JPH084591B2 - 超音波ドプラ診断装置 - Google Patents
超音波ドプラ診断装置Info
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- JPH084591B2 JPH084591B2 JP5147444A JP14744493A JPH084591B2 JP H084591 B2 JPH084591 B2 JP H084591B2 JP 5147444 A JP5147444 A JP 5147444A JP 14744493 A JP14744493 A JP 14744493A JP H084591 B2 JPH084591 B2 JP H084591B2
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- circuit
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、生体内の運動体の運動
情報を測定する超音波ドプラ診断装置に関する。
情報を測定する超音波ドプラ診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】超音波診断装置として、超音波ドプラ診
断装置が知られている。この装置は、生体内に超音波パ
ルスを送波し、生体内の運動体（例えば、血流）にてド
プラシフトを受けて反射された反射波を受波することに
よって、受信信号からドプラ情報、すなわち運動体の運
動情報（例えば、速度情報、速度分散情報）を抽出する
ものである。
断装置が知られている。この装置は、生体内に超音波パ
ルスを送波し、生体内の運動体（例えば、血流）にてド
プラシフトを受けて反射された反射波を受波することに
よって、受信信号からドプラ情報、すなわち運動体の運
動情報（例えば、速度情報、速度分散情報）を抽出する
ものである。
【０００３】特公昭６２−４４４９４号で開示された超
音波ドプラ診断装置において、受信信号は、まず直交検
波回路（複素信号変換回路）において、所定の参照波信
号と混合され、更にローパスフィルタを通過して複素信
号に変換される。
音波ドプラ診断装置において、受信信号は、まず直交検
波回路（複素信号変換回路）において、所定の参照波信
号と混合され、更にローパスフィルタを通過して複素信
号に変換される。
【０００４】この複素信号は、サンプリング周波数一定
のＡ／Ｄ変換器において、後のデジタル演算のために、
デジタル信号に変換される。変換された複素信号は、例
えば心臓壁などの低速運動体によるノイズを排除するた
め、クラッタ除去フィルタ（複素ディレーキャンセラ）
に入力される。
のＡ／Ｄ変換器において、後のデジタル演算のために、
デジタル信号に変換される。変換された複素信号は、例
えば心臓壁などの低速運動体によるノイズを排除するた
め、クラッタ除去フィルタ（複素ディレーキャンセラ）
に入力される。
【０００５】そのクラッタ除去フィルタを通過した後、
複素信号は、自己相関器に入力され、複素信号の自己相
関が演算される。そして、その演算結果から、速度演算
器において運動体の速度が演算される。この演算により
求められた速度情報は、白黒断層画像上に重ねて、二次
元のドプラ画像として、カラー表示される。なお、速度
の分散などが一緒に表示される場合もある。
複素信号は、自己相関器に入力され、複素信号の自己相
関が演算される。そして、その演算結果から、速度演算
器において運動体の速度が演算される。この演算により
求められた速度情報は、白黒断層画像上に重ねて、二次
元のドプラ画像として、カラー表示される。なお、速度
の分散などが一緒に表示される場合もある。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】超音波画像の縦方向の
表示ピクセル数を“Ｎpx”とし、超音波による診断距離
を“Ｌ”とすると、１ピクセル分に相当する時間（超音
波の伝搬時間）ｔpxは、 ｔpx＝２Ｌ／（Ｃ・Ｎpx） …（１） となる。ただし、Ｃは、生体中における超音波の音速で
約１５００ｍ／ｓｅｃである。
表示ピクセル数を“Ｎpx”とし、超音波による診断距離
を“Ｌ”とすると、１ピクセル分に相当する時間（超音
波の伝搬時間）ｔpxは、 ｔpx＝２Ｌ／（Ｃ・Ｎpx） …（１） となる。ただし、Ｃは、生体中における超音波の音速で
約１５００ｍ／ｓｅｃである。
【０００７】このｔpxの逆数を“ピクセルレートｆpx”
と定義する。すなわち、ピクセルレートｆpxは、 ｆpx＝１／ｔpx …（２） と定義される。
と定義する。すなわち、ピクセルレートｆpxは、 ｆpx＝１／ｔpx …（２） と定義される。
【０００８】図４及び図５には、ピクセルレートの概念
を示すための参考として、超音波画像及び超音波ビーム
上の速度プロフィールが示されている。図４は、診断距
離が“Ｌ”の場合であり、図５は診断距離が“Ｌ／２”
の場合である。また、各図において（Ａ）は断層画像と
ドプラ画像とを合成した超音波画像を示し、（Ｂ）は、
（Ａ）に示される特定のビーム軸（＃ｉ）上の速度情報
（ドプラシフトの大きさ）を深さ（診断距離）との関係
で示した図である。
を示すための参考として、超音波画像及び超音波ビーム
上の速度プロフィールが示されている。図４は、診断距
離が“Ｌ”の場合であり、図５は診断距離が“Ｌ／２”
の場合である。また、各図において（Ａ）は断層画像と
ドプラ画像とを合成した超音波画像を示し、（Ｂ）は、
（Ａ）に示される特定のビーム軸（＃ｉ）上の速度情報
（ドプラシフトの大きさ）を深さ（診断距離）との関係
で示した図である。
【０００９】図４において、診断距離が“Ｌ”の場合、
ピクセルレートｆpx1 は上記第２式から、 ｆpx1 ＝１／ｔpx1 …（３） となる。
ピクセルレートｆpx1 は上記第２式から、 ｆpx1 ＝１／ｔpx1 …（３） となる。
【００１０】一方、図５のように、図４の表示を２倍に
拡大した場合、ピクセルレートｆpx2 は、 ｆpx2 ＝１／ｔpx2 ＝２×ｆpx1 …（４） となる。
拡大した場合、ピクセルレートｆpx2 は、 ｆpx2 ＝１／ｔpx2 ＝２×ｆpx1 …（４） となる。
【００１１】ここで、表示ピクセル数Ｎpxを５００とす
ると、この場合、診断距離Ｌを４ｃｍから２０ｃｍに可
変すると、ピクセルレートｆpxは、１０ＭＨｚから２Ｍ
Ｈｚまで変化する。
ると、この場合、診断距離Ｌを４ｃｍから２０ｃｍに可
変すると、ピクセルレートｆpxは、１０ＭＨｚから２Ｍ
Ｈｚまで変化する。
【００１２】従来の超音波ドプラ診断装置においては、
一定のサンプリングレート“ｆs ”で、受信信号（複素
信号）をＡ／Ｄ変換している。
一定のサンプリングレート“ｆs ”で、受信信号（複素
信号）をＡ／Ｄ変換している。
【００１３】ここで、ｆpx＞ｆs の場合には、Ａ／Ｄ変
換後のデータ数が表示ピクセル数よりも少ないため、欠
落データを補い画像を見やすくするために、データの補
間処理が必要となる。図６には、その補間処理が図示さ
れている。
換後のデータ数が表示ピクセル数よりも少ないため、欠
落データを補い画像を見やすくするために、データの補
間処理が必要となる。図６には、その補間処理が図示さ
れている。
【００１４】一方、ｆpx＜ｆs の場合には、Ａ／Ｄ変換
後のデータ数が表示ピクセル数よりも多いため、データ
が余剰し、データの間引き処理が必要となる。図７に
は、その間引き処理が図示されている。また、この場
合、データを格納するメモリの有効利用を図れず、不必
要に大きなメモリを必要としてしまう。
後のデータ数が表示ピクセル数よりも多いため、データ
が余剰し、データの間引き処理が必要となる。図７に
は、その間引き処理が図示されている。また、この場
合、データを格納するメモリの有効利用を図れず、不必
要に大きなメモリを必要としてしまう。
【００１５】このように、従来の超音波ドプラ診断装置
においては、表示画像のピクセルレートが変動するにも
かかわらず、Ａ／Ｄ変換のサンプリングレートが一定で
あったため、ピクセルレートとサンプリングレートの大
小関係に応じて補間処理又は間引き処理を行う必要があ
った。メモリ容量は、本来、表示ピクセル数に相当する
大きさでよいのに、不必要に大きなメモリが必要となっ
ていた。
においては、表示画像のピクセルレートが変動するにも
かかわらず、Ａ／Ｄ変換のサンプリングレートが一定で
あったため、ピクセルレートとサンプリングレートの大
小関係に応じて補間処理又は間引き処理を行う必要があ
った。メモリ容量は、本来、表示ピクセル数に相当する
大きさでよいのに、不必要に大きなメモリが必要となっ
ていた。
【００１６】超音波ドプラ診断装置で取替え使用される
超音波プローブは、通常、２ＭＨｚから７ＭＨｚ程度の
超音波を送受波するものである。ここで、図８に示すよ
うに、一般に、送信周波数が高くなればなるほど、周波
数帯域（スペクトル幅）が広くなり、距離方向の分解能
は改善される。なお、図８において、２０１は、超音波
の中心周波数が２ＭＨｚの場合の受信スペクトルであ
り、２０２は、超音波の中心周波数が７ＭＨｚの場合の
受信スペクトルである。
超音波プローブは、通常、２ＭＨｚから７ＭＨｚ程度の
超音波を送受波するものである。ここで、図８に示すよ
うに、一般に、送信周波数が高くなればなるほど、周波
数帯域（スペクトル幅）が広くなり、距離方向の分解能
は改善される。なお、図８において、２０１は、超音波
の中心周波数が２ＭＨｚの場合の受信スペクトルであ
り、２０２は、超音波の中心周波数が７ＭＨｚの場合の
受信スペクトルである。
【００１７】しかし、従来の超音波ドプラ診断装置で
は、直交検波後に設けられているローパスフィルタのカ
ットオフ周波数は固定であったため、超音波の周波数を
高くした場合、直交検波後のローパスフィルタによって
受信信号をベースバンドに変換するのに際して、高い方
の周波数成分がフィルタリングされ、距離分解能を向上
することができなかった。
は、直交検波後に設けられているローパスフィルタのカ
ットオフ周波数は固定であったため、超音波の周波数を
高くした場合、直交検波後のローパスフィルタによって
受信信号をベースバンドに変換するのに際して、高い方
の周波数成分がフィルタリングされ、距離分解能を向上
することができなかった。
【００１８】従来の装置において、ローパスフィルタの
カットオフ周波数が固定されていた理由は、Ａ／Ｄ変換
器におけるサンプリングレートが固定されていたからで
ある。すなわち、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレート
で、それを通過できる信号帯域が制限され、その制限さ
れる帯域に合わせて、カットオフ周波数が決定されてい
た。
カットオフ周波数が固定されていた理由は、Ａ／Ｄ変換
器におけるサンプリングレートが固定されていたからで
ある。すなわち、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレート
で、それを通過できる信号帯域が制限され、その制限さ
れる帯域に合わせて、カットオフ周波数が決定されてい
た。
【００１９】本発明は、上記従来の課題に鑑みなされた
ものであり、その目的は、メモリを節約でき、かつ補間
処理などの複雑な処理をできるだけ排除し、構成を簡易
化できる超音波ドプラ診断装置を提供することにある。
ものであり、その目的は、メモリを節約でき、かつ補間
処理などの複雑な処理をできるだけ排除し、構成を簡易
化できる超音波ドプラ診断装置を提供することにある。
【００２０】また、本発明の目的は、不必要に受信信号
の帯域制限を行うことがない超音波ドプラ診断装置を提
供することにある。
の帯域制限を行うことがない超音波ドプラ診断装置を提
供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、受信信号を直交検波する直交検波回路
と、前記直交検波回路からの検波信号をＡ／Ｄ変換する
サンプリングレート可変型のＡ／Ｄ変換回路と、ピクセ
ルレートに応じて前記Ａ／Ｄ変換回路におけるサンプリ
ングレートを設定するサンプリングレート制御回路と、
を含むことを特徴とする。
に、本発明は、受信信号を直交検波する直交検波回路
と、前記直交検波回路からの検波信号をＡ／Ｄ変換する
サンプリングレート可変型のＡ／Ｄ変換回路と、ピクセ
ルレートに応じて前記Ａ／Ｄ変換回路におけるサンプリ
ングレートを設定するサンプリングレート制御回路と、
を含むことを特徴とする。
【００２２】また、本発明は、前記設定されるサンプリ
ングレートは、少なくとも前記ピクセルレートより大き
く、前記Ａ／Ｄ変換回路から出力されるデジタル受信デ
ータのうちで余剰データを間引く間引き回路が設けられ
ていることを特徴とする。
ングレートは、少なくとも前記ピクセルレートより大き
く、前記Ａ／Ｄ変換回路から出力されるデジタル受信デ
ータのうちで余剰データを間引く間引き回路が設けられ
ていることを特徴とする。
【００２３】更に、本発明は、前記直交検波回路は、前
記受信信号を所定の参照信号と混合するミキサと、前記
ミキサの出力信号を瀘波するローパスフィルタ回路と、
で構成され、前記ローパスフィルタ回路は、互いにカッ
トオフ周波数が異なる複数のローパスフィルタで構成さ
れ、前記Ａ／Ｄ変換回路のサンプリングレートの変更に
伴って、前記複数のローパスフィルタが切替え制御され
ることを特徴とする。
記受信信号を所定の参照信号と混合するミキサと、前記
ミキサの出力信号を瀘波するローパスフィルタ回路と、
で構成され、前記ローパスフィルタ回路は、互いにカッ
トオフ周波数が異なる複数のローパスフィルタで構成さ
れ、前記Ａ／Ｄ変換回路のサンプリングレートの変更に
伴って、前記複数のローパスフィルタが切替え制御され
ることを特徴とする。
【００２４】
【作用】上記本発明の構成によれば、直交検波後の受信
信号は、Ａ／Ｄ変換回路においてデジタル信号に変換さ
れるが、その場合、サンプリングレート制御回路によっ
てサンプリングレートがピクセルレートに応じて設定さ
れるため、サンプリングレートをピクセルレートに一致
（又は近似）させることが可能になる。もちろん、サン
プリングレートがピクセルレートと一致すれば、間引き
処理及び補間処理のいずれも不要となる。
信号は、Ａ／Ｄ変換回路においてデジタル信号に変換さ
れるが、その場合、サンプリングレート制御回路によっ
てサンプリングレートがピクセルレートに応じて設定さ
れるため、サンプリングレートをピクセルレートに一致
（又は近似）させることが可能になる。もちろん、サン
プリングレートがピクセルレートと一致すれば、間引き
処理及び補間処理のいずれも不要となる。
【００２５】また、上記構成によれば、サンプリングレ
ートは少なくとも前記ピクセルレートより大きく設定さ
れるため、データの補間処理が不要となり、間引き回路
でデータの間引きを行うだけで済む。
ートは少なくとも前記ピクセルレートより大きく設定さ
れるため、データの補間処理が不要となり、間引き回路
でデータの間引きを行うだけで済む。
【００２６】更に、上記構成によれば、サンプリングレ
ートの変更に応じて、ローパスフィルタが切り替えら
れ、受信信号の帯域を不必要に制限することを防止でき
る。
ートの変更に応じて、ローパスフィルタが切り替えら
れ、受信信号の帯域を不必要に制限することを防止でき
る。
【００２７】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面に基づい
て説明する。
て説明する。
【００２８】図１には、本発明に係る超音波ドプラ診断
装置の全体構成が示されている。
装置の全体構成が示されている。
【００２９】図１において、生体表面に当接される超音
波探触子１０によって超音波が送受波され、生体内の運
動体にてドプラシフトを受けた反射波が超音波探触子１
０にて受波される。
波探触子１０によって超音波が送受波され、生体内の運
動体にてドプラシフトを受けた反射波が超音波探触子１
０にて受波される。
【００３０】この受波によって得られた受信信号は送受
信器１２を介して直交検波回路１４及び検波器１６に送
出されている。
信器１２を介して直交検波回路１４及び検波器１６に送
出されている。
【００３１】検波器１６は、白黒の断層画像形成のため
に、受信信号の検波を行うものであり、検波された受信
信号はＡ／Ｄ変換器１８にてデジタル信号に変換された
後、デジタルスキャンコンバータ（以下、ＤＳＣとい
う）２０に送られている。なお、前記Ａ／Ｄ変換器１８
は、従来同様の構成である。
に、受信信号の検波を行うものであり、検波された受信
信号はＡ／Ｄ変換器１８にてデジタル信号に変換された
後、デジタルスキャンコンバータ（以下、ＤＳＣとい
う）２０に送られている。なお、前記Ａ／Ｄ変換器１８
は、従来同様の構成である。
【００３２】ＤＳＣ２０は、画像合成や座標変換等の画
像処理を実行するものであり、後述するドプラ画像に前
記断層画像を合成してＤ／Ａ変換器２２を介して表示器
２４へ画像信号を出力する。これによって、表示器２４
において断層画像の上にドプラ画像が合成された超音波
画像が表示されることになる。
像処理を実行するものであり、後述するドプラ画像に前
記断層画像を合成してＤ／Ａ変換器２２を介して表示器
２４へ画像信号を出力する。これによって、表示器２４
において断層画像の上にドプラ画像が合成された超音波
画像が表示されることになる。
【００３３】一方、直交検波回路１４において、受信信
号１００は、タイミング信号発生器２６から出力された
所定の参照信号１０１及び１０２と混合され、複素信号
１０３に変換される。ここで、所定の参照信号１０１及
び１０２は、超音波送信中心周波数ｆ0 と等しいもので
あり、互いに位相が９０度異なるものである。すなわ
ち、参照信号１０１は、ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ）の信号で
あり、参照信号１０２はｓｉｎ（２πｆ0 ｔ）の信号で
ある。
号１００は、タイミング信号発生器２６から出力された
所定の参照信号１０１及び１０２と混合され、複素信号
１０３に変換される。ここで、所定の参照信号１０１及
び１０２は、超音波送信中心周波数ｆ0 と等しいもので
あり、互いに位相が９０度異なるものである。すなわ
ち、参照信号１０１は、ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ）の信号で
あり、参照信号１０２はｓｉｎ（２πｆ0 ｔ）の信号で
ある。
【００３４】検波後の複素信号１０３は、次に、サンプ
リングレート可変型のＡ／Ｄ変換回路２８において、デ
ジタル信号に変換される。この場合、そのサンプリング
レートは、分周器３０から出力される信号ｆs １１０に
よって定められる。なお、Ａ／Ｄ変換処理に関しては後
に詳述する。
リングレート可変型のＡ／Ｄ変換回路２８において、デ
ジタル信号に変換される。この場合、そのサンプリング
レートは、分周器３０から出力される信号ｆs １１０に
よって定められる。なお、Ａ／Ｄ変換処理に関しては後
に詳述する。
【００３５】デジタル化された複素信号１０４は、次
に、クラッタ除去フィルタ３２に入力され、受信信号中
に含まれる低速運動体の成分が除去される。すなわち、
従来例で説明したように、例えば心臓壁等の低速運動体
によるノイズがこのクラッタ除去フィルタ３２によって
排除されている。このクラッタ除去フィルタ３２を通過
した複素信号１０５は、次に自己相関器３４に入力さ
れ、受信信号相互間の自己相関が演算される。この自己
相関器３４は、例えば従来例で示した特公昭６２−４４
４９４号に記載されたものが用いられる。
に、クラッタ除去フィルタ３２に入力され、受信信号中
に含まれる低速運動体の成分が除去される。すなわち、
従来例で説明したように、例えば心臓壁等の低速運動体
によるノイズがこのクラッタ除去フィルタ３２によって
排除されている。このクラッタ除去フィルタ３２を通過
した複素信号１０５は、次に自己相関器３４に入力さ
れ、受信信号相互間の自己相関が演算される。この自己
相関器３４は、例えば従来例で示した特公昭６２−４４
４９４号に記載されたものが用いられる。
【００３６】自己相関器３４から出力された自己相関結
果を表す信号１０６は、速度演算器３６及び分散演算器
３８に入力されている。速度演算器３６は、自己相関結
果から生体内運動体の速度を演算するものであり、演算
された速度は信号１０７として間引き演算器４０に送ら
れている。
果を表す信号１０６は、速度演算器３６及び分散演算器
３８に入力されている。速度演算器３６は、自己相関結
果から生体内運動体の速度を演算するものであり、演算
された速度は信号１０７として間引き演算器４０に送ら
れている。
【００３７】一方、分散演算器３８は、自己相関結果か
ら速度の分散値を求めるものであり、その結果を表す信
号１０８も上記信号１０７と同様、間引き演算器４０に
入力されている。
ら速度の分散値を求めるものであり、その結果を表す信
号１０８も上記信号１０７と同様、間引き演算器４０に
入力されている。
【００３８】本実施例の超音波ドプラ診断装置において
は、サンプリングレートがピクセルレートより必ず高く
設定されており、このため間引き演算が必要となる。換
言すれば、補間演算は不要である。ここで、間引き演算
器４０は、従来例で説明した図７に示した間引き演算を
実行する。すなわち、余剰データの間引きを行ってい
る。
は、サンプリングレートがピクセルレートより必ず高く
設定されており、このため間引き演算が必要となる。換
言すれば、補間演算は不要である。ここで、間引き演算
器４０は、従来例で説明した図７に示した間引き演算を
実行する。すなわち、余剰データの間引きを行ってい
る。
【００３９】そして、この間引き演算は速度及び分散の
両者に対して実行される。なお、間引き演算器４０の間
引き量を制御するため、制御部４２から制御信号１１２
が供給されている。
両者に対して実行される。なお、間引き演算器４０の間
引き量を制御するため、制御部４２から制御信号１１２
が供給されている。
【００４０】そして、間引き演算器４０から出力された
速度値Ｖ及び分散値σ2 は、ＤＳＣ２０に送られてお
り、それらの情報は白黒の断層画像と重ねて、ドプラ画
像としてカラー表示される。
速度値Ｖ及び分散値σ2 は、ＤＳＣ２０に送られてお
り、それらの情報は白黒の断層画像と重ねて、ドプラ画
像としてカラー表示される。
【００４１】上述した制御部４２は、サンプリングレー
トの制御及び間引き演算器４０に対する制御を行ってい
る。
トの制御及び間引き演算器４０に対する制御を行ってい
る。
【００４２】次に、Ａ／Ｄ変換回路２８におけるサンプ
リングレートの設定について詳述する。
リングレートの設定について詳述する。
【００４３】図２には、図１に示した直交検波回路１４
及びＡ／Ｄ変換回路２８の具体的な構成が図示されてい
る。
及びＡ／Ｄ変換回路２８の具体的な構成が図示されてい
る。
【００４４】直交検波回路１４は、一対のミキサ４４，
４６と、一対のローパスフィルタ回路４８，５０とで構
成されている。更に、各フィルタ回路４８，５０は、互
いにカットオフ周波数が異なる２つのローパスフィルタ
で構成されている。
４６と、一対のローパスフィルタ回路４８，５０とで構
成されている。更に、各フィルタ回路４８，５０は、互
いにカットオフ周波数が異なる２つのローパスフィルタ
で構成されている。
【００４５】一方、Ａ／Ｄ変換回路２８は、一対のＡ／
Ｄ変換器５２及び５４で構成され、各Ａ／Ｄ変換器５
２，５４にはサンプリングレートを決定するサンプリン
グレート信号ｆs １１０が入力されている。分周器３０
は、前記サンプリングレート信号ｆs １１０を作成する
ものであり、図１に図示したタイミング信号発生器２６
から出力される超音波送信中心周波数ｆ0 の４倍の周波
数をもった信号１０９を、前記制御部４２から出力され
る分周比信号１１３で、除することによってサンプリン
グレート信号１１０を作成している。
Ｄ変換器５２及び５４で構成され、各Ａ／Ｄ変換器５
２，５４にはサンプリングレートを決定するサンプリン
グレート信号ｆs １１０が入力されている。分周器３０
は、前記サンプリングレート信号ｆs １１０を作成する
ものであり、図１に図示したタイミング信号発生器２６
から出力される超音波送信中心周波数ｆ0 の４倍の周波
数をもった信号１０９を、前記制御部４２から出力され
る分周比信号１１３で、除することによってサンプリン
グレート信号１１０を作成している。
【００４６】本実施例の超音波ドプラ診断装置において
は、上述したように、サンプリングレートがピクセルレ
ートより常に高く設定されており、具体的には次の第５
式に基づいてサンプリングレートが決定されている。
は、上述したように、サンプリングレートがピクセルレ
ートより常に高く設定されており、具体的には次の第５
式に基づいてサンプリングレートが決定されている。
【００４７】 ｆs ＝４ｆ0 ／Ｎ≧ｆpx …（５） この分周比Ｎは、図１に示した制御部４２によって設定
されるものであり、上記第５式を満足する限りにおい
て、できる限りピクセルレートにサンプリングレートが
近づくように設定する。
されるものであり、上記第５式を満足する限りにおい
て、できる限りピクセルレートにサンプリングレートが
近づくように設定する。
【００４８】なお、制御部４２は、図示されていない操
作パネルにより選択された診断距離に基づいて、上記分
周比Ｎを設定する。
作パネルにより選択された診断距離に基づいて、上記分
周比Ｎを設定する。
【００４９】本実施例の超音波ドプラ診断装置において
は、上述のようにサンプリングレートの設定に伴って、
ローパスフィルタの切替えが実行される。制御部４２か
らフィルタ切替え信号１１４が各フィルタ回路４８，５
０に供給されており、この信号によって、第１のフィル
タ（ＬＰＦ＃１）と第２のフィルタ（ＬＰＦ＃２）とが
切り替えられている。
は、上述のようにサンプリングレートの設定に伴って、
ローパスフィルタの切替えが実行される。制御部４２か
らフィルタ切替え信号１１４が各フィルタ回路４８，５
０に供給されており、この信号によって、第１のフィル
タ（ＬＰＦ＃１）と第２のフィルタ（ＬＰＦ＃２）とが
切り替えられている。
【００５０】図３には、各フィルタの遮断特性が示され
ており、４０１は第１のフィルタ（ＬＰＦ＃１）の遮断
特性であり、４０２は第２のフィルタ（ＬＰＦ＃２）の
遮断特性である。
ており、４０１は第１のフィルタ（ＬＰＦ＃１）の遮断
特性であり、４０２は第２のフィルタ（ＬＰＦ＃２）の
遮断特性である。
【００５１】このように互いにカットオフ周波数が異な
る複数のローパスフィルタを設けることによって、受信
信号の帯域が広がった場合、すなわち受信信号のスペク
トルが広がった場合にそれに応じて適切なフィルタリン
グを実行することが可能となる。すなわち、図３におけ
る３０１は、図８に示したスペクトル２０１に対応する
ものであり、このように超音波の中心周波数が低くスペ
クトル帯域が狭い場合には、カットオフ周波数の低い第
１のフィルタが選択される。一方、図３に示す３０２は
図８に示したスペクトル２０２に対応するものであり、
このスペクトル３０２のように超音波の中心周波数が高
く帯域が広がっている場合には、カットオフ周波数の高
い第２のフィルタが選択されることになる。従来におい
ては、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートが固定であっ
たため通過できる帯域が自ずと固定されていたことから
ローパスフィルタのカットオフ周波数は固定されていた
が、本実施例によれば、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレ
ートを可変して通過帯域の変更が可能であることからこ
のようなローパスフィルタの切替えは極めて有効とな
る。なお、本実施例では２つのローパスフィルタを切り
替えて使用したが、もちろん３つ以上のローパスフィル
タをサンプリングレートに応じて切り替えても、よく、
よりきめの細かいフィルタリングが実現される。
る複数のローパスフィルタを設けることによって、受信
信号の帯域が広がった場合、すなわち受信信号のスペク
トルが広がった場合にそれに応じて適切なフィルタリン
グを実行することが可能となる。すなわち、図３におけ
る３０１は、図８に示したスペクトル２０１に対応する
ものであり、このように超音波の中心周波数が低くスペ
クトル帯域が狭い場合には、カットオフ周波数の低い第
１のフィルタが選択される。一方、図３に示す３０２は
図８に示したスペクトル２０２に対応するものであり、
このスペクトル３０２のように超音波の中心周波数が高
く帯域が広がっている場合には、カットオフ周波数の高
い第２のフィルタが選択されることになる。従来におい
ては、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレートが固定であっ
たため通過できる帯域が自ずと固定されていたことから
ローパスフィルタのカットオフ周波数は固定されていた
が、本実施例によれば、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングレ
ートを可変して通過帯域の変更が可能であることからこ
のようなローパスフィルタの切替えは極めて有効とな
る。なお、本実施例では２つのローパスフィルタを切り
替えて使用したが、もちろん３つ以上のローパスフィル
タをサンプリングレートに応じて切り替えても、よく、
よりきめの細かいフィルタリングが実現される。
【００５２】次に、図１に示した間引き演算器４０の動
作について説明する。上述したように、本実施例におい
ては、サンプリングレートが常にピクセルレートより高
く設定されているため、受信信号中に余剰データが存在
する。そこで上述したように間引き演算器４０が設けら
れており、そのような余剰データが間引かれている。具
体的には、データを間引くアドレスは次のような式で与
えられる。
作について説明する。上述したように、本実施例におい
ては、サンプリングレートが常にピクセルレートより高
く設定されているため、受信信号中に余剰データが存在
する。そこで上述したように間引き演算器４０が設けら
れており、そのような余剰データが間引かれている。具
体的には、データを間引くアドレスは次のような式で与
えられる。
【００５３】 ｉdeci＝ＩＮＴ［ｉ＊ｆpx／ｆs ］ …（６） ここで、ｉ＝１，２，…，Ｎs であり、Ｎs は距離方向
のデータサンプル数である。ちなみに、この間引きアド
レスの発生は、例えば乗算器等を用いて容易に実現する
ことが可能である。
のデータサンプル数である。ちなみに、この間引きアド
レスの発生は、例えば乗算器等を用いて容易に実現する
ことが可能である。
【００５４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ピクセルレートに応じてサンプリングレートを設定する
ことが可能になる。そして、サンプリングレートをピク
セルレートより高く設定することによって、データの補
間処理を排除し間引き処理だけでデータ数の調整を行う
ことが可能となる。これによって、装置の構成を簡易化
できるという効果がある。
ピクセルレートに応じてサンプリングレートを設定する
ことが可能になる。そして、サンプリングレートをピク
セルレートより高く設定することによって、データの補
間処理を排除し間引き処理だけでデータ数の調整を行う
ことが可能となる。これによって、装置の構成を簡易化
できるという効果がある。
【００５５】更に、本発明によれば、サンプリングレー
トの変更に応じてローパスフィルタが切り替えられ受信
信号の帯域を調整できるので、従来カットされていたス
ペクトルを有効に利用して、距離分解能を向上できると
いう効果がある。
トの変更に応じてローパスフィルタが切り替えられ受信
信号の帯域を調整できるので、従来カットされていたス
ペクトルを有効に利用して、距離分解能を向上できると
いう効果がある。
【図１】本発明に係る超音波ドプラ診断装置の全体構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図２】直交検波回路及びＡ／Ｄ変換回路の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】直交検波後の受信信号のスペクトルを示す説明
図である。
図である。
【図４】診断距離がＬの場合の超音波画像と速度情報と
を示す説明図である。
を示す説明図である。
【図５】診断距離がＬ／２の場合の超音波画像と速度情
報とを示す説明図である。
報とを示す説明図である。
【図６】補間処理を示す説明図である。
【図７】間引き処理を示す説明図である。
【図８】受信信号のスペクトルを示す説明図である。
１４ 直交検波回路 ２６ タイミング信号発生器 ２８ サンプリングレート可変型Ａ／Ｄ変換回路 ３０ 分周器 ４０ 間引き演算器 ４２ 制御部
Claims (2)
- 【請求項１】 生体内へ超音波を送波し、生体内運動体
からの反射波を受波して得られた受信信号から、前記運
動体の運動情報を得る超音波ドプラ診断装置において、 前記受信信号を直交検波する直交検波回路と、 前記直交検波回路からの検波信号をＡ／Ｄ変換するサン
プリングレート可変型のＡ／Ｄ変換回路と、 ピクセルレートに応じて前記Ａ／Ｄ変換回路におけるサ
ンプリングレートを設定するサンプリングレート制御回
路と、 を含み、 前記サンプリングレート制御回路により設定されるサン
プリングレートは、少なくとも前記ピクセルレートより
大きく、 前記Ａ／Ｄ変換回路から出力されるデジタル受信データ
のうちで余剰データを間引く間引き回路が設けられてい
る ことを特徴とする超音波ドプラ診断装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の超音波ドプラ診断装置に
おいて、 前記直交検波回路は、前記受信信号を所定の参照信号と
混合するミキサと、前記ミキサの出力信号を瀘波するロ
ーパスフィルタ回路と、で構成され、 前記ローパスフィルタ回路は、互いにカットオフ周波数
が異なる複数のローパスフィルタで構成され、 前記Ａ／Ｄ変換回路のサンプリングレートの変更に伴っ
て、前記複数のローパスフィルタが切替え制御されるこ
とを特徴とする超音波ドプラ診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5147444A JPH084591B2 (ja) | 1993-06-18 | 1993-06-18 | 超音波ドプラ診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5147444A JPH084591B2 (ja) | 1993-06-18 | 1993-06-18 | 超音波ドプラ診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07394A JPH07394A (ja) | 1995-01-06 |
| JPH084591B2 true JPH084591B2 (ja) | 1996-01-24 |
Family
ID=15430486
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5147444A Expired - Fee Related JPH084591B2 (ja) | 1993-06-18 | 1993-06-18 | 超音波ドプラ診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH084591B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1860460A1 (en) * | 2006-05-23 | 2007-11-28 | Medison Co., Ltd. | Ultrasound diagnostic system and method for adjusting output of digital signals |
| WO2013191261A1 (ja) * | 2012-06-22 | 2013-12-27 | 株式会社東芝 | 超音波診断装置 |
| JP2019074443A (ja) * | 2017-10-18 | 2019-05-16 | 富士電機株式会社 | 流量計測装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62148656A (ja) * | 1985-12-24 | 1987-07-02 | 横河メディカルシステム株式会社 | リニアアレイ超音波診断装置 |
-
1993
- 1993-06-18 JP JP5147444A patent/JPH084591B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07394A (ja) | 1995-01-06 |
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Legal Events
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