JPH0888970A

JPH0888970A - スイッチング電源

Info

Publication number: JPH0888970A
Application number: JP22150594A
Authority: JP
Inventors: Toshiyuki Oka; 俊幸岡
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1994-09-16
Filing date: 1994-09-16
Publication date: 1996-04-02
Anticipated expiration: 2019-05-24
Also published as: JP3529447B2

Abstract

(57)【要約】【目的】高効率化と小型化を達成するとともに、メイン
出力の負荷変動を小さくする。【構成】このスイッチング電源は、直流化された入力を
スイッチング動作するスイッチングトランジスタＱ１
と、スイッチング動作された入力を変圧するコンバータ
トランスＴと、コンバータトランスＴの出力を整流して
メイン出力を形成する整流手段Ｄ１，Ｃ１と、メイン出
力の電圧を検出する電圧検出手段２と、検出した電圧を
基にしたスイッチングトランジスタＱ１の帰還制御によ
りメイン出力の電圧を設定電圧に制御する電圧制御手段
４と、サブ出力制御信号が入力されると、メイン出力を
減圧してサブ出力を形成するチョッパ５と、サブ出力制
御信号の有無に応じて設定電圧を調整する設定電圧調整
手段１０とを備えている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、メイン出力とサブ出力
とを出力可能な、各種電気機器、特に大容量事務機等に
適したスイッチング電源に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、メイン出力とサブ出力とを出
力可能なスイッチング電源として、図７に示すものがあ
る。このスイッチング電源は次のようにしてメイン出力
を出力している。すなわち、ＡＣ入力をＡＣ／ＤＣ変換
部１で整流平滑したのち、このＤＣ入力をコンバータト
ランスＴの一次側に送る。そして、一次側に入力された
ＤＣ入力をスイッチングトランジスタＱ１でスイッチン
グ動作を行いつつコンバータトランスＴで変圧する。コ
ンバータトランスＴで変圧された出力はダイオードＤ１
とコンデンサＣ１とで整流平滑し、さらに電圧検出手段
２でその電圧を検出したのちメイン出力として出力す
る。出力されるメイン電極の電圧は電圧制御手段４によ
って制御されるようになっている。

【０００３】電圧検出手段２による電圧検出動作や電圧
制御手段４による電圧制御動作は次のようになされる。
すなわち、電圧検出手段２はメイン出力電圧（整流平滑
化されたコンバータトランスＴの出力電圧）を抵抗Ｒ
２，抵抗Ｒ３、およびボリウムＶＲ１で分圧したのち、
その分圧電圧Ｖ_CをシャントレギュレータＩＣ１の比較
部Ｒに入力する。シャントレギュレータＩＣ１は基準電
圧Ｖ_CC（２．５Ｖ）を備えており、比較部Ｒに入力され
た分圧電圧Ｖｃを基準電圧Ｖ_CCと比較し、分圧電圧Ｖ_C
が基準電圧Ｖ_CCより大きい場合はそのカソードＫ、アノ
ードＡ間のインピーダンスを低下させる。そのため、シ
ャントレギュレータＩＣ１に接続された発光ダイオード
ＰＣ１₁には前記したインピーダンスに応じた電流が流
れて、発光ダイオードＰＣ１₁が発光する。そして、こ
の発光を受けたフォトトランジスタＰＣ１₂はインピー
ダンスが低下して電流が流れる。この電流を検出した電
圧制御手段４は検出した電流に応じてスイッチングトラ
ンジスタＱ１のオン期間を狭くすることで、コンバータ
トランスＴの出力電圧を下げる制御を行う。

【０００４】一方、前記した分圧電圧Ｖ_Cがシャントレ
ギュレータＩＣ１の基準電圧Ｖ_CCより小さい場合は、シ
ャントレギュレータＩＣ１のインピーダンスが上昇して
発光ダイオードＰＣ１₁の発光量が低下する。そのた
め、フォトトランジスタＰＣ１_２に流れる電流も減少
し、この電流を受けた電圧制御手段４はスイッチングト
ランジスタＱ１のオン期間を広げてコンバータトランス
Ｔの出力電圧を上げる制御を行う。このような帰還制御
により、コンバータトランスＴの出力電圧を予め設定し
ておいた設定電圧に制御するようになっている。

【０００５】なお、前記した基準電圧Ｖ_ＣＣは、このス
イッチング電源において、予め規定された設定電圧に基
づいて設定されている。さらには、サブ出力制御信号が
入力されている間は、メイン出力に接続された負荷はそ
の動作を停止するように制御されている。

【０００６】また、サブ出力はチョッパ５を介して出力
するようになっており、さらには、その出力は図示しな
い出力ＯＮ−ＯＦＦ制御回路から入力されるサブ出力制
御信号によって制御されている。すなわち、メイン出力
の出力側はトランジスタＱ２を介してチョッパ５に接続
されており、さらには、このトランジスタＱ２のベース
は外部に設けられた出力ＯＮ−ＯＦＦ制御回路（図示省
略）に接続されている。出力ＯＮ−ＯＦＦ制御回路はト
ランジスタＱ２のベースをグランドに落とす（Ｌｏｗに
する）か、オープンにするかの切り換えを行うことによ
ってトランジスタＱ２にサブ出力制御信号を入力してい
る。そして、トランジスタＱ２にサブ出力制御信号が入
力される、すなわち、トランジスタＱ２のベースがＬｏ
ｗになると、トランジスタＱ２はオン動作して、チョッ
パ５のトランジスタＱ３のベースに電流を流す。そのた
め、トランジスタＱ３はオン動作して、チョッパ５のチ
ョッパ制御回路ＩＣ２にあるデッドタイムコントロール
端子(4)をＬｏｗ状態にする。すると、チョッパ制御回
路ＩＣ２はスイッチングトランジスタＱ４のベースにス
イッチング制御信号を送って、スイッチングトランジス
タＱ４のスイッチング動作を開始させる。したがって、
スイッチングトランジスタＱ４からサブ出力が出力され
る。出力されるサブ出力はコイルＬ１およびコンデンサ
Ｃ２によって整流平滑化されたのち外部に出力される。

【０００７】一方、サブ出力制御信号が未入力（トラン
ジスタＱ２のベースがオープン）であると、トランジス
タＱ２はオン動作せず、トランジスタＱ３も動作しな
い。そのため、チョッパ制御回路ＩＣ２のデッドタイム
コントローラ端子(4)は、チョッパ制御回路ＩＣ２の端
子(14)の基準電圧５Ｖが印加されてＨｉｇｈとなる。し
たがって、チョッパ制御回路ＩＣ２はスイッチングトラ
ンジスタＱ４にスイッチング制御信号を送らず、サブ出
力は出力されない。

【０００８】このように構成されたスイッチング電源の
メイン出力の電圧は２４Ｖ±２Ｖに設定されており、そ
の負荷は主に定格８Ａのモータ（図示省略）である。一
方、サブ出力は２０Ｖ±３Ｖであり、その負荷は一定で
１０Ａとなっている。そして、サブ出力が出力されると
きは、前述のモータが停止状態になり、そのときのメイ
ン出力の負荷は１Ａとなる。

【０００９】また、サブ出力の入出力間にはスイッチン
グトランジスタＱ４のＯＮ状態でのエミッタ−コレクタ
間電圧Ｖ_CE、コイルＬ２の電圧降下、および配線パター
ン，電線の電圧降下等の影響があり、これらの影響を受
けたうえで、定格１０Ａのサブ出力を取り出すために
は、サブ出力側の入出力間に約２．５Ｖの電圧差を必要
とする。したがって、サブ出力として最大２３Ｖを取り
出すためには、メイン出力側には２５．５Ｖ以上の電圧
が必要となる。

【００１０】しかしながら、このような高電圧を発生さ
せると、このスイッチング電源の発熱が大きくなり過ぎ
るうえ、メイン出力の負荷に流れる電流が増大するため
に負荷側においても効率の低下，発熱の増大等、種々の
不都合が生じてしまう。

【００１１】そこで、２３Ｖのサブ出力を出力可能とし
たうえで、このサブ出力がＯＦＦとなった場合にはメイ
ン出力の電圧を２４Ｖまで抑える構成が必要となる。そ
のため、従来のスイッチング電源では、コンバータトラ
ンスＴの整流平滑済み出力電圧を２５．５Ｖとしてお
き、これによって最大２３Ｖのサブ出力を取り出せるよ
うにしたうえで、メイン出力の出力側に電圧降下ダイオ
ードＤ２を直列に接続することで、このダイオードＤ２
の順電圧降化分（１Ｖ）だけメイン出力の電圧を下げ、
降圧させた出力（２４．５Ｖ）をメイン出力として出力
するようにしていた。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うに構成した従来のスイッチング電源にも、次のような
問題があった。すなわち、電圧降下ダイオードＤ２を設
ける分、順電圧ロスが生じていた。すなわち、サブ出力
ＯＦＦの場合では、メイン出力の負荷は８Ａとなる。し
たがって、この負荷８Ａに電圧降下ダイオードＤ２の順
電圧降下分１Ｖを掛けた８Ｗ分だけ、順電圧ロスが生じ
ていた。そのため、このような順電圧ロスが生じる分、
スイッチング電源の効率が低下するのは避けられなかっ
た。

【００１３】そのうえ、この順電圧ロスは電圧降下ダイ
オードＤ２の発熱として放散するが、このような放散熱
に対処してこのスイッチング電源の放熱構造（放熱板
等）を大型化する、もしくは新たに設置しなければなら
ず、このことがスイッチング電源を小型化するうえでの
障害となっていた。

【００１４】さらには、電圧降下ダイオードＤ２の順電
圧は、このダイオードＤ２に流れる電流によって変動す
るため、メイン出力の負荷変動が大きくなってしまうと
いう問題もあった。

【００１５】したがって、本発明においては、高効率化
と小型化を達成するとともに、メイン出力の負荷変動を
小さくすることのできるスイッチング電源の提供を目的
としている。

【００１６】

【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明においては、直流化された入力をスイ
ッチング動作するスイッチング手段と、スイッチング動
作された入力を変圧する変圧手段と、前記変圧手段の出
力を整流してメイン出力を形成する整流手段と、前記メ
イン出力の電圧を検出する電圧検出手段と、検出した電
圧を基にした前記スイッチング手段の帰還制御により前
記メイン出力の電圧を設定電圧に制御する電圧制御手段
と、外部からサブ出力制御信号が入力されると、前記メ
イン出力を減圧してサブ出力を形成するサブ出力形成手
段とを備えたスイッチング電源であって、前記サブ出力
制御信号の有無に応じて前記設定電圧を調整する設定電
圧調整手段を備えていることに特徴を有している。

【００１７】

【作用】上記構成によれば、設定電圧調整手段によりサ
ブ出力制御信号の有無に応じて設定電圧が変更されるの
で、サブ出力制御信号が入力される場合、すなわち、サ
ブ出力形成手段でサブ出力が形成される場合と、サブ出
力制御信号が未入力の場合、すなわち、サブ出力形成手
段がサブ出力を形成しない場合とでは、電圧制御手段に
よって制御されるメイン出力の出力電圧が異なることに
なる。

【００１８】さらには、前記設定電圧調整手段が前記サ
ブ出力制御信号の有無に応じて前記設定電圧を上昇させ
るものであり、さらには、前記設定電圧調整手段が前記
サブ出力制御信号の有無に応じて前記検出電圧を、見か
け上、下降させるものであれば、その作用は次のように
なる。

【００１９】すなわち、電圧検出手段が検出した検出電
圧が設定電圧調整手段によって、見かけ上、下降させら
れると、この検出電圧に基づいて行われる電圧制御手段
の電圧制御動作により、メイン出力の電圧は前記設定値
から前記所定値だけ上昇した高い値となる。

【００２０】そして、電圧検出手段を、メイン出力電圧
を分圧する分圧抵抗と、前記分圧抵抗によって分圧され
た分圧電圧を基準電圧と比較するとともにその比較結果
に応じた信号を出力する比較部とを備えて構成し、さら
には、前記設定電圧調整手段を、サブ出力制御信号が入
力されると前記分圧抵抗を短絡してその分圧電圧を下降
させる短絡部を備えて構成すれば、検出電圧を、見かけ
上、下降させる構成を具体化することができる。

【００２１】

【実施例】以下、本発明の一実施例を図面を参照して詳
細に説明する。図１は、本発明の一実施例のスイッチン
グ電源の回路図である。

【００２２】このスイッチング電源は、電圧２４Ｖのメ
イン出力と、電圧２０Ｖのサブ出力を取り出すスイッチ
ング電源であって、ＡＣ入力をＤＣ入力に変換するＡＣ
／ＤＣ変換部１と、このＤＣ入力をスイッチング動作す
るスイッチングトランジスタＱ１と、スイッチング動作
されたＤＣ入力を変圧するコンバータトランスＴと、コ
ンバータトランスＴの出力を整流平滑化してメイン出力
を形成するダイオードＤ１およびコンデンサＣ１と、メ
イン出力の電圧を検出する電圧検出手段２と、電圧検出
手段２が検出した電圧に基づいてスイッチングトランジ
スタＱ１のスイッチング期間を変動させてコンバータト
ランスＴの出力電圧を制御する電圧制御手段４と、電圧
検出手段２が検出した検出電圧を電圧制御手段４に伝達
する発光ダイオードＰＣ１₁およびフォトトランジスタ
ＰＣ１₂と、コンバータトランスＴの出力からサブ出力
を形成するチョッパ５と、サブ出力制御信号をチョッパ
５に伝達するトランジスタＱ２とを備えている。

【００２３】電圧検出手段２はメイン出力端子Ｍとクラ
ンド端子Ｇとの間に直列に接続された分圧抵抗Ｒ２，Ｒ
３、Ｒ４、およびボリウムＶＲ１を備えている。さら
に、電圧検出手段２は、これら抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、
ＶＲ１によって分圧された分圧電圧を基準電圧と比較す
るシャントレギュレータＩＣ１を備えている。シャント
レギュレータＩＣ１および発光ダイオードＰＣ１₁は、
前記した抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、ＶＲ１とは別に、メイ
ン出力端子Ｍとクランド端子Ｇとの間に互いに直列に接
続されている。そして、シャントレギュレータＩＣ１の
比較部Ｒが、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４、ＶＲ１の分圧電圧
取り出し端子Ｂに接続されている。

【００２４】チョッパ５は、トランジスタＱ２を介して
メイン出力端子Ｍに接続されており、さらには、トラン
ジスタＱ２のベースはサブ出力制御端子Ｃを介して外部
の出力ＯＮ−ＯＦＦ制御回路（図示省略）に接続されて
いる。出力ＯＮ−ＯＦＦ制御回路はトランジスタＱ２の
ベースをグランドに落とす（Ｌｏｗにする）か、オープ
ンにするかの切り換えを行うことによってトランジスタ
Ｑ２にサブ出力制御信号を入力している。

【００２５】また、チョッパ５は、コンバータトランス
Ｔの出力をスイッチング動作するスイッチングトランジ
スタＱ４と、スイッチングトランジスタＱ４を制御する
チョッパ制御回路ＩＣ２と、トランジスタＱ２から伝達
されたサブ出力制御信号を基にしてチョッパ制御回路Ｉ
Ｃ２をＯＮ・ＯＦＦ制御するトランジスタＱ３と、スイ
ッチングトランジスタＱ４の出力を整流平滑化してサブ
出力を形成してサブ出力端子Ｓから出力するコイルＬ１
およびコンデンサＣ２とを備えている。

【００２６】このスイッチング電源の特徴となる構成
は、以下の通りである。すなわち、このスイッチング電
源は、サブ出力制御信号の有無に応じて電圧検出手段２
の検出電圧を、見かけ上、下降させる設定電圧調整手段
１０を備えている。設定電圧調整手段１０は、トランジ
スタＱ２のベースとサブ出力制御端子Ｃとの間に接続さ
れた発光ダイオードＰＣ２₁と、電圧検出手段２のグラ
ンド側分圧抵抗Ｒ４を短絡する短絡路１１と、発光ダイ
オードＰＣ２₁の発光によって制御されて、短絡路１１
を開閉制御するフォトトランジスタＰＣ２₂を備えてい
る。

【００２７】次に、このスイッチング電源の動作を説明
する。

【００２８】このスイッチング電源は、メイン出力とサ
ブ出力とを出力している。メイン出力の出力動作は従来
例と同様であるため、その詳細な説明は省略する。

【００２９】電圧検出手段２による電圧検出も、基本的
には従来例と同じであるが、詳細に述べれば次のように
なされている。すなわち、電圧検出手段２は整流平滑化
されたコンバータトランスＴの出力電圧を抵抗Ｒ２，抵
抗Ｒ３、Ｒ４、およびボリウムＶＲ１で分圧する。した
がって、メイン出力の出力時においては、その分圧電圧
は次のようになる。すなわち、ボリウムＶＲ１の成分を
無視すると、分圧電圧は、分圧電圧Ｖ_C＝メイン出力電
圧×（Ｒ３＋Ｒ４／Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４）となる。この分
圧電圧Ｖ_CをシャントレギュレータＩＣ１の比較部Ｒに
入力する。

【００３０】シャントレギュレータＩＣ１は、図２にそ
の詳細を示すように、基準電圧Ｖ_CC（２．５Ｖ）を内蔵
しているとともに、オペアンプ１２と出力トランジスタ
Ｑ５とを備えており、比較部Ｒに入力された分圧電圧Ｖ
ｃをオペアンプ１２で基準電圧Ｖ_CCと比較し、分圧電圧
Ｖ_Cが基準電圧Ｖ_CCより大きい場合は出力トランジスタ
Ｑ５がＯＮ状態になって、カソードＫ、アノードＡ間の
インピーダンスが低下し、このインピーダンス低下に応
じた電流が流れるようになっている。このように、電圧
検出手段２はメイン出力の電圧昇降に応じてシャントレ
ギュレータＩＣ１に流れる電流を制御するようになって
いる。なお、前記した電圧Ｖ_Cは、このスイッチング電
源において、予め設定されている設定電圧に基づいて決
められている。

【００３１】シャントレギュレータＩＣ１に電流が流れ
ると、シャントレギュレータＩＣ１に接続された発光ダ
イオードＰＣ１₁にも電流が流れて、発光ダイオードＰ
Ｃ１₁は発光する。そして、この発光を受けたフォトト
ランジスタＰＣ１₂はインピーダンスが低下して電流が
流れる。この電流を検出した電圧制御手段４は検出した
電流に応じてスイッチングトランジスタＱ１のオン期間
を狭くすることで、コンバータトランスＴの出力電圧を
下げる制御を行う。

【００３２】一方、前記した分圧電圧Ｖ_Cがシャントレ
ギュレータＩＣ１の基準電圧Ｖ_CCより小さい場合は、シ
ャントレギュレータＩＣ１のインピーダンスが上昇して
発光ダイオードＰＣ１₁の発光量が減少するため、フォ
トトランジスタＰＣ１₂に流れる電流も減少する。その
ため、減少した電流を受けた電圧制御手段４はスイッチ
ングトランジスタＱ１のオン期間を広げてコンバータト
ランスＴの出力電圧を上げる制御を行う。このような帰
還制御を行うことで、メイン出力の電圧は予め設定され
た設定電圧に制御されるようになっている。

【００３３】サブ出力の出力やチョッパ制御回路ＩＣ２
によるスイッチングトランジスタＱ４のスイッチング制
御も基本的には従来例と同様であるが、詳細に述べれ
ば、次のようになされている。すなわち、メイン出力の
出力時には、外部に設けられた出力ＯＮ−ＯＦＦ制御回
路（図示省略）はサブ出力制御信号を出力しない、すな
わち、トランジスタＱ２のベースをオープンにしてい
る。そのため、トランジスタＱ２はＯＦＦ状態になり、
チョッパ５は動作せず、したがって、サブ出力は出力さ
れない。

【００３４】一方、出力ＯＮ−ＯＦＦ制御回路（図示省
略）がサブ出力制御信号を出力する、すなわち、トラン
ジスタＱ２のベースをグランドに落とす（Ｌｏｗにす
る）と、トランジスタＱ２はＯＮ状態になり、チョッパ
５のトランジスタＱ３のベースに電流が流れる。そのた
め、トランジスタＱ３はＯＮ動作して、チョッパ５のチ
ョッパ制御回路ＩＣ２にあるデッドタイムコントロール
端子(4)をＬｏｗ状態にする。すると、チョッパ制御回
路ＩＣ２はスイッチングトランジスタＱ４のベースにス
イッチング制御信号を送って、スイッチングトランジス
タＱ４のスイッチング動作を開始させる。したがって、
スイッチングトランジスタＱ４からサブ出力が出力され
る。サブ主力の電圧制御は、スイッチングトランジスタ
Ｑ４のスイッチングタイミングを制御することにより行
われ、その制御は上記したスイッチング制御信号によっ
てコントロールされる。

【００３５】さらには、出力されるサブ出力はコイルＬ
１およびコンデンサＣ２によって整流平滑化されたのち
サブ出力端子Ｓから外部に出力される。

【００３６】一方、サブ出力制御信号が未入力（トラン
ジスタＱ２のベースがオープン）であると、トランジス
タＱ２はＯＮ動作せず、トランジスタＱ３も動作しな
い。そのため、チョッパ制御回路ＩＣ２のデッドタイム
コントローラ端子(4)は、チョッパ制御回路ＩＣ２の端
子(14)の基準電圧Ｖ_REF（５Ｖ）が印加されてＨｉｇｈ
となる。したがって、チョッパ制御回路ＩＣ２はスイッ
チングトランジスタＱ４にスイッチング制御信号を送ら
ず、サブ出力は出力されない。

【００３７】チョッパ制御回路ＩＣ２は、図３に示すよ
うに構成されており、さらには、このチョッパ制御回路
ＩＣ２を構成する誤差増幅器２１は図４に示すように接
続されている。すなわち、誤差増幅器２１の＋側入力に
は、抵抗Ｒ１３と抵抗Ｒ１４とによって分圧されたチョ
ッパ５の出力電圧（サブ出力の電圧）が入力されてい
る。また、誤差増幅器２１の−側入力には、チョッパ制
御回路ＩＣ２の端子(14)から導入した基準電圧Ｖ_REFを
抵抗Ｒ１５とＲ１６とで分圧した電圧Ｖ_REF’が入力さ
れている。したがって、誤差増幅器２１の出力は、分圧
されたチョッパ５の出力電圧が電圧Ｖ_REF’より高けれ
ば上昇し、分圧されたチョッパ５の出力電圧が電圧Ｖ
_REF’より低ければ下降するようになっている。

【００３８】誤差増幅器２１の出力は、コンパレータ２
２において、発振器（ＯＳＣ）２３の三角波出力と比較
されており、図５に示すように、発振器２３の電圧が誤
差増幅器２１の出力電圧より高い期間のみ、補助制御信
号ＯＳ₁を出力するようになっている。一方、発振器２
３の三角波出力と、デットタイムコントロール端子(4)
の電圧とはコンパレータ２４において比較され、図６に
示すように、発振器２３の電圧が高い期間のみ、補助制
御信号ＯＳ₂を出力する。そして、両補助制御信号Ｏ
Ｓ₁，ＯＳ₂はＯＲ回路２５に入力される。ＯＲ回路２５
では、これら補助制御信号ＯＳ₁，ＯＳ₂を基にした出力
を作成し、さらには、この出力を基にして作成されたス
イッチング制御信号が端子(8)からスイッチングトラン
ジスタＱ４のベースに出力される。

【００３９】したがって、発振器２３の出力電圧が、誤
差増幅器２１の出力電圧ないしデットタイムコントロー
ル端子(4)の入力電圧より高い場合のみ、スイッチング
トランジスタＱ４はＯＮ動作してサブ出力を出力するよ
うになる。そのため、デットタイムコントロール端子
(4)の入力電圧を三角波出力のピーク電圧（３Ｖ）より
高くする、すなわち、トランジスタＱ３をＯＦＦ状態に
して端子(14)から基準電圧Ｖ_REF（５Ｖ）を導入すれ
ば、スイッチングトランジスタＱ４はＯＦＦ状態になっ
てサブ出力は出力されない。

【００４０】一方、デットタイムコントロール端子(4)
の入力電圧を零にする、すなわち、トランジスタＱ３を
ＯＮ状態にして、端子(14)の電圧をグランドに落とす
と、スイッチングトランジスタＱ４はＯＮ状態になり、
サブ主力が主力される。このとき、誤差増幅器２１の出
力のみが発振器２３の出力と比較されその比較結果に基
づいてスイッチングトランジスタＱ４のＯＮ動作期間が
決定され、このＯＮ・ＯＦＦ制御によって出力電圧（サ
ブ出力電圧）が制御される。

【００４１】なお、チョッパ制御回路ＩＣ２は、もう一
つの誤差増幅器２６を備えているが、この誤差増幅器タ
２６は出力電流制限用に使用されるものであり、本発明
の出力電圧調整作用には無関係であるので、その説明は
省略する。また、図３において図示されたアウトプット
コントロール端子はスイッチングトランジスタＱ１，Ｑ
４のを、プッシュブル動作するか、もしくは並列動作す
るかを、選択する端子であり、このスイッチング電源で
は、このアウトプットコントロール端子を接地すること
で、両トランジスタＱ１，Ｑ４を並列動作させている。

【００４２】次に、このスイッチング電源の特徴となる
動作を説明する。サブ出力を出力するために、出力ＯＮ
−ＯＦＦ制御回路（図示省略）がサブ出力制御信号を出
力する、すなわち、トランジスタＱ２のベースをグラン
ドに落とす（Ｌｏｗにする）と、発光ダイオードＰＣ２
₁は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７を介してメイン出力側から
電流が流れるために発光する。すると、この光をフォト
トランジスタＰＣ２₂が検出してＯＮ動作するため、そ
のインピーダンスが低下して短絡路１１が接続されて抵
抗Ｒ４が短絡される。

【００４３】抵抗Ｒ４が短絡されると、電圧検出手段２
の分圧値は、次のにように変化する。すなわち、ボリウ
ムＶＲ１の成分を無視すると、分圧電圧は、分圧電圧Ｖ
_C＝メイン出力電圧×（Ｒ３／Ｒ２＋Ｒ３）となり、サ
ブ出力制御信号未入力時（メイン出力出力時）より下降
することになる。したがって、このような分圧電圧を入
力されたシャントレギュレータＩＣ１ではインピーダン
スが上昇するため、このシャントレギュレータＩＣ１に
流れる電流は、サブ出力制御信号未入力時（メイン出力
出力時）より減少することになる。つまり、電圧検出手
段２の検出電圧は、見かけ上、サブ入力制御信号未入力
時よりサブ入力制御信号入力時のほうが下降することに
なる。そのため、発光ダイオードＰＣ１₁に流れる電流
が減少してその分、発光量も減少することになる。この
光を受光したフォトトランジスタＰＣ１₂のインピーダ
ンスは上昇するため、電圧制御手段４に流れる電流が減
少する。そして、このように減少した電流を基にして電
流制御手段４がスイッチングトランジスタＱ１のスイッ
チング動作を制御するため、コンバータトランスＴの出
力電圧は上昇する。

【００４４】このように、サブ出力制御信号の入力によ
って抵抗Ｒ４を短絡することで、電圧検出手段２の検出
電圧を見かけ上、下降させ、これによって電圧制御手段
４によるコンバータトランスＴの出力電圧制御の設定電
圧を上昇させている。

【００４５】そのため、電圧検出手段２を構成する分圧
抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を選定することで、サブ
出力制御信号入力時のメイン出力電圧を任意に設定する
ことができる。

【００４６】すなわち、このスイッチング電源の電圧帰
還制御においては、メイン出力出力時（サブ出力制御信号未入力時）におけ
る分圧電圧Ｖ_C＝メイン出力電圧×（Ｒ３＋Ｒ４）／
（Ｒ２＋Ｒ３＋Ｒ４）＝２．５Ｖ：シャントレギュレー
タＩＣ１の基準電圧Ｖ_CC となるようにスイッチングトランジスタＱ１が電圧制御
手段４によって制御されている。

【００４７】一方、サブ出力出力時（サブ出力制御信号
入力時）では、分圧電圧Ｖ_C＝メイン出力電圧×Ｒ３／（Ｒ２＋Ｒ３）
＝２．５Ｖ：シャントレギュレータＩＣ１の基準電圧Ｖ
_ＣＣとなるようにスイッチングトランジスタＱ１が電圧制御
手段４によって制御されている。

【００４８】したがって、これらの式を変形すれば、各
出力の出力時で制御すべきメイン電圧が分圧抵抗によっ
て規定できる。すなわち、メイン出力出力時（サブ出力
制御信号未入力時）においては、メイン出力電圧＝｛１＋Ｒ２／（Ｒ３＋Ｒ４）｝×２．５Ｖ…（イ）サブ出力出力時（サブ出力制御信号入力時）において
は、メイン出力電圧＝（１＋Ｒ２／Ｒ３）×２．５Ｖ…（ロ）したがって、（イ）の式において、メイン出力電圧＝２
４Ｖとなるように、また、（ロ）の式において、メイン
出力電圧＝２５．５Ｖとなるように、各抵抗Ｒ２，Ｒ
３，Ｒ４の抵抗値を設定すればよい。

【００４９】このように各抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗
値を設定すれば、メイン出力出力時（サブ出力制御信号
未入力時）においては、設定電圧が２４Ｖとなる、すな
わち、メイン出力の出力電圧が２４Ｖに制御される一
方、サブ出力出力時（サブ出力制御信号入力時）におい
ては、設定電圧が２５．５Ｖとなる、すなわち、メイン
出力が２５．５Ｖに制御されることになる。

【００５０】したがって、上記したように分圧抵抗Ｒ
２，Ｒ３，Ｒ４の抵抗値を設定すれば、メイン出力出力
時には、その出力に適した比較的低電圧の出力電圧２４
ＶがコンバータトランスＴを介して得られる一方、サブ
出力出力時には、コンバータトランスＴの出力電圧が切
り換わり、チョッパ５によってサブ出力を形成するのに
適した比較的高電圧の出力電圧２５．５Ｖがコンバータ
トランスＴを介して得られることになる。

【００５１】そして、このような電圧切り換えを発光ダ
イオードＰＣ２_１とフォトトランジスタＰＣ２₂、短絡
路１１という比較的簡単な部品からなる設定電圧調整手
段１０によって行っているので、スイッチング電源の効
率を維持したまま、さらには、構成部品の設置スペース
として大きなスペースを必要とすることなく、電圧の切
り換えを行うことができる。そのうえ、高効率を維持し
ているので、このスイッチング電源からの発熱も抑えら
れ、そのために、放熱構造を簡単にすることができる。

【００５２】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、設定電圧
調整手段によりサブ出力制御信号の有無に応じて設定電
圧を変更するので、サブ出力制御信号が入力される場
合、すなわち、サブ出力形成手段でサブ出力が形成され
る場合と、サブ出力制御信号が未入力の場合、すなわ
ち、サブ出力形成手段がサブ出力を形成しない場合とで
は、電圧制御手段によって制御されるメイン出力の出力
電圧を異ならせることができるようになった。

【００５３】そのため、メイン出力出力時には、その出
力に適した比較的低電圧の出力電圧（例えば、２４Ｖ）
が得られるようになる一方、サブ出力出力時には、サブ
出力形成手段によってサブ出力を形成するのに適した比
較的高電圧の出力電圧（例えば、２５．５Ｖ）が得られ
るようになった。

【００５４】また、このような出力電圧制御を、効率低
下や負荷変動の原因となる部品（電圧降下ダイオード）
を用いることなく実現できるので、低効率、負荷変動と
いった不都合が全く起こらなくなった。そのうえ、高効
率を実現できるので、電源部からの発熱も抑えられるよ
うになり、その分、放熱構造が簡単になって小型化やコ
ストダウンに繋がるという効果もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例に係るスイッチング電源の構
成を示す回路図である。

【図２】実施例のスイッチング電源を構成するシャント
レギュレータの回路図である。

【図３】実施例のスイッチング電源を構成するチョッパ
制御回路の構成図である。

【図４】チョッパ制御回路を構成する誤差増幅器の回路
図である。

【図５】チョッパ制御回路を構成する一方のコンパレー
タの出力波形である。

【図６】チョッパ制御回路を構成する他方のコンパレー
タの出力波形である。

【図７】従来例のスイッチング電源の構成を示す回路図
である。

【符号の説明】

２電圧検出手段４電圧制御手段５チョッパ１０設定電圧調整手段１１短絡路ＰＣ２₁ 発光ダイオードＰＣ２₂ フォトトランジスタＤ１ダイオードＣ１コンデンサ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流化された入力をスイッチング動作す
るスイッチング手段と、スイッチング動作された入力を
変圧する変圧手段と、前記変圧手段の出力を整流してメ
イン出力を形成する整流手段と、前記メイン出力の電圧
を検出する電圧検出手段と、検出した電圧を基にした前
記スイッチング手段の帰還制御により前記メイン出力の
電圧を設定電圧に制御する電圧制御手段と、外部からサ
ブ出力制御信号が入力されると、前記メイン出力を減圧
してサブ出力を形成するサブ出力形成手段とを備えたス
イッチング電源であって、前記サブ出力制御信号の有無に応じて前記設定電圧を調
整する設定電圧調整手段を備えていることを特徴とする
スイッチング電源。
【請求項２】前記設定電圧調整手段は、前記サブ出力
制御信号の入力に応じて前記設定電圧を上昇させるもの
であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電
源。
【請求項３】前記設定電圧調整手段は、前記サブ出力
制御信号の有無に応じて前記電圧検出手段の検出電圧
を、見かけ上、下降させるものであることを特徴とする
請求項２記載のスイッチング電源。
【請求項４】前記電圧検出手段は、メイン出力電圧を
分圧する分圧抵抗と、前記分圧抵抗によって分圧された
分圧電圧を基準電圧と比較するとともに、その比較結果
に応じた信号を出力する比較部とを備えており、前記設定電圧調整手段は、サブ出力制御信号が入力され
ると前記分圧抵抗を短絡させてその分圧電圧を下降させ
る短絡部を備えていることを特徴とする請求項３記載の
スイッチング電源。