JPH084943B2 - インバータ式抵抗溶接制御装置 - Google Patents
インバータ式抵抗溶接制御装置Info
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- JPH084943B2 JPH084943B2 JP1106642A JP10664289A JPH084943B2 JP H084943 B2 JPH084943 B2 JP H084943B2 JP 1106642 A JP1106642 A JP 1106642A JP 10664289 A JP10664289 A JP 10664289A JP H084943 B2 JPH084943 B2 JP H084943B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、インバータ式抵抗溶接機用に制御装置に関
し、特に電流の制御に関する。
し、特に電流の制御に関する。
［従来の技術］ インバータ式の抵抗溶接機において、溶接電流を一定
に制御するには、フィードバック方式の定電流制御回路
が使われ、パルス幅変調（PWM）による制御が行われて
いる。これによれば、溶接トランスの一次電流または二
次電流（溶接電流）を検出してその検出値を基準値と比
較し、その比較誤差に応じてインバータ出力のパルス幅
を変える。すなわち、電流が基準値を越えた時はパルス
幅を狭め、電流が基準値より小さい時はパルス幅を広げ
る。
に制御するには、フィードバック方式の定電流制御回路
が使われ、パルス幅変調（PWM）による制御が行われて
いる。これによれば、溶接トランスの一次電流または二
次電流（溶接電流）を検出してその検出値を基準値と比
較し、その比較誤差に応じてインバータ出力のパルス幅
を変える。すなわち、電流が基準値を越えた時はパルス
幅を狭め、電流が基準値より小さい時はパルス幅を広げ
る。
また、インバータ式の抵抗溶接機では、使用周波数が
高いため、コア断面積の小さい小型の溶接トランスが使
われる。しかし、小型の溶接トランスの場合、磁束の流
れる向きに関して正・負極のいずれか（片側）で磁気飽
和になりやすく、いわゆる偏磁現象が生じやすい。この
偏磁現象が発生すると、磁気飽和により過大な電流が流
れてインバータ内の大容量トランジスタ（GTR）等が破
壊するおそれがある。そこで、制御回路にリミッタ回路
を設け、溶接トランスの一次電流がGTRの最大許容電流
値に達した時に電流を切るような制御が行われている。
高いため、コア断面積の小さい小型の溶接トランスが使
われる。しかし、小型の溶接トランスの場合、磁束の流
れる向きに関して正・負極のいずれか（片側）で磁気飽
和になりやすく、いわゆる偏磁現象が生じやすい。この
偏磁現象が発生すると、磁気飽和により過大な電流が流
れてインバータ内の大容量トランジスタ（GTR）等が破
壊するおそれがある。そこで、制御回路にリミッタ回路
を設け、溶接トランスの一次電流がGTRの最大許容電流
値に達した時に電流を切るような制御が行われている。
［発明が解決しようとする課題］ 上述のように、従来は、フィードバック方式のPWM制
御で電流を一定にするような制御を行う一方で、インバ
ータ回路（特にGTR等のスイッチング素子）を保護する
目的から電流リミッタ回路を設け、そのリミッタレベル
を素子の最大許容電流値ＩMの付近に固定設定してい
た。したがって、溶接トランスの一次側についてみる
と、第４図（イ）に示すように、通常の電流パルスI1の
レベルとリミッタレベルＩLとの間にかなりの開き
（差）のある場合が多かった。しかし、かかる従来技術
によれば、次のような問題があった。
御で電流を一定にするような制御を行う一方で、インバ
ータ回路（特にGTR等のスイッチング素子）を保護する
目的から電流リミッタ回路を設け、そのリミッタレベル
を素子の最大許容電流値ＩMの付近に固定設定してい
た。したがって、溶接トランスの一次側についてみる
と、第４図（イ）に示すように、通常の電流パルスI1の
レベルとリミッタレベルＩLとの間にかなりの開き
（差）のある場合が多かった。しかし、かかる従来技術
によれば、次のような問題があった。
第１に、フィードバック方式のPWM制御といえども、
常に定電流に制御できるものではなく、被溶接材ないし
溶接電極の接触具合が変動したりすると、インバータ出
力のパルス幅を目一杯に広げすぎて（フィードバックが
効きすぎて）その直後に過大な電流を流し、被溶接材よ
りスプラッシュ（爆飛）を出すことがある。その時、一
次電流パルスI1は第４図（イ）の点線I1′で示すように
大きくなるが、一般にリミッタレベルＩLに達するには
至らないので、リミッタ回路が作動することはない。
常に定電流に制御できるものではなく、被溶接材ないし
溶接電極の接触具合が変動したりすると、インバータ出
力のパルス幅を目一杯に広げすぎて（フィードバックが
効きすぎて）その直後に過大な電流を流し、被溶接材よ
りスプラッシュ（爆飛）を出すことがある。その時、一
次電流パルスI1は第４図（イ）の点線I1′で示すように
大きくなるが、一般にリミッタレベルＩLに達するには
至らないので、リミッタ回路が作動することはない。
第５図は、スプラッシュが発生した時の一次電流の変
動を示す実際の波形観測図である。溶接部の抵抗の変動
によって電流が減少すると、フィードバック式でPWM制
御が働くことにより電流のパルス幅が大きくなる
（イ）。この状態で溶接部が落ち着いてその抵抗が下が
ると、電流は急激に上昇し（ロ）、スプラッシュが発生
する。そうすると、再び溶接部が変動して抵抗が上昇
し、以後上記と同様な現象を繰り返す。このようなスプ
ラッシュが発生したときは溶接不良となる。なお、リミ
ッタレベル（図示せず）は、最大電流波高値よりもずっ
と高い値に設定されている。
動を示す実際の波形観測図である。溶接部の抵抗の変動
によって電流が減少すると、フィードバック式でPWM制
御が働くことにより電流のパルス幅が大きくなる
（イ）。この状態で溶接部が落ち着いてその抵抗が下が
ると、電流は急激に上昇し（ロ）、スプラッシュが発生
する。そうすると、再び溶接部が変動して抵抗が上昇
し、以後上記と同様な現象を繰り返す。このようなスプ
ラッシュが発生したときは溶接不良となる。なお、リミ
ッタレベル（図示せず）は、最大電流波高値よりもずっ
と高い値に設定されている。
第２に、従来の電流リミッタ機能はあまり有効なもの
とはいえず、GTR等のインバータ素子を保護できないこ
とが多かった。第４図（ロ）につきその理由を説明す
る。一次電流パルスＩPの波形は立上がり部、中間部、
立下がり部の３つの部分からなる。磁気飽和が生じてい
ない時は実線で示すように中間部はある一定の傾きをも
つ直線となる。しかし、磁気飽和が生ずると、点線I1″
で示すように、中間部は角状または突起状に持ち上が
り、その傾きは時間的に指数関数的に増大する。このよ
うな角ないし突起が一方の極性の電流パルスに出るのが
偏磁現象である。しかして、偏磁現象が発生すると、一
次電流パルスＩPはその中間部で急激に増大してリミッ
タレベルＩLに達し、そこでリミッタ回路が作動するの
であるが、その時点では一次電流パルスＩPが指数関数
的な勢いで高い上昇率（傾き）をもっているために、と
ても抑えきれず、その結果オーバシュート電流となって
GTR等を破壊する。
とはいえず、GTR等のインバータ素子を保護できないこ
とが多かった。第４図（ロ）につきその理由を説明す
る。一次電流パルスＩPの波形は立上がり部、中間部、
立下がり部の３つの部分からなる。磁気飽和が生じてい
ない時は実線で示すように中間部はある一定の傾きをも
つ直線となる。しかし、磁気飽和が生ずると、点線I1″
で示すように、中間部は角状または突起状に持ち上が
り、その傾きは時間的に指数関数的に増大する。このよ
うな角ないし突起が一方の極性の電流パルスに出るのが
偏磁現象である。しかして、偏磁現象が発生すると、一
次電流パルスＩPはその中間部で急激に増大してリミッ
タレベルＩLに達し、そこでリミッタ回路が作動するの
であるが、その時点では一次電流パルスＩPが指数関数
的な勢いで高い上昇率（傾き）をもっているために、と
ても抑えきれず、その結果オーバシュート電流となって
GTR等を破壊する。
本発明は、かかる従来技術の問題点に鑑みてなされた
もので、フィードバック方式によるPWM制御の下での二
次電流（溶接電流）の変動を抑止するとともに、一次電
流パルスのオーバシュートを防止してインバータ素子の
安全性を保証するインバータ式抵抗溶接制御装置を提供
することを目的とする。
もので、フィードバック方式によるPWM制御の下での二
次電流（溶接電流）の変動を抑止するとともに、一次電
流パルスのオーバシュートを防止してインバータ素子の
安全性を保証するインバータ式抵抗溶接制御装置を提供
することを目的とする。
［課題を解決するための手段］ 上記の目的を達成するために、本発明のインバータ式
抵抗溶接制御装置は、定電流フィードバック方式のパル
ス幅変調で駆動パルスによりインバータのスイッチング
動作を制御するインバータ式の抵抗溶接制御装置におい
て、インバータ式抵抗溶接機の一次電流を検出する電流
検出手段と、前記抵抗溶接機の二次電流について任意の
基準値を設定する電流設定手段と、前記電流設定手段に
より設定された前記二次電流の基準値に対応する一次電
流の基準値を演算し、その一次電流基準値より所定の値
だけ大きいリミッタレベルを設定するリミッタレベル設
定手段と、各々の前記駆動パルスが発生される各サイク
ル毎に、前記電流検出手段より得られる一次電流検出値
を前記リミッタレベルと比較し、前記一次電流検出値が
前記リミッタレベルに達したときは、その達した時点に
おける前記パルス幅変調により予定されたパルス幅より
も短いパルス幅で前記駆動パルスを強制的に止める電流
リミッタ手段とを具備する構成とした。
抵抗溶接制御装置は、定電流フィードバック方式のパル
ス幅変調で駆動パルスによりインバータのスイッチング
動作を制御するインバータ式の抵抗溶接制御装置におい
て、インバータ式抵抗溶接機の一次電流を検出する電流
検出手段と、前記抵抗溶接機の二次電流について任意の
基準値を設定する電流設定手段と、前記電流設定手段に
より設定された前記二次電流の基準値に対応する一次電
流の基準値を演算し、その一次電流基準値より所定の値
だけ大きいリミッタレベルを設定するリミッタレベル設
定手段と、各々の前記駆動パルスが発生される各サイク
ル毎に、前記電流検出手段より得られる一次電流検出値
を前記リミッタレベルと比較し、前記一次電流検出値が
前記リミッタレベルに達したときは、その達した時点に
おける前記パルス幅変調により予定されたパルス幅より
も短いパルス幅で前記駆動パルスを強制的に止める電流
リミッタ手段とを具備する構成とした。
リミッタレベルは、好ましくは、正常時の一次電流パ
ルスのピーク値よりも数％高い値に選ばれる。
ルスのピーク値よりも数％高い値に選ばれる。
［作用］ 本発明では、リミッタレベルをインバータ素子の最大
許容電流値付近ではなく、二次電流（溶接電流）の設定
値に対応させ（好ましくは、正常時の一次電流パルスの
ピーク値よりも数％高い値に選ぶ）、通常の電流制御は
フィードバック方式のパルス幅変調（PWM）で行う。
許容電流値付近ではなく、二次電流（溶接電流）の設定
値に対応させ（好ましくは、正常時の一次電流パルスの
ピーク値よりも数％高い値に選ぶ）、通常の電流制御は
フィードバック方式のパルス幅変調（PWM）で行う。
しかして、被溶接材ないし溶接電極の接触具合が変動
して溶接電流（二次電流）が急激に減少すると、それを
補償するように一次電流パルスのパルス幅が広がり、か
つそのピーク値（波高値）も上昇する。そして、そのピ
ーク値が本発明によるリミッタレベルに達すると、そこ
でリミッタ手段が作動して一次電流のパルス幅が制限さ
れる。これにより、その直後に接触具合がよくなって二
次電流が反動で急激に増大しようとしても、一次側での
リミッタ機能が作用し、二次電流は設定値に保たれる。
して溶接電流（二次電流）が急激に減少すると、それを
補償するように一次電流パルスのパルス幅が広がり、か
つそのピーク値（波高値）も上昇する。そして、そのピ
ーク値が本発明によるリミッタレベルに達すると、そこ
でリミッタ手段が作動して一次電流のパルス幅が制限さ
れる。これにより、その直後に接触具合がよくなって二
次電流が反動で急激に増大しようとしても、一次側での
リミッタ機能が作用し、二次電流は設定値に保たれる。
また、溶接トランスが偏磁現象等によって磁気飽和を
起こした時、一次電流パルスの中間部は角状または突起
状に持ち上がろうとするが、その傾きが指数関数的に十
分増大しないうちにリミッタレベルに達し、そこでリミ
ッタ手段が作動するので、オーバシュート電流に発展す
ることはなく、インバータ素子が破壊するおそれはな
い。
起こした時、一次電流パルスの中間部は角状または突起
状に持ち上がろうとするが、その傾きが指数関数的に十
分増大しないうちにリミッタレベルに達し、そこでリミ
ッタ手段が作動するので、オーバシュート電流に発展す
ることはなく、インバータ素子が破壊するおそれはな
い。
［実施例］ 以下、第１図ないし第３図につき本発明の一実施例を
説明する。
説明する。
第１図は、インバータ式抵抗溶接機およびこれに適用
した本発明の一実施例による制御装置のそれぞれの回路
構成を示す。
した本発明の一実施例による制御装置のそれぞれの回路
構成を示す。
この図において、ブリッジ接続された４つの大容量ト
ランジスタ（GTR）12〜18によってインバータ回路10が
構成される。インバータ回路10の入力端子20a,20b間に
は、直流電源回路（図示せず）より一定の直流電流Ｖが
印加される。インバータ回路10では、GTR12,16とGTR14,
18とが高周波数で交互にオン・オフすることにより、直
流電流Ｖを切り刻んだようなパルス状の高周波交流が得
られる。インバータ回路10からの高周波交流出力は溶接
トランス24の一次コイルに供給され、その二次コイルに
は低電圧・大電流の高周波交流が得られる。この二次側
の高周波交流はダイオード26a,26bからなる整流回路に
より直流に整流され、この直流が溶接電極28a,28bを介
して被溶接材30,32に供給される。
ランジスタ（GTR）12〜18によってインバータ回路10が
構成される。インバータ回路10の入力端子20a,20b間に
は、直流電源回路（図示せず）より一定の直流電流Ｖが
印加される。インバータ回路10では、GTR12,16とGTR14,
18とが高周波数で交互にオン・オフすることにより、直
流電流Ｖを切り刻んだようなパルス状の高周波交流が得
られる。インバータ回路10からの高周波交流出力は溶接
トランス24の一次コイルに供給され、その二次コイルに
は低電圧・大電流の高周波交流が得られる。この二次側
の高周波交流はダイオード26a,26bからなる整流回路に
より直流に整流され、この直流が溶接電極28a,28bを介
して被溶接材30,32に供給される。
このようなインバータ式抵抗溶接機において、電流は
次のような制御装置によって制御される。
次のような制御装置によって制御される。
インバータ出力端子22bとトランス24の一次コイルと
の間に電流センサ、例えばトロイダルコイル34が設けら
れる。このトロイダルコイル34は、一次電流パルスI1の
微分波形を表す交流の電圧パルスS1′を出力する。この
電圧パルスS1′は積分回路36で積分されたのち絶対値回
路38で全波整流され、これによって一次電流パルスI1の
全波整流波形を表す電圧パルスS1が得られる。この電圧
パルスS1は、アナログスイッチ44の一方の入力端子44a
に与えられるとともに、コンパレータ72の負極入力端子
（−）に与えられる。
の間に電流センサ、例えばトロイダルコイル34が設けら
れる。このトロイダルコイル34は、一次電流パルスI1の
微分波形を表す交流の電圧パルスS1′を出力する。この
電圧パルスS1′は積分回路36で積分されたのち絶対値回
路38で全波整流され、これによって一次電流パルスI1の
全波整流波形を表す電圧パルスS1が得られる。この電圧
パルスS1は、アナログスイッチ44の一方の入力端子44a
に与えられるとともに、コンパレータ72の負極入力端子
（−）に与えられる。
アナログスイッチ44がマイコン（マイクロコンピュー
タ）50の制御の下で入力端子44aに切り替わっている
時、絶対値回路38からの電流パルスS1はA/D変換器44に
通され、そこでディジタル信号DS1に変換されてからマ
イコン50に入力される。
タ）50の制御の下で入力端子44aに切り替わっている
時、絶対値回路38からの電流パルスS1はA/D変換器44に
通され、そこでディジタル信号DS1に変換されてからマ
イコン50に入力される。
マイコン50は、溶接電流設定回路48より実効値または
平均値として与えられる二次電流（溶接電流）I2の設定
値≪I2≫にトランス巻線比（N2/N1）を乗算することに
より、二次電流設定値≪I2≫に対応する一次電流基準値
≪I1≫を求める。そして、定電流制御を行うために、イ
ンバータ周波数に対応する周期毎に、一次電流基準値≪
I1≫とA/D変換器46からの一次電流検出値DS1とを比較
し、その比較誤差に応じたパルス幅を指定するカウント
・プリセット値PRをカウンタ52にセットする。
平均値として与えられる二次電流（溶接電流）I2の設定
値≪I2≫にトランス巻線比（N2/N1）を乗算することに
より、二次電流設定値≪I2≫に対応する一次電流基準値
≪I1≫を求める。そして、定電流制御を行うために、イ
ンバータ周波数に対応する周期毎に、一次電流基準値≪
I1≫とA/D変換器46からの一次電流検出値DS1とを比較
し、その比較誤差に応じたパルス幅を指定するカウント
・プリセット値PRをカウンタ52にセットする。
カウンタ52は、タイミング回路56からの位置（タイミ
ング）の異なる第１および第２のスタート信号Ta,Tbに
それぞれ応動してクロック回路54からのクロック・パル
スCKをプリセット値PRまでカウントし、それぞれのカウ
ント期間中“H"レベルのパルスGa,GbをANDゲート58,60
に出力する。
ング）の異なる第１および第２のスタート信号Ta,Tbに
それぞれ応動してクロック回路54からのクロック・パル
スCKをプリセット値PRまでカウントし、それぞれのカウ
ント期間中“H"レベルのパルスGa,GbをANDゲート58,60
に出力する。
正常時、Ｄ型Ｆ・Ｆ（フリップ・フロップ）74の出力
端子Ｑは“H"レベルになっており、これによりANDゲー
ト58,60はイネーブル状態になっている。したがって、
カウンタ52からの出力パルスGaはANDゲート58を通って
入出力絶縁型ドライブ回路62,64に供給され、それらド
ライブ回路62,64からの駆動パルスDR1,DR4によってGTR1
2,18が同時にオンになる。その結果、入力端子20a→GTR
12→出力端子22a→溶接トランス24の一次コイル→出力
端子22b→GTR18→入力端子20bの回路で電流パルスI1が
正極性方向に流れる。次に、カウンタ52よりパルスGbが
出力されると、それに応動して入出力絶縁型ドライブ回
路66,68より駆動パルスDR2,DR3がGTR14,16に与えられ、
その結果入力端子20a→GTR14→出力端子22b→溶接トラ
ンス24の一次コイル→出力端子22a→GTR16→入力端子20
bの回路で電流パルスI1が負極性方向に流れる。
端子Ｑは“H"レベルになっており、これによりANDゲー
ト58,60はイネーブル状態になっている。したがって、
カウンタ52からの出力パルスGaはANDゲート58を通って
入出力絶縁型ドライブ回路62,64に供給され、それらド
ライブ回路62,64からの駆動パルスDR1,DR4によってGTR1
2,18が同時にオンになる。その結果、入力端子20a→GTR
12→出力端子22a→溶接トランス24の一次コイル→出力
端子22b→GTR18→入力端子20bの回路で電流パルスI1が
正極性方向に流れる。次に、カウンタ52よりパルスGbが
出力されると、それに応動して入出力絶縁型ドライブ回
路66,68より駆動パルスDR2,DR3がGTR14,16に与えられ、
その結果入力端子20a→GTR14→出力端子22b→溶接トラ
ンス24の一次コイル→出力端子22a→GTR16→入力端子20
bの回路で電流パルスI1が負極性方向に流れる。
上述のようにして、溶接トランス24の一次回路では、
インバータ周波数で交流の一次電流パルスI1が流れる。
この電流パルスI1のパルス幅は、二次電流設定値≪I2≫
に対応する一次電流基準値≪I1≫に一次電流パルスI1が
一致するよう、フィードバック方式のPWMにより可変制
御される。そして、溶接トランス24の二次回路では、一
次電流パルスI1に対応した直流の二次電流I2が流れ、こ
れによって被溶接材30,32でジュール熱が発生し、抵抗
溶接が行われる。
インバータ周波数で交流の一次電流パルスI1が流れる。
この電流パルスI1のパルス幅は、二次電流設定値≪I2≫
に対応する一次電流基準値≪I1≫に一次電流パルスI1が
一致するよう、フィードバック方式のPWMにより可変制
御される。そして、溶接トランス24の二次回路では、一
次電流パルスI1に対応した直流の二次電流I2が流れ、こ
れによって被溶接材30,32でジュール熱が発生し、抵抗
溶接が行われる。
さて、本実施例による電流リミッタ手段は、マイコン
50,D/A変換器70,コンパレータ72,F・F74およびANDゲー
ト58,60によって構成される。マイコン50は、初期化で
Ｆ・F74にパルスを与え、Ｆ・F74の出力端子Ｑを“H"状
態とし、ANDゲート58,60をイネーブル状態としておく。
さらに、二次電流（溶接電流）の設定毎に求めた一次電
流基準値≪I1≫を基に正常な一次電流パルスI1のピーク
値（波高値）よりも数％だけ高いリミッタレベル≪ＩL
≫を求め、そのディジタル値をD/A変換器70の入力端子
に与える。これにより、D/A変換器70の出力端子よりア
ナログのリミッタレベルALがコンパレータ72の正極入力
端子（＋）に与えられる。しかして、コンパレータ72
は、絶対値回路38からの一次電流検出値S1が基準値ALに
達した時に“L"レベルの出力信号を発生し、Ｆ・F74を
リセットする。そうすると、Ｆ・F74の出力信号Ｑは
“L"に変わり、それによってANDゲート58,60はディスイ
ネーブル状態となり、カウンタ52からのパルスGa,Gbの
持続ひいてはドライブ回路62〜68からの駆動パルスDR1
〜DR4の持続が強制的に断たれる。この強制的なリセッ
ト直後に、マイコン50がＦ・F74にトリガ・パルスを与
えることにより、リセットを解除してもよい。
50,D/A変換器70,コンパレータ72,F・F74およびANDゲー
ト58,60によって構成される。マイコン50は、初期化で
Ｆ・F74にパルスを与え、Ｆ・F74の出力端子Ｑを“H"状
態とし、ANDゲート58,60をイネーブル状態としておく。
さらに、二次電流（溶接電流）の設定毎に求めた一次電
流基準値≪I1≫を基に正常な一次電流パルスI1のピーク
値（波高値）よりも数％だけ高いリミッタレベル≪ＩL
≫を求め、そのディジタル値をD/A変換器70の入力端子
に与える。これにより、D/A変換器70の出力端子よりア
ナログのリミッタレベルALがコンパレータ72の正極入力
端子（＋）に与えられる。しかして、コンパレータ72
は、絶対値回路38からの一次電流検出値S1が基準値ALに
達した時に“L"レベルの出力信号を発生し、Ｆ・F74を
リセットする。そうすると、Ｆ・F74の出力信号Ｑは
“L"に変わり、それによってANDゲート58,60はディスイ
ネーブル状態となり、カウンタ52からのパルスGa,Gbの
持続ひいてはドライブ回路62〜68からの駆動パルスDR1
〜DR4の持続が強制的に断たれる。この強制的なリセッ
ト直後に、マイコン50がＦ・F74にトリガ・パルスを与
えることにより、リセットを解除してもよい。
このようなリミッタ手段によって駆動パルスDR1〜DR4
の持続が強制的に断たれる場合は２つある。
の持続が強制的に断たれる場合は２つある。
１つは、二次回路で負荷変動（特に溶接電極28a,28b
と被溶接材30,32間の接触具合の変動等）が生じた場合
である。この場合、二次電流I2の変動に伴って一次電流
パルスI1も変動する。そして、第２図（イ）の点線S1′
（I1′）で示すように、それが基準値ALに達すると、リ
ミッタ手段が作動して駆動パルスを強制的に止める。し
かして、第３図（イ），（ロ）に示すように、二次電流
I2がフィードバック方式のPWM制御から逸脱して設定値
≪I2≫を越えようとしても（点線i2′,i2″）、リミッ
タ手段によって制止され、通電時間を通じて一定に維持
される。
と被溶接材30,32間の接触具合の変動等）が生じた場合
である。この場合、二次電流I2の変動に伴って一次電流
パルスI1も変動する。そして、第２図（イ）の点線S1′
（I1′）で示すように、それが基準値ALに達すると、リ
ミッタ手段が作動して駆動パルスを強制的に止める。し
かして、第３図（イ），（ロ）に示すように、二次電流
I2がフィードバック方式のPWM制御から逸脱して設定値
≪I2≫を越えようとしても（点線i2′,i2″）、リミッ
タ手段によって制止され、通電時間を通じて一定に維持
される。
他の１つは、溶接トランス24が偏磁現象等によって磁
気飽和を起こした場合である。この場合第２図（ロ）に
示すように、点線S1″（I1″）で示すように、一次電流
パルスI1の中間部は角状または突起状に持ち上がろうと
するが、その傾きが指数関数的に十分増大しないうちに
直ぐにリミッタレベルＩLに達し、そこでリミッタ手段
が作動する。これにより、かかる角ないし突起は速やか
に衰退してオーバシュート電流が発生することはなく、
したがってインバータ回路10のGTR12〜18は保護され
る。
気飽和を起こした場合である。この場合第２図（ロ）に
示すように、点線S1″（I1″）で示すように、一次電流
パルスI1の中間部は角状または突起状に持ち上がろうと
するが、その傾きが指数関数的に十分増大しないうちに
直ぐにリミッタレベルＩLに達し、そこでリミッタ手段
が作動する。これにより、かかる角ないし突起は速やか
に衰退してオーバシュート電流が発生することはなく、
したがってインバータ回路10のGTR12〜18は保護され
る。
なお、フィードバック定電流制御のために二次電流I2
の検出値を用いることも可能であり、この実施例ではそ
のために二次回路に電流センサ、例えばトロイダルコイ
ル40と積分回路42を設けている。これらを使うときは、
スイッチ44を入力端子44aに切り換えればよい。
の検出値を用いることも可能であり、この実施例ではそ
のために二次回路に電流センサ、例えばトロイダルコイ
ル40と積分回路42を設けている。これらを使うときは、
スイッチ44を入力端子44aに切り換えればよい。
［発明の効果］ 本発明は、上述したような構成を有することにより、
次のような効果を奏する。
次のような効果を奏する。
インバータ素子の最大許容電流値付近の値にリミッタ
レベルを固定するのではなく、定電流制御のための任意
の二次電流（溶接電流）の基準値が設定される度毎に、
その二次電流基準値に対応した一次電流基準値よりも所
定の値（たとえば数％）だけ高いリミッタレベルを設定
し、このリミッタレベルを用いて定電流フィードバック
方式のパルス幅変調にリミッタ機能をかけるようにした
ので、定電流制御において基準値を越える電流変動を効
果的に制止することができるとともに、溶接トランスで
磁気飽和が発生した時に生起する一次電流パルスの異常
な持ち上がりを早期に抑制してオーバシュートを防止
し、インバータ素子の安全性を確保することができる。
レベルを固定するのではなく、定電流制御のための任意
の二次電流（溶接電流）の基準値が設定される度毎に、
その二次電流基準値に対応した一次電流基準値よりも所
定の値（たとえば数％）だけ高いリミッタレベルを設定
し、このリミッタレベルを用いて定電流フィードバック
方式のパルス幅変調にリミッタ機能をかけるようにした
ので、定電流制御において基準値を越える電流変動を効
果的に制止することができるとともに、溶接トランスで
磁気飽和が発生した時に生起する一次電流パルスの異常
な持ち上がりを早期に抑制してオーバシュートを防止
し、インバータ素子の安全性を確保することができる。
第１図は、インバータ式抵抗溶接機およびこれに適用し
た本発明の一実施例による制御装置のそれぞれの回路構
成を示すブロック図、 第２図は、一次電流パルスについて実施例の作用を示す
図、 第３図は、二次電流（溶接電流）について実施例の作用
を示す図、 第４図は、一次電流パルスについて従来技術の作用を示
す図、および 第５図は、スプラッシュが発生した時の一次電流の変動
を示す実際の波形観測図である。 10……インバータ回路、 12〜18……GTR（大容量トランジスタ）、 24……溶接トランス、 34……トロイダルコイル、 36……積分回路、 38……絶対値回路、 48……溶接電流設定回路、 50……マイコン（マイクロコンピュータ）、 52……カウンタ、 70……D/A変換器、 72……コンパレータ、 74……Ｄ型フリップ・フロップ、 58,60……ANDゲート、 62〜68……ドライブ回路。
た本発明の一実施例による制御装置のそれぞれの回路構
成を示すブロック図、 第２図は、一次電流パルスについて実施例の作用を示す
図、 第３図は、二次電流（溶接電流）について実施例の作用
を示す図、 第４図は、一次電流パルスについて従来技術の作用を示
す図、および 第５図は、スプラッシュが発生した時の一次電流の変動
を示す実際の波形観測図である。 10……インバータ回路、 12〜18……GTR（大容量トランジスタ）、 24……溶接トランス、 34……トロイダルコイル、 36……積分回路、 38……絶対値回路、 48……溶接電流設定回路、 50……マイコン（マイクロコンピュータ）、 52……カウンタ、 70……D/A変換器、 72……コンパレータ、 74……Ｄ型フリップ・フロップ、 58,60……ANDゲート、 62〜68……ドライブ回路。
Claims (1)
- 【請求項１】定電流フィードバック方式のパルス幅変調
で駆動パルスによりインバータのスイッチング動作を制
御するインバータ式の抵抗溶接制御装置において、 インバータ式抵抗溶接機の一次電流を検出する電流検出
手段と、 前記抵抗溶接機の二次電流について任意の基準値を設定
する電流設定手段と、 前記電流設定手段により設定された前記二次電流の基準
値に対応する一次電流の基準値を演算し、その一次電流
基準値より所定の値だけ大きいリミッタレベルを設定す
るリミッタレベル設定手段と、 各々の前記駆動パルスが発生される各サイクル毎に、前
記電流検出手段より得られる一次電流検出値を前記リミ
ッタレベルと比較し、前記一次電流検出値が前記リミッ
タレベルに達したときは、その達した時点における前記
パルス幅変調により予定されたパルス幅よりも短いパル
ス幅で前記駆動パルスを強制的に止める電流リミッタ手
段と、 を具備することを特徴とするインバータ式抵抗溶接制御
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1106642A JPH084943B2 (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | インバータ式抵抗溶接制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1106642A JPH084943B2 (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | インバータ式抵抗溶接制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02284776A JPH02284776A (ja) | 1990-11-22 |
| JPH084943B2 true JPH084943B2 (ja) | 1996-01-24 |
Family
ID=14438775
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1106642A Expired - Lifetime JPH084943B2 (ja) | 1989-04-25 | 1989-04-25 | インバータ式抵抗溶接制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH084943B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN109093239B (zh) * | 2018-11-07 | 2023-09-26 | 中正智控（江苏）智能科技有限公司 | 中频逆变电阻焊控制器及其恒流控制方法 |
| US20220097164A1 (en) * | 2018-11-26 | 2022-03-31 | Honda Motor Co., Ltd. | Spot welding method |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59315B2 (ja) * | 1978-05-11 | 1984-01-06 | 三菱電機株式会社 | フラツシユ溶接用インバ−タ |
| JPS61249687A (ja) * | 1985-04-26 | 1986-11-06 | Mitsubishi Electric Corp | スイツチングレギユレ−タ |
| JPS6433387U (ja) * | 1987-08-12 | 1989-03-01 |
-
1989
- 1989-04-25 JP JP1106642A patent/JPH084943B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02284776A (ja) | 1990-11-22 |
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