとなってしまったとすれば、波数比
較部２１では、４０３．２ＭＨｚの１／１２８の周波数
３．１５ＭＨｚと、基準周波数３．１２５ＭＨｚを周波
数比較する。これより周波数差０．０２５ＭＨｚに相当
する周波数比較結果を得、ひいては１２８倍の周波数で
ある３．２ＭＨｚの選局誤差に相当するＡＦＣ出力を得
ることができる。
【００１６】このＡＦＣ出力を、選局部１２へ供給する
ことにより、選局誤差の補正を行い、正規のＩＦ信号周
波数と等しい周波数のＩＦ信号を選局部１２にて得るこ
とができる。
ことにより、選局誤差の補正を行い、正規のＩＦ信号周
波数と等しい周波数のＩＦ信号を選局部１２にて得るこ
とができる。
【００１７】一方、位相比較部２２では、カウンタ１９
の任意分周出力と基準発振器２３の出力にて位相比較を
行い、比較結果を再生搬送波発振器１３へ帰還すること
でＰＬＬを構成する。例えば、再生搬送波発振器１３が
４００ＭＨｚの発振周波数であったとする。この程度の
周波数帯になると、ＬＣあるいはバリキャップによる発
振器を採用せざるを得なくなり、ＰＬＬの採用なしには
周波数・位相の安定度はかなり劣化する。そこで前述の
ＡＦＣに用いたカウンタ13にて再生搬送波発振器１３の
分周出力、例えば分周比１／１２８により、３．１５Ｍ
Ｈｚの位相比較用信号を得、さらにＡＦＣにも用いた基
準発振器２３の出力３．１５ＭＨｚとにより、位相比較
し、ＰＬＬをかける。ここで基準発振器２３を周波数・
位相安定性に優れたクリスタル発振器などをもとに構成
すれば再生搬送波発振器１３にて周波数・位相安定性に
すぐれた再生搬送波信号を得ることができる。
の任意分周出力と基準発振器２３の出力にて位相比較を
行い、比較結果を再生搬送波発振器１３へ帰還すること
でＰＬＬを構成する。例えば、再生搬送波発振器１３が
４００ＭＨｚの発振周波数であったとする。この程度の
周波数帯になると、ＬＣあるいはバリキャップによる発
振器を採用せざるを得なくなり、ＰＬＬの採用なしには
周波数・位相の安定度はかなり劣化する。そこで前述の
ＡＦＣに用いたカウンタ13にて再生搬送波発振器１３の
分周出力、例えば分周比１／１２８により、３．１５Ｍ
Ｈｚの位相比較用信号を得、さらにＡＦＣにも用いた基
準発振器２３の出力３．１５ＭＨｚとにより、位相比較
し、ＰＬＬをかける。ここで基準発振器２３を周波数・
位相安定性に優れたクリスタル発振器などをもとに構成
すれば再生搬送波発振器１３にて周波数・位相安定性に
すぐれた再生搬送波信号を得ることができる。
【００１８】この実施例では、ディジタル送信受信時に
は、位相特性に優れた検波用再生搬送波信号を得ること
により、復調時の変換効率を向上できる。アナログ送信
受信時には、ＡＦＣ部のディジタル化ができることか
ら、無調整化と選局精度の向上を図ることができる。
は、位相特性に優れた検波用再生搬送波信号を得ること
により、復調時の変換効率を向上できる。アナログ送信
受信時には、ＡＦＣ部のディジタル化ができることか
ら、無調整化と選局精度の向上を図ることができる。
【００１９】図２は、図１で説明した実施例の変形例を
説明するためのシステム図である。この実施例は、図１
のスイッチ２０にアナログ復調用のＩＦ信号に変えて、
アナログ用の再生搬送波信号を入力した部分の構成が異
なるが、ＡＦＣ出力などの各出力は、図１の例と同様の
結果を得ることができる。選局部１２の出力周波数と再
生搬送波発振器１６の発振周波数は同じであるため、こ
こでの動作説明については省略する。
説明するためのシステム図である。この実施例は、図１
のスイッチ２０にアナログ復調用のＩＦ信号に変えて、
アナログ用の再生搬送波信号を入力した部分の構成が異
なるが、ＡＦＣ出力などの各出力は、図１の例と同様の
結果を得ることができる。選局部１２の出力周波数と再
生搬送波発振器１６の発振周波数は同じであるため、こ
こでの動作説明については省略する。
【００２０】この実施例では、図１の実施例と同様の効
果が得られるが、低Ｃ／Ｎ（Carrier Noise ）や弱電界
下のアナログ復調用のＩＦ信号においても、良好なＡＦ
Ｃ出力が得られるメリットがある。これは、再生搬送波
発振器１６の発振信号を利用しているために、伝搬上で
のノイズの影響を受けないことによる。
果が得られるが、低Ｃ／Ｎ（Carrier Noise ）や弱電界
下のアナログ復調用のＩＦ信号においても、良好なＡＦ
Ｃ出力が得られるメリットがある。これは、再生搬送波
発振器１６の発振信号を利用しているために、伝搬上で
のノイズの影響を受けないことによる。
【００２１】図３はこの発明の他の実施例を説明するた
めのシステム図である。入力端子１１に供給されたＴＶ
送信信号は、図１の実施例と同様、選局部１２を介して
ディジタル用ＩＦ信号は検波回路１４へ、アナログ用Ｉ
Ｆ信号は検波回路１７およびスイッチ２０へ供給する。
スイッチ２０の他方にはディジタル用再生搬送波発振器
１３の出力を与え、アナログ方式受信時には２０ａ側、
ディジタル方式受信時には２０ｄ側を選択して出力す
る。選択出力は、スイッチ２４へ供給し、タイミング回
路２５にて生成されるＯＮ／ＯＦＦパルスのタイミング
で、オンとオフを行なう。
めのシステム図である。入力端子１１に供給されたＴＶ
送信信号は、図１の実施例と同様、選局部１２を介して
ディジタル用ＩＦ信号は検波回路１４へ、アナログ用Ｉ
Ｆ信号は検波回路１７およびスイッチ２０へ供給する。
スイッチ２０の他方にはディジタル用再生搬送波発振器
１３の出力を与え、アナログ方式受信時には２０ａ側、
ディジタル方式受信時には２０ｄ側を選択して出力す
る。選択出力は、スイッチ２４へ供給し、タイミング回
路２５にて生成されるＯＮ／ＯＦＦパルスのタイミング
で、オンとオフを行なう。
【００２２】ここで、タイミング回路２５はスイッチ２
４を、アナログ送信且つキードＡＦＣが付加されている
送信方式を受信のときは制御端子２６より入力されるキ
ードＡＦＣ期間にオン、また、アナログ送信且つキード
ＡＦＣが付加されていない送信方式を受信のときはディ
ジタル用ＩＦ信号の整数分の１の周波数を発生する基準
発振器２３の発振出力からキードＡＦＣパルスに等価な
任意期間にオン、さらにディジタル送信を受信のときは
常にスイッチ２４がオン状態となるようなパルスを生成
する。
４を、アナログ送信且つキードＡＦＣが付加されている
送信方式を受信のときは制御端子２６より入力されるキ
ードＡＦＣ期間にオン、また、アナログ送信且つキード
ＡＦＣが付加されていない送信方式を受信のときはディ
ジタル用ＩＦ信号の整数分の１の周波数を発生する基準
発振器２３の発振出力からキードＡＦＣパルスに等価な
任意期間にオン、さらにディジタル送信を受信のときは
常にスイッチ２４がオン状態となるようなパルスを生成
する。
【００２３】これより、アナログ送信受信時、前記スイ
ッチ２４の出力を入力とするカウンタ１９は、キードＡ
ＦＣ期間あるいはその等価な期間のみカウントし、その
後はそのデータを保持する。このカウントデータは、カ
ウント期間が終了した任意時間後に波数比較部２１へ供
給（Ｒｅａｄ信号）し、さらに任意時間後カウンタ１９
を初期化（Ｌｏａｄ信号）して、次のカウント入力を待
つ。なお、Ｒｅａｄ信号およびＬｏａｄ信号は、基準発
振器２３出力よりタイミング回路２５にて生成する。
ッチ２４の出力を入力とするカウンタ１９は、キードＡ
ＦＣ期間あるいはその等価な期間のみカウントし、その
後はそのデータを保持する。このカウントデータは、カ
ウント期間が終了した任意時間後に波数比較部２１へ供
給（Ｒｅａｄ信号）し、さらに任意時間後カウンタ１９
を初期化（Ｌｏａｄ信号）して、次のカウント入力を待
つ。なお、Ｒｅａｄ信号およびＬｏａｄ信号は、基準発
振器２３出力よりタイミング回路２５にて生成する。
【００２４】波数比較部２１は、正規のアナログ用ＩＦ
信号周波数入力時に得られるであろう、基準カウントデ
ータと、実際に上記カウント期間に得られたカウントデ
ータを比較し、この差異からＡＦＣ出力を生成して選局
部１２へ出力する。
信号周波数入力時に得られるであろう、基準カウントデ
ータと、実際に上記カウント期間に得られたカウントデ
ータを比較し、この差異からＡＦＣ出力を生成して選局
部１２へ出力する。
【００２５】例えば、選局部１２において正規のＩＦ信
号周波数４００ＭＨｚ、選局誤差により４０３．１２５
ＭＨｚのＩＦ信号が得られたとする。もし、キードＡＦ
Ｃパルスが１０．２４μｓｅｃと規程された方式であれ
ば、カウント１９は１０．２４μｓｅｃの期間中のＩＦ
信号をカウントし、この結果４０３．１２５ＭＨｚのＩ
Ｆ信号に対するカウント値＝４１２８が得られる。この
値を、次のキードＡＦＣ期間の到来以前のタイミングで
波数比較部２１へ読み込み、正規のＩＦ信号周波数が仮
にカウントされる場合のカウント値＝４０９６と比較す
れば、＋３２カウント分の選局誤差があることが定量的
に得られる。
号周波数４００ＭＨｚ、選局誤差により４０３．１２５
ＭＨｚのＩＦ信号が得られたとする。もし、キードＡＦ
Ｃパルスが１０．２４μｓｅｃと規程された方式であれ
ば、カウント１９は１０．２４μｓｅｃの期間中のＩＦ
信号をカウントし、この結果４０３．１２５ＭＨｚのＩ
Ｆ信号に対するカウント値＝４１２８が得られる。この
値を、次のキードＡＦＣ期間の到来以前のタイミングで
波数比較部２１へ読み込み、正規のＩＦ信号周波数が仮
にカウントされる場合のカウント値＝４０９６と比較す
れば、＋３２カウント分の選局誤差があることが定量的
に得られる。
【００２６】もしキードＡＦＣパルスが付加されないよ
うな送信方式であれば、基準発振器２３の出力よりデコ
ードすることにより、キードＡＦＣパルスと等価なパル
スを得ることができ、キードＡＦＣが付加された場合と
全く同様に、選局誤差が定量的に得られる。基準発振器
12の発振周波数をＩＦ周波数４００ＭＨｚの１／１２８
＝３．１２５ＭＨｚとすれば、３２クロック分が、１
０．２４μｓｅｃに相当する。
うな送信方式であれば、基準発振器２３の出力よりデコ
ードすることにより、キードＡＦＣパルスと等価なパル
スを得ることができ、キードＡＦＣが付加された場合と
全く同様に、選局誤差が定量的に得られる。基準発振器
12の発振周波数をＩＦ周波数４００ＭＨｚの１／１２８
＝３．１２５ＭＨｚとすれば、３２クロック分が、１
０．２４μｓｅｃに相当する。
【００２７】以上のように得られた選局の誤差結果を、
ＡＦＣ出力として選局部１２へ供給することにより、選
局誤差を補正できる。
ＡＦＣ出力として選局部１２へ供給することにより、選
局誤差を補正できる。
【００２８】一方、ディジタル送信受信時には、カウン
タ１９は常にスイッチ２４の出力をカウントし続けるの
で、カウント出力は入力の分周出力である。この分周出
力と基準発振器２３出力を位相比較部２２へ供給して、
ＰＬＬ出力を得、ディジタル用の再生搬送波発振器１３
へ帰還する。例えばＩＦ周波数４００ＭＨｚを、カウン
タ１９にて１／１２８分周した３．１２５ＭＨｚの位相
比較信号と、前述のＡＦＣで用いた基準発振器２３の出
力３．１２５ＭＨｚで位相比較することにより、ＰＬＬ
用位相比較結果を得ることができる。これとディジタル
用再生搬送波発振器１３によりＰＬＬを構成すれば、図
１の説明と同様の原理で、周波数・位相安定性に優れた
ディジタル用再生搬送波を得ることができる。
タ１９は常にスイッチ２４の出力をカウントし続けるの
で、カウント出力は入力の分周出力である。この分周出
力と基準発振器２３出力を位相比較部２２へ供給して、
ＰＬＬ出力を得、ディジタル用の再生搬送波発振器１３
へ帰還する。例えばＩＦ周波数４００ＭＨｚを、カウン
タ１９にて１／１２８分周した３．１２５ＭＨｚの位相
比較信号と、前述のＡＦＣで用いた基準発振器２３の出
力３．１２５ＭＨｚで位相比較することにより、ＰＬＬ
用位相比較結果を得ることができる。これとディジタル
用再生搬送波発振器１３によりＰＬＬを構成すれば、図
１の説明と同様の原理で、周波数・位相安定性に優れた
ディジタル用再生搬送波を得ることができる。
【００２９】最後に、ディジタル，アナログ用各再生搬
送波発振器１３，１６出力およびＩＦ信号を各検波回路
１４，１７へそれぞれ供給し、ディジタル用およびアナ
ログ用の検波出力を得る。
送波発振器１３，１６出力およびＩＦ信号を各検波回路
１４，１７へそれぞれ供給し、ディジタル用およびアナ
ログ用の検波出力を得る。
【００３０】この実施例では、先に説明した実施例の効
果に加え、キードＡＦＣ信号が付加されている送信方式
において、精度の良いＡＦＣ出力を得ることができ、選
局精度が向上する。
果に加え、キードＡＦＣ信号が付加されている送信方式
において、精度の良いＡＦＣ出力を得ることができ、選
局精度が向上する。
【００３１】図４は、図３の実施例の変形例を説明する
ためのシステム図である。この実施例は、図３のスイッ
チ２０にアナログ用のＩＦ信号に変えて、アナログ用再
生搬送波信号を入力したものである。ＡＦＣ出力などの
各出力は図３の例と同等の結果が得られる。その他の構
成は全く同一であることからここでの説明は省略する。
ためのシステム図である。この実施例は、図３のスイッ
チ２０にアナログ用のＩＦ信号に変えて、アナログ用再
生搬送波信号を入力したものである。ＡＦＣ出力などの
各出力は図３の例と同等の結果が得られる。その他の構
成は全く同一であることからここでの説明は省略する。
【００３２】この構成においては、図２の実施例と同
様、低Ｃ／Ｎ及び弱電界下にてアナログ用のＩＦ信号が
受信されたときにおいても、図３の実施例に比して、良
好なＡＦＣ出力を得ることができる。
様、低Ｃ／Ｎ及び弱電界下にてアナログ用のＩＦ信号が
受信されたときにおいても、図３の実施例に比して、良
好なＡＦＣ出力を得ることができる。
【００３３】このように、１つのカウンタ１９をＡＦＣ
回路１１１およびＰＬＬ回路１１２の双方において活用
することで、ＰＬＬによるディジタル用再生搬送波発振
器の位相特性の向上と、ロジックを用いたことによるＡ
ＦＣ精度の向上が、システムの大規模な増大を招くこと
なく実現できる。
回路１１１およびＰＬＬ回路１１２の双方において活用
することで、ＰＬＬによるディジタル用再生搬送波発振
器の位相特性の向上と、ロジックを用いたことによるＡ
ＦＣ精度の向上が、システムの大規模な増大を招くこと
なく実現できる。
【００３４】
【発明の効果】以上記載したように、この発明のＴＶ受
像機によれば、ディジタル用再生搬送波発振器の位相特
性の向上や、選局精度の向上といった基本特性を改善で
きるとともに、調整点数の削減、さらには集積回路化に
極めて好適であるなど優れたディジタル・アナログ両方
式対応のＴＶ受信システムが実現できる。
像機によれば、ディジタル用再生搬送波発振器の位相特
性の向上や、選局精度の向上といった基本特性を改善で
きるとともに、調整点数の削減、さらには集積回路化に
極めて好適であるなど優れたディジタル・アナログ両方
式対応のＴＶ受信システムが実現できる。
【図１】この発明の一実施例を説明するためのシステム
図。
図。
【図２】図１の変形例を説明するためのシステム図。
【図３】この発明の他の実施例を説明するためのシステ
ム図。
ム図。
【図４】図３の変形例を説明するためのシステム図。
【図５】従来のディジタル・アナログ両方式対応のＴＶ
受像機のシステム図。
受像機のシステム図。
１１…入力端子、１２…選局部、１３，１６…再生搬送
波発振器、１４，１７…検波回路、１５，１８…出力端
子、１９…カウンタ、２０，２４…スイッチ、２１…波
数比較部、２２…位相比較部、２３…基準発振器、２５
…タイミング回路、２６…制御端子、１１１…ＡＦＣ回
路、１１２…ＰＬＬ回路。
波発振器、１４，１７…検波回路、１５，１８…出力端
子、１９…カウンタ、２０，２４…スイッチ、２１…波
数比較部、２２…位相比較部、２３…基準発振器、２５
…タイミング回路、２６…制御端子、１１１…ＡＦＣ回
路、１１２…ＰＬＬ回路。
Claims (6)
- 【請求項１】 所望のチャンネルの復調用ディジタルお
よびアナログの各ＩＦ信号を発生する選局手段と、 前記ディジタル用ＩＦ信号の検波用再生搬送波信号を発
生する周波数可変な第１の発振器と、 前記第１の発振器の出力により、前記ディジタル用ＩＦ
信号を検波する第１の検波手段と、 前記アナログ用ＩＦ信号の検波用再生搬送波信号を発生
する周波数可変な第２の発振器と、 前記第２の発振器の出力により、前記アナログ用ＩＦ信
号を検波する第２の検波手段と、 前記ディジタル用ＩＦ信号の整数分の１の周波数の信号
を発生する基準信号発生手段と、 前記第１の発振器の出力か前記アナログ用ＩＦ信号かを
選択して出力するスイッチ手段と、 前記スイッチ手段の出力と前記基準信号発生手段の出力
との波数比較により入力ＩＦ信号と正規のＩＦ信号との
周波数差を検出するＡＦＣ回路と、 前記スイッチ手段の出力と前記基準信号発生手段の出力
との位相比較により前記第１の発振器と任意基準信号と
の位相差を検出するＰＬＬ回路と、 前記ＡＦＣ回路出力を選局ズレのデータとして前記選局
手段へ供給し、前記ＰＬＬ回路出力を前記第１の発振器
へ帰還する帰還手段とからなることを特徴とするＴＶ受
像機。 - 【請求項２】 所望のチャンネルの復調用ディジタルお
よびアナログの各ＩＦ信号を発生する選局手段と、 前記ディジタル用ＩＦ信号の検波用再生搬送波信号を発
生する周波数可変な第１の発振器と、 前記第１の発振器の出力により、前記ディジタル用ＩＦ
信号を検波する第１の検波手段と、 前記アナログ用ＩＦ信号の検波用再生搬送波信号を発生
する周波数可変な第２の発振器と、 前記第２の発振器の出力により、前記アナログ用ＩＦ信
号を検波する第２の検波手段と、 前記ディジタル用ＩＦ信号の整数分の１の周波数の信号
を発生する基準信号発生手段と、 前記第１の発振器の出力か前記第２の発振器の出力かを
選択して出力するスイッチ手段と、 前記スイッチ手段の出力と前記基準信号発生手段の出力
との波数比較により入力ＩＦ信号と正規のＩＦ信号との
周波数差を検出するＡＦＣ回路と、 前記スイッチ手段の出力と前記基準信号発生手段の出力
との位相比較により前記第１の発振器と任意基準信号と
の位相差を検出するＰＬＬ回路と、 前記ＡＦＣ回路出力を選局ズレのデータとして前記選局
手段へ供給し、前記ＰＬＬ回路出力を前記第１の発振器
へ帰還する帰還手段とからなることを特徴とするＴＶ受
像機。 - 【請求項３】 前記ＡＦＣ回路は前記スイッチ手段の出
力を計数するカウンタと、前記カウンタより得る任意分
周出力と前記基準信号発生手段の出力との波数比較によ
り構成し、 前記ＰＬＬ回路は前記カウンタより得る任意分周出力と
前記基準信号発生手段の出力との位相比較により構成し
てなることを特徴とする請求項１または２記載のＴＶ受
像機。 - 【請求項４】 前記ＡＦＣ回路は、前記スイッチ手段の
出力を第１のタイミングパルスの期間のみ計数し，第２
のタイミングパルスで初期化するまで計数値を保持する
カウンタと、保持されている前記カウンタの計数値を第
３のタイミングパルスのタイミングで読み込み、この計
数値を任意の基準計数値と比較することで構成し、 前記ＰＬＬ回路は、前記同カウンタより得る任意分周出
力と前記基準信号発生手段の出力との位相比較により構
成してなることを特徴とする請求項１または２記載のＴ
Ｖ受像機。 - 【請求項５】 前記選択手段により、アナログ送信方式
を選択した場合外部供給あるいは前記基準周波数手段の
出力より所望の波数比較タイミング期間を得、ディジタ
ル送信方式を選択した場合前記カウンタが常に計数し続
けるように、前記第１および第２，第３の各タイミング
パルスを生成する手段を有することを特徴とする請求項
４記載のＴＶ受像機。 - 【請求項６】 前記第１および第２の発振器を同一の発
振器としてなることを特徴とする請求項１または２記載
のＴＶ受像機。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13725994A JP3311150B2 (ja) | 1994-06-20 | 1994-06-20 | Ｔｖ受像機 |
| US08/377,596 US5598221A (en) | 1994-01-24 | 1995-01-24 | Broadcasting system discriminating television receiver for differentiating between analog and digital telecast signals |
| KR1019950001155A KR100209461B1 (ko) | 1994-01-24 | 1995-01-24 | 방송방식 판별 텔레비전 수상기 |
| DE69513699T DE69513699T2 (de) | 1994-01-24 | 1995-01-24 | Fernsehempfänger mit einem Rundfunksystemdiskriminator |
| EP95300415A EP0664645B1 (en) | 1994-01-24 | 1995-01-24 | Broadcasting system discriminating television receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13725994A JP3311150B2 (ja) | 1994-06-20 | 1994-06-20 | Ｔｖ受像機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH089276A true JPH089276A (ja) | 1996-01-12 |
| JP3311150B2 JP3311150B2 (ja) | 2002-08-05 |
Family
ID=15194492
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13725994A Expired - Fee Related JP3311150B2 (ja) | 1994-01-24 | 1994-06-20 | Ｔｖ受像機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3311150B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006040862A1 (ja) * | 2004-10-14 | 2006-04-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | デジタル放送受信装置 |
-
1994
- 1994-06-20 JP JP13725994A patent/JP3311150B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006040862A1 (ja) * | 2004-10-14 | 2006-04-20 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | デジタル放送受信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3311150B2 (ja) | 2002-08-05 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4346477A (en) | Phase locked sampling radio receiver | |
| US5361407A (en) | Double superheterodyne receiver with independent frequency calibration of two local oscillators | |
| KR920002897B1 (ko) | 수신기용 회로 장치 | |
| US4061980A (en) | Radio receiver with plural converters and frequency control | |
| US4521744A (en) | Tuning apparatus of phase-locked loop type | |
| US4052673A (en) | Combined controlled oscillator and frequency multiplier | |
| JPS627728B2 (ja) | ||
| PL168665B1 (pl) | Urzadzenie do wytwarzania sygnalów zegarowych dla ukladów przetwarzania cyfrowegoodbiornika telewizyjnego PL PL PL | |
| KR960000523B1 (ko) | 수신기 | |
| JPH0715371A (ja) | スーパーへテロダイン方式の送受信方法と送受信機 | |
| EP0669721A2 (en) | Oscillator, synthesizer tuner circuit and AM synchronous detect circuit employing the oscillator | |
| JPH0340333A (ja) | チューナ選局装置 | |
| JPH0149051B2 (ja) | ||
| US4245351A (en) | AFT Arrangement for a phase locked loop tuning system | |
| JP3311150B2 (ja) | Ｔｖ受像機 | |
| KR100209460B1 (ko) | 다수의 텔레비전 신호방식에 대응하는 텔레비전 수상기용의 디지탈 발진회로 | |
| JP2003520546A (ja) | ラジオｆｍ受信機 | |
| WO1999007091A1 (fr) | Recepteur radio | |
| JPH10233816A (ja) | デジタル衛星受信機 | |
| US6628345B1 (en) | Automatic frequency tuning circuit | |
| JPH09199997A (ja) | Ａｆｃ回路 | |
| JP3191380B2 (ja) | マルチバンドラジオｉｃ | |
| KR0171048B1 (ko) | 위성 방송 수신기에서의 채널 선국 방법 및 그 장치 | |
| JPH06326740A (ja) | 移動無線機 | |
| JP3399135B2 (ja) | 高周波デジタル信号受信装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020507 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090524 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090524 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100524 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110524 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |