JPH0831840B2 - 通信システムにおいて直交符号化を利用するための装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、拡散スペクトル（ｓｐ
ｒｅａｄ−ｓｐｅｃｔｒｕｍ）信号を用いる通信システ
ムに関し、さらに詳しくは、拡散スペクトル通信システ
ムにおいて畳み込み直交符号化の装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】通信システムには多くの形式がある。一
般に、通信システムの目的は、一点にある信号源から情
報を有する信号をある距離離れた別の点にあるユーザ目
的地に送信することである。一般に、通信システムは、
３つの基本要素、すなわち送信機，チャンネルおよび受
信機からなる。送信機は、チャンネルを介して伝送する
のに適した形式にメッセージ信号を処理する機能を有す
る。メッセージ信号のこの処理は変調という。チャンネ
ルの機能は、送信機出力と受信機入力とを物理的に接続
することである。受信機の機能は、受信信号を処理して
元のメッセージ信号を推定することである。この受信信
号の処理を復調という。

【０００３】双方向通信チャンネルには２種類、すなわ
ち、１対１(point-to-point)チャンネルおよび１対多(p
oint-to-multipoint) チャンネルがある。１対１チャン
ネルの例には、ワイヤライン（例えば、ローカル電話伝
送），マイクロ波リンクおよび光ファイバが含まれる。
一方、１対多チャンネルは、一つの送信機から複数の受
信局に同時に着信できるという機能を有する（例えば、
セルラ無線電話通信システム）。これらの１対多システ
ムは多重アドレス・システム(Multiple Address Syste
m: ＭＡＳ）ともいう。

【０００４】通信チャンネル上でメッセージ信号を伝送
するため、アナログおよびデジタル伝送方法が用いられ
る。デジタル方法を用いることは、アナログ方法に比べ
いくつかの動作上の利点を提供し、それにはチャンネル
雑音や干渉の影響を受けにくいこと，システムの柔軟な
動作，異なる種類のメッセージ信号の伝送に対する共通
フォーマット，暗号化を用いることによる通信の機密性
の改善および高容量化などあるが、これらに限定される
ものではない。

【０００５】これらの利点は、システムの複雑化という
犠牲を払って実現される。しかし、超高密度集積( ＶＬ
ＳＩ）技術を利用することにより、ハードウェアを構築
するコスト効率的な方法が開発されている。

【０００６】帯域通過通信チャンネルを介してメッセー
ジ信号（アナログまたはデジタル方式）を伝送するため
には、メッセージ信号をチャンネルを介して効率的に伝
送するのに適した形式に処理しなければならない。メッ
セージ信号の修正は、変調という処理によって実現され
る。この処理は、被変調波のスペクトルが割り当てられ
たチャンネル帯域幅に整合するように、メッセージ信号
に従って搬送波の一部のパラメータを変えることであ
る。それに対応して、受信機はチャンネルを伝搬した後
に伝送信号の劣化したものから元のメッセージ信号を復
元する必要がある。この復元は復調という処理によって
行われ、復調は送信機で用いられる変調処理の逆の処理
である。

【０００７】効率的な伝送を行うことのほかに、変調を
行う別の理由がある。特に、変調を利用することは多重
化、すなわち、共通のチャンネルを介して複数のメッセ
ージ源から信号を同時に伝送することを可能にする。ま
た、変調はメッセージ信号を雑音や干渉の受けにくい形
式に変換するために用いることもできる。

【０００８】多重化通信システムでは、一般にシステム
は多くの遠隔装置（すなわち、加入者装置）によって構
成され、これらの装置は通信チャンネル上の資源を連続
的に利用するのではなく、通信チャンネルの短いまたは
離散的な部分において通信チャンネル上で能動的なサー
ビスを必要とする。従って、通信システムは、同一通信
チャンネル上で短い期間のあいだ多くの遠隔装置と通信
する特性を取り入れるべく設計されている。これらのシ
ステムは多元接続通信システムという。

【０００９】多元接続通信システムの一つの種類に、拡
散スペクトル(spread spectrum) システムがある。拡散
スペクトル・システムでは、変調方法が用いられ、送信
信号は通信チャンネル内の広周波数帯域にわたって拡散
される。周波数帯域は、送信される情報を伝送するため
に必要な最小帯域幅よりもはるかに広い。例えば、音声
信号は、情報自体の帯域幅のわずか２倍の帯域幅におい
て振幅変調（ＡＭ）によって送信することができる。低
偏移の周波数変調（ＦＭ）または単一側波帯ＡＭなどの
他の変調方式も、情報自体の帯域幅と同等な帯域幅にお
いて情報を伝送することができる。しかし、拡散スペク
トル方式では、送信すべき信号を変調することは、わず
か数キロヘルツの帯域幅のベースバンド信号（例えば、
音声チャンネル）をとり、かなりのメガヘルツ帯域幅の
周波数帯域において送信すべき信号を分散することを含
む場合が多い。これは、送信すべき信号を送信すべき情
報と、広帯域符号化信号とで変調することによって行わ
れる。

【００１０】拡散スペクトル通信方法には、概して次の
３種類がある： 直接シーケンス法 ビット・レートが情報信号帯域幅よりもはるかに高いデ
ジタル・コード・シーケンスで搬送波を変調する方法。
このようなシステムは「直接シーケンス」変調システム
という。ホッピング法コード・シーケンスによって支配
されるパターンにおいて離散的な増分で搬送周波数をシ
フトする方法。これらのシステムは「周波数ホッパー(f
requency hopper)」という。送信機は、ある所定のセッ
ト内で周波数から周波数へとジャンプする。周波数利用
の順序は、コード・シーケンスによって決定される。同
様に、「時間ホッピング」および「時間・周波数ホッピ
ング」は、コード・シーケンスによって調整される送信
時間を有するチャープ法(Chirp) あるパルス期間中に広
帯域幅において搬送波が掃引されるパルスＦＭまたは
「チャープ」変調方法。 情報（すなわち、メッセージ
信号）は、いくつかの方法によって拡散スペクトル信号
に重畳することができる。一つの方法は、拡散変調で用
いる前に情報を拡散コード(spreading code)に付加する
方法である。この方法は、直接シーケンスおよび周波数
ホッピング・システムにおいて使用できる。拡散コード
と一般にバイナリ・コードである情報との組み合わせは
モジュール２の加算を伴うので、送信される情報は拡散
コードに付加する前にデジタル形式でなければないこと
に留意されたい。また、情報またはメッセージ信号は、
拡散する前に搬送波を変調するために利用できる。

【００１１】従って、拡散スペクトル・システムは２つ
の特性、すなわち（１）伝送帯域幅は送信される情報の
帯域幅またはレートよりもはるかに大きくなければなら
ない、および（２）送信される情報以外のなんらかの機
能を用いて、被変調チャンネル帯域幅を判定する、とい
う２つの特性を有していなければならない。

【００１２】拡散スペクトル通信システムは、多元接続
方式の通信システムにもなりうる。多元接続拡散スペク
トル・システムの一つの種類に、符号分割多元接続(cod
e division multiple access: ＣＤＭＡ) システムがあ
る。ＣＤＭＡシステムでは、通信装置間の通信は、通信
チャンネルの周波数帯域にわたって各送信信号を独自の
ユーザ拡散コードで拡散することによって行われる。そ
の結果、送信信号は通信チャンネルの同一周波数帯域内
にあり、独自のユーザ拡散コードによってのみ分割され
る。これらの独自のユーザ拡散コードは互いに直交して
おり、拡散コード間の交差相関がほぼゼロになることが
好ましい。ＣＤＭＡシステムは、直接シーケンス法また
は周波数ホッピング拡散法を利用できる。特定の送信信
号は、通信チャンネル内の信号の和を表す信号をこの特
定送信信号に関連するユーザ拡散コードで収縮(desprea
ding) することによって通信チャンネルから取り出さ
れ、このユーザ拡散コードは通信チャンネルから取り出
される。さらに、ユーザ拡散コードが互いに直交してい
る場合、受信信号は特定ユーザ拡散コードと相関させる
ことができ、特定拡散コードに関連する所望のユーザ信
号のみを強調して、他のすべてのユーザに対する残りの
信号は強調されない。

【００１３】ＣＤＭＡ通信システムにおいてお互いから
のデータ信号を拡散するために用いることのできるいく
つかの異なる拡散コードが存在することが当業者に理解
される。これらの拡散コードには、疑似雑音（ＰＮ）コ
ードおよびウォルシュ(Walsh) コードがあるが、これら
に限定されるものではない。ウォルシュ・コードは、ア
ダマール行列の一つの行または列に相当する。例えば、
６４チャンネルのＣＤＭＡ拡散スペクトル・システムで
は、特定の互いに直交したウォルシュ・コードが６４ｘ
６４アダマール行列内の６４個のウォルシュ・コードの
セットから選択できる。また、特定のウォルシュ・コー
ドを用いて特定データ信号を拡散することにより、この
特定データ信号は他のデータ信号から分離することがで
きる。

【００１４】さらに、データ信号をチャンネル符号化す
るため拡散コードを利用できることが当業者に理解され
る。雑音，フェージングおよびジャミング(jamming) な
どのさまざまなチャンネル欠陥の影響に対する送信信号
の耐久性を向上させることにより、通信システムの性能
を改善するためデータ信号はチャンネル符号化される。
一般に、チャンネル符号化はビット誤りの可能性を低減
し、および／または誤りビット／雑音密度（Ｅb ／Ｎ0
）として一般に表される所要信号対雑音比を低減し
て、データ信号を伝送するために必要となるよりも多く
の帯域幅を使用するという犠牲を払って信号を復元す
る。例えば、送信するためデータ信号を変調する前にデ
ータ信号をチャンネル符号化するためにウォルシュ・コ
ードが利用できる。同様に、データ信号をチャンネル符
号化するため、ＰＮ拡散コードが利用できる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】一般的な拡散スペクト
ル伝送は、情報信号の帯域幅を拡大し、拡大された信号
を送信し、そして受信拡散スペクトルを元の情報信号の
帯域幅に再マッピングすることにより所望の情報信号を
復元することからなる。拡散スペクトル信号方法におい
て用いられるこの一連の帯域幅の交換は、通信システム
が雑音の多い信号環境または通信チャンネルにおいて比
較的誤りのない情報信号を伝達することを可能にする。
通信チャンネルから復元される送信情報信号の品質は、
あるＥb ／Ｎ0 について誤り率（すなわち、特定の時間
間隔または受信ビット間隔において送信信号の復元にお
ける誤りの数）によって測定される。誤り率が増加する
につれて、受信側で受信される信号の品質は低下する。
その結果、一般に通信システムは、受信信号の品質の劣
化が制限されるように、誤り率を上限または最大値に制
限するように設計される。ＣＤＭＡ拡散スペクトル通信
システムでは、誤り率は通信チャンネル内の雑音干渉レ
ベルに関連し、この雑音干渉レベルは通信チャンネル内
の符号分割された同時ユーザの数に直接関連している。
従って、最大誤り率を制限するため、通信チャンネルに
おける同時符号分割されたユーザの数が制限される。し
かし、誤り率はチャンネル符号化方式を利用することに
より低減することができる。従って、チャンネル符号化
方式を用いることにより、通信チャンネルにおける同時
ユーザの数を増加し、しかも同じ最大誤り率制限を維持
することができる。

【００１６】Prentice Hall, Englewood Cliffs, New J
ersey in 1988 出版のDigital Communications: Fundam
entals and Applications by Bernard Sklarにおいて、
特に２４５〜３８０ページの第５章および第６章"Chann
el Coding"において説明されているように、これらのチ
ャンネル符号化方式の一部は通信システム用に開発され
ている。しかし、ＣＤＭＡ拡散スペクトル通信システム
用にこれらのチャンネル符号化方式を特に最適化する必
要がある。これらの最適化されたチャンネル符号化方式
を利用して、通信チャンネルにおける同時ユーザの数は
最適化されていないチャンネル符号化による通信システ
ムにおける同時ユーザの数よりも多くすることができ、
しかも同じ最大誤り率制限を維持することができる。

【００１７】

【課題を解決するための手段】通信システムにおける符
号化および復号で直交コードを利用する方法および装置
が提供される。符号化では、データ信号の入力ビットは
データ・シンボルに符号化され、データ・シンボルはグ
ループ化される。このデータ・シンボルは符号化アルゴ
リズム（例えば、ブロック符号化アルゴリズムまたは畳
み込み符号化アルゴリズム）によって符号化され、デー
タ・シンボルを推定データ・ビットに最尤復号(maximum
likelihood decoding) することを容易にする。このデ
ータ・シンボルのグループは２つのアルゴリズムのうち
一方に従って変換される。第１アルゴリズムは、所定の
サイズのブロック内のデータ・シンボルの各グループを
グループ単位でインタリーブし、次にインタリーブされ
たデータ・シンボルの各グループから直交コードを取り
出すことによって構成される。第２アルゴリズムは、デ
ータ・シンボルの各グループから直交コードを取り出
し、次に所定のサイズのブロック内の各直交コードを直
交コード単位でインタリーブすることによって構成され
る。

【００１８】復号では、受信データ・サンプルがグルー
プ化される。データ・サンプルのグループは、２つのア
ルゴリズムのうち一方に従って変換される。第１アルゴ
リズムは、一つのソフト判定計量(soft decision metri
c)が各インデックス・データ・シンボルと関連するよう
に、データ・サンプルの各グループについて複数のソフ
ト判定類似計量(soft decision similarity metrics)お
よびインデックス・データ・シンボルを生成し、次に所
定のサイズのブロック内のソフト判定計量の各グループ
をグループ単位でインタリーブ解除(deinterleaving)す
ることによって構成される。第２アルゴリズムは、所定
のサイズのブロック内のデータ・サンプルの各グループ
をグループ単位でインタリーブ解除し、次に一つのソフ
ト判定計量が各インデックス・データ・シンボルと関連
するように、データ・サンプルの各インタリーブ解除さ
れたグループについて複数のソフト判定相似計量および
インデックス・データ・シンボルを生成することによっ
て構成される。各ソフト判定計量は、データ・サンプル
の特定のグループが相互に直交するコードのセット内か
らの特定の直交コードに実質的に類似しているという信
頼尺度に相当する。グループ化されたサンプルが変換さ
れると、最尤復号方法を利用してインデックス・データ
・シンボルおよび関連するソフト判定計量から少なくと
も一つの推定データ・ビットを取り出すことにより、少
なくとも一つの推定データ・ビットが生成される。

【００１９】

【実施例】第１図を参照して、通信システムにおける符
号化および復号で直交コードを用いる従来のシステムが
示されている。この通信システムの符号部１００では、
トラヒック・チャンネル・データ・ビット１０２が特定
のビット・レート（例えば、９．６ｋｂｉｔ／秒）で符
号器１０４に入力される。入力トラヒック・チャンネル
・データ・ビットは、ボコーダによってデータに変換さ
れた音声，純粋なデータまたはこの２種類のデータの組
み合わせを含むことがある。符号器１０４は、データ・
シンボルをデータ・ビットに最尤復号するのを容易にす
る符号化アルゴリズム（例えば、畳み込みまたはブロッ
ク符号化アルゴリズム）によって固定符号化レートで入
力データ・ビット１０２をデータ・シンボルに符号化す
る。例えば、符号器１０４は１データ・ビットの固定符
号化レートで入力データ・ビット１０２（９．６ｋｂｉ
ｔｓ／秒で受信される）を３つのデータ・シンボル（す
なわち１／３）に符号化し、符号器１０２は２８．８ｋ
ｓｙｍｂｏｌｓ／秒でデータ・シンボル１０６を出力す
る。

【００２０】次に、データ・シンボル１０６はインタリ
ーバ１０８に入力される。インタリーバ１０８は、シン
ボル・レベルで入力データ・シンボル１０６をブロック
・インタリーブする。インタリーバ１０８において、デ
ータ・シンボルは個々に行列に入力され、この行列はデ
ータ・シンボルの所定のサイズのブロックを定める。デ
ータ・シンボルは、行列が列(column)単位で埋められる
ように行列内の位置に入力される。データ・シンボル
は、行列が行(row) 単位で空になるように行列内の位置
から個々に出力される。一般に、この行列は行の数と列
の数が等しい正方行列であるが、連続的に入力されるイ
ンタリーブされていないデータ・シンボル間の出力イン
タリーブ距離を増加するため他の行列形式を選ぶことも
できる。インタリーブされたデータ・シンボル１１０
は、入力時と同じデータ・シンボル・レート（例えば、
２８．８ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒）でインタリーバ１０８
によって出力される。行列によって定められるデータ・
シンボルのブロックの所定のサイズは、所定の長さの伝
送ブロック内で所定のチップ・レート(chip rate) で伝
送できるデータ・シンボルの最大数から導かれる。例え
ば、データ・シンボル１０６が２８．８ｋｓｙｍｂｏｌ
ｓ／秒のレートで符号器１０４から出力される場合、こ
れらのデータ・シンボル１０６を伝送するための最大所
定チップ・レートは２８．８ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒であ
る。さらに、例えば、伝送ブロックの所定の長さが２０
ミリ秒の場合、データ・シンボルのブロックの所定のサ
イズは２８．８ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒と２０ミリ秒との
積、すなわち５７６データ・シンボルであり、これが１
８ｘ３２の行列を定める。

【００２１】次に、インタリーブされたデータ・シンボ
ル１１０はマッパー(mapper)１１２に入力される。この
マッパー１１２は、インタリーブされたデータ・シンボ
ル１１０から一連の固定長直交コード１１４（例えば、
６４次ウォルシュ・コード）を取り出す。例えば、６４
次直交コード信号方式では、インタリーブされたデータ
・シンボル１１０は６個のデータ・シンボルのセットに
グループ化され、６４個の直交コードから６個のデータ
・シンボルのセットを表す一つのコードを選択する。こ
れらの６４個の直交コードは、６４ｘ６４アダマール行
列からのウォルシュ・コードに相当することが好まし
く、ここでウォルシュ・コードが行列の一つの行または
列である。マッパー１１２は一連のウォルシュ・コード
１１４を出力し、これらのコードは固定シンボル・レー
ト（例えば、３０７．２ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒）の入力
データ・シンボル１１０に相当する。

【００２２】ウォルシュ・コード１１４のシーケンスは
通信システムの符号部１００から出力され、通信システ
ムの送信部１１６に入力される。このシーケンス１１４
は、変調器１１７によって通信チャンネルで伝送するた
め処理される。その後、変調されたシーケンスはアンテ
ナ１１８に送られ、通信チャンネル１２０を介して伝送
される。

【００２３】変調器１１７はシーケンス１１４を処理し
て、長い拡散コード（例えば、ＰＮコード）でシーケン
ス１１４を拡散することによって直接シーケンス符号分
割拡散スペクトル伝送を行う。この拡散コードは、シン
ボルのユーザ固有シーケンスまたは固有ユーザ・コード
であり、これは固定チップ・レート（例えば、１．２２
８Ｍｃｈｉｐｓ／秒）で出力される。どのユーザが通信
チャンネル１２０で符号化されたトラヒック・チャンネ
ル・データ・ビット１０２を送出したかを識別すること
とは別に、固有ユーザ・コードは符号化トラヒック・チ
ャンネル・データ・ビット１０２をスクランブルするこ
とにより、通信チャンネルにおける通信の機密性を向上
する。さらに、ユーザ・コード拡散符号化データ・ビッ
ト（すなわち、データ・シンボル）は、一対の短い拡散
コード（すなわち、長い拡散コードに比べて短い）によ
って拡散され、ＩチャンネルおよびＱチャンネルのコー
ド拡散シーケンスを生成する。このＩチャンネルおよび
Ｑチャンネルのコード拡散シーケンスは、一対の正弦曲
線(sinusoids) の電力レベル制御を駆動することにより
正弦曲線の直交対を双位相変調(bi-phase modulate) す
るために用いられる。この正弦曲線出力信号は加算さ
れ、帯域通過濾波され、ＲＦ周波数に変換され、増幅さ
れ、濾波され、アンテナ１１８によって放射され、通信
チャンネル１２０におけるトラヒック・チャンネル・デ
ータ・ビット１０２の伝送を完了する。通信システムの
受信部１２２は、アンテナ１２４を介して通信チャンネ
ル１２０から伝送された拡散スペクトル信号を受信す
る。受信信号は、復調器１２６によってデータ・サンプ
ルに標本化される。その後、データ・サンプル１２８，
１２９は通信システムの復号部１３０に出力される。

【００２４】復調器１２６は、濾波，復調し，ＲＦ周波
数から変換して、所定のレート（例えば、１．２２８８
Ｍｓａｍｐｌｅｓ／秒）で標本化することによって受信
拡散スペクトル信号を標本化することが好ましい。次
に、同相標本化信号および直交標本化信号は、これらの
受信標本化信号を短い拡散コードおよび長い拡散コード
で相関することにより独立して収縮(despread)される。
その結果得られる収縮された同相標本化信号１２８およ
び直交標本化信号１２９は、所定のレートで標本化され
る（例えば、３０７．２ｋｓａｍｐｌｅｓ／秒で標本化
され、受信拡散スペクトル信号の４つの標本のシーケン
スが一つのデータ・サンプルによって収縮および／また
は表される）。

【００２５】同相標本化信号１２８および直交標本化信
号１２９は、通信システムの復号部１３０に独立して入
力され、この復号部１３０は標本化信号１２８，１２９
を推定データ・ビット１６８に非コヒーレントに検出／
復号する。標本化信号１２８，１２９を復号するために
は、標本化信号の所定の長さのグループ（例えば、６４
サンプル長のグループ）が直交コード変換器（例えば、
高速アダマール変換器）１３２，１３４にそれぞれ独立
して入力される。直交コード変換器１３２，１３４は、
複数の変換器出力信号１３３，１３５をそれぞれ出力す
る（例えば、６４サンプル長のグループが入力される
と、６４の変換器出力信号が生成される）。各変換器出
力信号は、標本化信号の特定のグループが相互に直交す
るコードのセットからの特定の直交コードに相当すると
いう信頼尺度(measure of confidence) に相当する。さ
らに、各変換器出力信号は関連インデックス・データ・
シンボルを有し、このシンボルは変換器出力信号が相当
するのは相互に直交するコードのセットのうちどの特定
直交コードかを示す（例えば、６４サンプル長のグルー
プが入力されると、６ビット長のインデックス・データ
・シンボルが変換器出力信号と関連して、この変換器出
力信号が相当する特定の６４ビット長の直交コードを示
すことができる）。次に、変換器出力信号１３３，１３
５のグループ内の各変換器出力信号は、変換器出力信号
二乗機構１３６，１３８によってそれぞれ二乗される。
そして、加算機構１４０によって判定値１４２のグルー
プが生成され（例えば、６４の変換器出力信号が生成さ
れると、６４の判定値が生成される）、この加算機構１
４０は、変換器出力信号が同じ直交コードに相当するこ
とを示す関連インデックス・データ・シンボルを有する
二乗された変換器出力信号の各対（すなわち、変換器出
力信号二乗機構１３６，１３８からの対）を互いに加算
する。

【００２６】判定値１４２のグループおよび関連インデ
ックス・データ・シンボルは、判定値１４２のグループ
から最大判定値を選択する選択機構１４４に入力され
る。選択された判定値１４６は計量演算機構１５０に入
力され、この計量演算機構１５０は選択された判定値を
個々のソフト判定データを形成する際に倍率(scaling f
actor)として利用できる値１５４にスケールし、ソフト
判定データは最尤復号法についてソフト判定遷移計量を
形成する際に用いることができる。選択された判定値１
４８に関連するインデックス・データ・シンボルはイン
デックス・マッピング機構１５２に入力され、このイン
デックス・マッピング機構１５２はインデックス・デー
タ・シンボルを複数の±１ソフト判定ビット１５６にマ
ッピングする（すなわち、６ビット長のインデックス・
データ・シンボルは６ソフト判定ビットにマッピングす
る）。乗算器１５８は、複数の±１ソフト判定ビット１
５６のそれぞれに倍率１５４を乗じ、各ソフト判定ビッ
トについて個々のソフト判定データ１６０を形成する
（例えば、６ソフト判定ビットは、６個の個々のソフト
判定データを形成する）。個々のソフト判定データは、
データ・サンプルのグループごとに形成される計量の数
と、データ・サンプルが直交変換器に入力されるレート
とに関連する所定のレートで形成される（例えば、デー
タ・サンプルが３０７．２ｋｓａｍｐｌｅｓ／秒で入力
され、６個の個々のデータが６４データ・サンプルごと
に形成される場合、個々のソフト判定データは２８．８
ｋｍｅｔｒｉｃｓ／秒で形成される）。

【００２７】個々のソフト判定データ１６０は、個々の
データ・レベルで入力ソフト判定データ１６０をインタ
リーブ解除(deinterleave)するデインタリーバ(deinter
leaver) １６２に入力される。デインタリーバ１６２で
は、ソフト判定データはソフト判定データの所定のサイ
ズのブロックを定める行列に個別に入力される。行列が
行(row) 単位で埋められるように、ソフト判定データは
この行列内の位置に入力される。行列が列(column)単位
で空になるように、インタリーブ解除されたソフト判定
データ１６４は行列内の位置から個別に出力される。イ
ンタリーブ解除されたソフト判定データ１６４は、入力
時と同じレート（例えば、２８．８ｋｍｅｔｒｉｃｓ／
秒）でデインタリーバ１６２によって出力される。

【００２８】行列によって定められるソフト判定データ
のブロックの所定のサイズは、所定長の伝送ブロック内
で受信される拡散スペクトル信号からデータ・サンプル
を標本化する最大レートと、データ・サンプルの各グル
ープによって表されるデータ・サンプルの数と、直交コ
ード変換器に入力されたデータ・サンプルの各グループ
について選択されたソフト判定値に関連するインデック
ス・データ・シンボルのビット長と、選択されたソフト
判定値および関連インデックス・データ・シンボルから
形成されたソフト判定データの数とから導かれる。例え
ば、受信拡散スペクトル信号からデータ・サンプルを標
本化する最大レートが３０７，２００データ・サンプル
／秒であり、伝送ブロックの所定の長さが２０ミリ秒で
あり、データ・サンプルのグループごとの選択されたイ
ンデックス・データ・シンボルのビット長が、６４サン
プルのグループに関連するインデックス・データ・シン
ボルごとに６ビットであり、インデックス・データ・シ
ンボルことに形成されるソフト判定データの数が、イン
デックス・データ・シンボルごとに６個のデータである
場合、ソフト判定データのブロックの所定のサイズは３
０７，２００サンプル／秒と、２０ミリ秒と、６ビット
のインデックス・データ・シンボル／インデックス・デ
ータ・シンボルと、１インデックス・データ・シンボル
／６４サンプルと、６データ／６ビットのインデックス
・データ・シンボルとの積となり、これは５７６ソフト
判定データに等しい。

【００２９】インタリーブ解除されたソフト判定データ
１６４は復号器１６６に入力され、この復号器１６６は
最尤復号方法を利用して推定トラヒック・チャンネル・
データ・ビット１６８を生成する。最尤復号方法は、ビ
タビ(Viterbi) 復号アルゴリズムに実質的に類似するア
ルゴリズムを利用して強化することができる。復号器１
６６は、個々のソフト判定データ１６４のグループを利
用して、最尤シーケンス推定復号器１６６の各特定時間
状態において用いられるソフト判定遷移計量のセットを
形成する。ソフト判定遷移計量の各セットを形成するた
めに用いられるグループ内のソフト判定データ１６４の
数は、各入力データ・ビット１０２から生成される畳み
込み符号器１０４の出力におけるデータ・シンボル１０
６の数に相当する。各セット内のソフト判定遷移計量の
数は、２の、各グループ内のソフト判定データの数の、
累乗に等しい。例えば、送信機において１／３畳み込み
符号器を用いる場合、３つのデータ・シンボル１０６が
各入力データ・ビット１０２から生成される。従って、
復号器１６６は３つのソフト判定データ１６４からなる
グループを利用し、最尤シーケンス推定復号器１６６に
おいて各時間状態で用いられる８つのソフト判定遷移計
量を形成する。推定データ・ビット１６８は、ソフト判
定データ１６４が復号器１６６に入力されるレートと、
入力データ・ビット１０２を最初に符号化するために用
いられる固定レートとに関連するレートで生成される
（例えば、ソフト判定データが２８．８ｋｍｅｔｒｉｃ
ｓ／秒で入力され、元の符号化レートが１／３の場合、
推定データ・ビット１６８は９６００ビット／秒で出力
される）。

【００３０】以上、符号化および復号で直交コードを利
用する通信システムについて第１図を参照して説明して
きた。要するにこの通信システムは第１部分を含み、こ
の第１部分は入力データ・ビットをデータ・シンボルに
符号化し、データ・シンボルをシンボル単位でインタリ
ーブし、インタリーブされたシンボルを直交コードにマ
ッピングし、この直交コードを通信チャンネル上で変調
し、伝送する。さらにこの通信システムは第２部分を含
み、この第２部分は通信チャンネルから信号を受信し、
復調し、復調された信号のサンプルのグループをサンプ
ルの各特定グループが相互に直交するコードのセット内
からの特定直交コードに相当するする信頼尺度のグルー
プに変換し、信頼尺度の各グループから一つの最大信頼
尺度と、選択された信頼尺度に相当する特定直交コード
を識別するインデックス・データ・シンボルとを選択
し、各選択された信頼尺度および関連インデックス・デ
ータ・シンボルからソフト判定データを生成し、各受信
伝送ブロック内でソフト判定データをインタリーブ解除
し、インタリーブ解除された個々のソフト判定データの
グループからソフト判定遷移計量を生成し、そして、最
尤復号方法を利用してソフト判定計量から推定データ・
ビットを生成する。

【００３１】第２図を参照して、通信システムの符号化
および復号において直交コードを用いる好適な実施例の
システムが示されている。好適な実施例のシステムは、
直交コードと共に用いるため上記の符号化方法を最適化
することにより、第１図に示す通信システムとは異な
る。特に、通信チャンネル上で伝送する前にデータ・ビ
ットを符号化する際に用いられる直交コードの長さが既
知である場合、通信システムの総合性能の大幅な改善が
実現できる。さらに詳しくは、最尤シーケンス推定（Ｍ
ＬＳＥ）復号アルゴリズムは、通信システムの符号部２
００ならびに復号部２３０のフロントエンドを最適化す
ることにより最適化することができる。

【００３２】通信システムの符号部２００および復号部
２３０をＭＬＳＥ復号アルゴリズムについて最適化する
うえで一つの開始点は、特定の使用環境に対するＭＬＳ
Ｅ復号アルゴリズムの構成を分析することである。この
説明に限り、環境とは畳み込み符号器および伝送する前
に符号化されたビットをウォルシュ・コードにマッピン
グすることを含む。これらの原理はブロック符号化など
の他の符号化方法に適用でき、符号化ビットを他の種類
の直交コードにマッピングすることにも適用できること
が当業者に理解される。最適ＭＬＳＥ復号を行なう畳み
込み復号器を設計するため、遷移の尤度式を導出しなけ
ればならない。最尤推定理論により、受信信号ベクトル
x について、ｉ番目の遷移の尤度関数は、ベクトルx が
ｉ番目の遷移に関連するｉ番目のウォルシュ・コードwi
によって生成される条件つき確率に等しい。ＭＬＳＥ復
号器の場合、最適ソフト判定遷移計量は尤度関数の対数
と同等である。この説明に限り、通信システムは非フェ
ージングであり、分散σ2 を有するガウス白色雑音を有
すると仮定する。しかし、当業者により以下の導関数は
非ガウス雑音にも容易に適用できる。コヒーレント検出
方式では、wiが送出されるとすると、コヒーレントに受
信されたベクトルx の結合確率密度関数(joint probabi
lity density function) (pdf)は、次式で表すことがで
きる。

【００３３】

【数１】 ただし、αはチャンネル減衰量であり、上付き文字H は
ベクトルまたは行列の複素共役をとって転置する演算す
なわちエルミート演算(Hermitian operation) を示し、
N はベクトルの次元（すなわち、この例では、６４次ウ
ォルシュ・コードの場合、N=64) 。

【００３４】数１の自然対数を取り、展開すると、最適
計量は次式によって表すことができる。

【００３５】

【数２】 ただし、x およびwiは実数であるので、エルミート演算
(H) を転置演算(T) に置き換えている。数２において-2
αxTwi/2σ2 を除くすべての項はすべての遷移に対して
共通である。従って、最適計量は単純に -αxTwi/2σで
ある。さらに、xTwiは受信信号ベクトルとｉ番目のウォ
ルシュ・コード（すなわち、ウォルシュ変換器のｉ番目
の出力）との間の相関である。故に、ｉ番目の遷移の最
適計量はウォルシュ変換器のｉ番目の出力のスケールさ
れたものである。

【００３６】非コヒーレント検出方式では、wiが送出さ
れ、変調角度がθである場合、非コヒーレントに受信さ
れたベクトルx の結合確率密度関数(pdf) は次式のよう
に表すことができる。

【００３７】

【数３】 ただし、受信信号ベクトルは複素ベクトルである。θは
０から２πの均等な分布を有するランダムな角度なの
で、範囲[0, 2 π] においてこの式を積分することによ
り、この式からθを除去することができる。すなわち

【００３８】

【数４】 ただし、xHwiは｜xHwi｜cos(φ）と表すことができる。

【００３９】cos(θ+ φ）は、周期２πのθの周期関数
であるので、またI0(z) の定義を０の変形ベッセル(Bes
sel)関数として用いることにより、数４の積分部分は次
式のように表すことができる。

【００４０】

【数５】 数５の結果を数４の積分部分について数４に代入し、こ
の数４の自然対数をとり、すべての遷移の共通項を消去
することにより、最適計量は次のように表すことができ
る。

【００４１】

【数６】 しかし、I0(z) （すなわち、０次の変形ベッセル関数）
はI0(z)=ezg(z)と表すことができる。ただしg(z)は、g
(0)=1, g(2)≒0.4/z1/2 (z>>1) で単調に減少する関数
である。故に、数６の最適計量は次式のように表すこと
ができる。

【００４２】

【数７】 数７の第２項は容易に計算することができない。従っ
て、最適計量を算出するためには近似を用いなければな
らない。一つの近似は、第１項（すなわち、ウォルシュ
変換器出力のスケールされた包絡）を単純に用いること
である。平方根演算を避ける別の近似は、二乗された値
を用いるか、あるいは複素数の大きさの近似を復号計量
として算出することである。さらに別の近似は、多項式
を用いて関数g(z)をセグメント的に(segmentally) 近似
することである。上記の非コヒーレントな環境において
これらの異なる近似のそれぞれで実験したところ、二乗
値近似を用いた場合とセグメント化多項式近似を用いた
場合との間の誤りレート性能の差は、１〜２パーセント
にすぎないことが判明した。この差は、好適な実施例の
通信システムにおいてセグメント化多項式近似の余分な
演算的複雑さを正当化できるほど十分ではないと考えら
れる。従って、好適な実施例の通信システムでは、最適
計量はウォルシュ・コード変換器によるスケールされた
二乗値出力として近似される。

【００４３】例えば、第２図の好適な実施例の通信シス
テムにおいて計算された最適遷移計量は、ウォルシュ・
コード変換器２３２，２３４の二乗され、加算され、ス
ケールされた出力にすぎないという点で、ＭＬＳＥ復号
のこの最適ソフト判定遷移計量は第１図の通信システム
で生成された計量とは異なる。ウォルシュ・コード変換
器２３２，２３４の出力は直接利用することができる。
なぜならば、標本化された信号２２８，２２９の各グル
ープは一つの伝送された直交コードに相当し、この直交
コードは、グループとしてインタリーブされ、かつグル
ープとして伝送直交コードにマッピングされたデータ・
シンボルのグループに符号化された入力データ・ビット
の同じセットを表すためである。

【００４４】これとは対照的に、第１図の通信システム
は個々のインタリーブ解除されたソフト判定データ１６
４のグループからソフト判定遷移計量を生成する。各ソ
フト判定データ１６４は、ウォルシュ・コード変換器１
３２，１３４の特定の選択された加算出力と、ウォルシ
ュ・コード変換器のこの特定出力に関連するインデック
ス・データ・シンボルからのビットとの積から算出され
た。このように個々のインタリーブ解除されたソフト判
定データ１６４を用いてソフト判定遷移計量を形成する
ことが必要である。なぜならば、標本化信号１２８，１
２９の各グループは入力データ・ビットの同じセットを
表さない一つの伝送された直交コードに相当するためで
ある。第１図に示す符号器１００では、符号化データ・
ビットまたはデータ・シンボルはグループとしてインタ
リーブされずに、個別にインタリーブされる。故に、入
力データ・ビットの一つ以上のセットを表すインタリー
ブされたデータ・シンボルのグループが伝送される直交
コードにマッピングされる。

【００４５】従って、第２図に示すＭＬＳＥ復号に用い
られる最適ソフト判定遷移計量は、第１図に示す通信シ
ステムで生成される計量とは異なる。さらに、第２図に
示す好適な実施例の通信システムは、第１図に示す通信
システムに比べ大幅に改善している。一つの改善点は、
第１図において説明したソフト判定計量ではなく、固定
最大平均ビット誤り率を有する通信システムでこの最適
ソフト判定計量が用いられると、信号対雑音比（すなわ
ち、Ｅb ／Ｎ0 ）はこの最適ソフト判定遷移計量を用い
る通信システムのほうがはるかに小さくすることができ
る。その結果、最適ソフト判定計量を用いる通信システ
ムは、通信チャンネルにおける雑音に対する耐久性が向
上する。拡散スペクトルＣＤＭＡ通信システムでは、雑
音量は、同一スペクトル帯域または範囲内で動作する同
時符号分割されたチャンネル（すなわちユーザ）の数に
直接関連している。従って、最適ソフト判定計量を利用
する通信システムは、第１図で説明した通信システムに
比べより多くのユーザに対応することができる。上記の
非コヒーレント通信システム環境での実験結果から、最
適ソフト判定計量を利用することによる信号対雑音比の
改善は、第１図の通信システムの場合のソフト判定計量
に比べて約１〜２ｄＢであることがわかる。すなわち、
最適ソフト判定計量を利用することによって得られる符
号化利得は、第１図の通信システムで説明したソフト判
定計量を用いることによって得られる符号化利得よりも
大きい。別の改善点は、通信システムの復号部の構造の
単純化である。

【００４６】これらの最適ソフト判定遷移計量を用いる
際に、データ・シンボル（すなわち、符号化されたデー
タ・ビット）のインタリーブが影響を受ける。関連デー
タ・シンボルをインタリーブすることにより、通信チャ
ンネルにおけるエラー・バーストが時間的に拡散し、こ
のエラー・バーストがあたかも独立したランダム・エラ
ーとして復号器によって処理される。チャンネル・メモ
リは時間分離と共に減少するので、インタリーブという
概念は符号化データ・ビットの関連データ・シンボルを
時間的に分離する（すなわち、独立させる）ことであ
る。伝送ブロック内の中間スペースは、他の符号化ビッ
トに関連する他のデータ・シンボルによって埋められ
る。データ・シンボルを時間的に分離することにより、
メモリを有するチャンネルをメモリのないチャンネルに
実質的に変換し、それによりランダム誤り訂正コード
（例えば、畳み込みコードおよびブロック・コード）を
利用することが可能になる。ＭＬＳＥ畳み込み復号器
は、一つのデータ・サンプルではなく、一連のデータ・
サンプルに基づいて判定を行なう。従って、インタリー
ブにおいて最高の結果を得るためには、復号判定が基づ
くデータ・サンプルはできるだけ独立していなければな
らない。しかし、送信されるデータ・シンボルはブロッ
クに整理されると、任意の２つのデータ・シンボル間の
最大分離はブロック・サイズよりも大きくなることはな
い。その結果、送信データ・シンボルを含む受信信号の
データ・サンプルは、信号のフェージングが遅い場合に
は、互いに独立しないことがある。

【００４７】制限長さ(constraint length) Ｋを有する
畳み込み復号器の場合、この制限長さＫ内のすべてのイ
ンタリーブ単位は、第１誤り事象のみが発生した場合
に、復号判定に影響を与える。しかし、実際的な環境で
は、特に、信号対雑音比が低い場合には、制限長さをわ
ずかに越えるインタリーブ単位も復号判定に影響を与え
る。これは、誤り事象はより大きな長さを有しているた
めである。最適インタリーバは以下の条件に従って設計
される。まず第１に、Ｉ＝Ｂ／Ｊとなるように、Ｉ（す
なわち、インタリーブされていない連続的に入力される
インタリーブ単位間の最小分離または最小距離）が選ば
れる。Ｂは、インタリーブされた単位のサイズの単位に
おけるインタリーバ行列の伝送ブロック長さまたはサイ
ズ（すなわち、データ・シンボルの各グループのサイズ
または直交コードをインタリーブする場合には、各直交
コードのサイズ）である。Ｊは、Ｋよりも大きく、かつ
１．５Ｋよりも小さい整数となるように選択される。本
発明の範囲および精神から逸脱せずに、与えられた動作
環境パラメータＪ，Ｋ，Ｂのセットに対してさまざまな
インタリーブ距離Ｉが上記の原理に基づいて選択できる
ことが当業者に理解される。

【００４８】第２図に示す好適な実施例の通信システム
では、制限長さは符号器２０４に入力される９データ・
ビットとなるように選択される。特に、２入力ビットは
９入力データ・ビットの制限長さで６つのデータ・シン
ボルに畳み込み符号化される（すなわち、Ｋ＝９で２／
６符号化）。同じ２入力データ・ビットに関連する６つ
のデータ・シンボルの各セットは、インタリーブ単位と
してグループ化される。インタリーブ単位におけるＫ
は、９入力データ・ビットの制限長さを２入力データ・
ビットで割ることによって求められ、６個のデータ・シ
ンボルからなるグループまたは一つのインタリーブ単位
となる。故に、４．５インタリーブ単位またはデータ・
シンボルのグループが一つの復号判定に影響を与える
（すなわち、Ｋ＝４．５）。さらに、ブロック・インタ
リーバ２０８は５７６個のデータ・シンボルを保持し、
これは送信部２１６によって一つの伝送ブロックにおい
て伝送できるデータ・シンボルの数に相当する。従っ
て、インタリーバ２０８は各ブロック・インタリーブに
おいて９６個のインタリーブ単位をインタリーブする、
すなわちＢ＝９６である。Ｊは６になるように選択さ
れ、これはＫ＝４．５よりも大きく、１．５Ｋ＝６．７
５よりも小さい。従って、ＩはＢ／Ｊ、すなわち９６÷
６に等しくなる（すなわち、Ｉ＝１６）ように選択され
る。その結果、インタリーバ２０８の出力において２つ
のグループが５つの他のデータ・シンボル・グループに
よって分離されるように、インタリーバ２０８はデータ
・シンボルの任意の２つの隣接する非インタリーブ入力
グループをインタリーブする。

【００４９】これとは対照的に、第１図に示す通信シス
テムでは、制限長さは符号器１０４に入力される９デー
タ・ビットになるように選択され、この符号器１０４は
１入力ビットを３つのデータ・シンボルに符号化する
（すなわち、Ｋ＝９で、１／３符号化）。インタリーブ
単位は、一つの入力データ・シンボルに等しい。故に、
インタリーブ単位におけるＫは２７データ・シンボルま
たはＫ＝２７（すなわち、入力データ・ビット当たり３
データ・シンボルと、制限長さである９入力データ・ビ
ットとの積）となる。さらに、ブロック・インタリーバ
１０８は５７６個のデータ・シンボルまたはインタリー
ブ単位（すなわちＢ＝５７６）を保持し、これは送信部
１１６によって一つの伝送ブロック内で伝送できるデー
タ・シンボルの数に相当する。Ｊは３２となるように選
択され、これはＫ＝２７よりも大きく、１．５Ｋ＝４
０．５よりも小さい。従って、ＩはＢ／Ｊに等しくなる
ように選択され、これは５７６÷３２（すなわち、Ｉ＝
１８）となる。その結果、インタリーバ１０８の出力に
おいて２つのデータ・シンボルが３１個の他のデータ・
シンボルによって分離されるように、インタリーバ１０
８は任意の２つの隣接する非インタリーブ入力データ・
シンボルをインタリーブする。

【００５０】第１図および第２図に示す通信システムの
異なるインタリーブの結果、通信システムの符号部およ
び復号部において性能のレベルの差が生じる。性能の差
は、相加性ガウス白色雑音(additive white Gaussian n
oise: ＡＷＧＮ) 通信チャンネルの信号非フェージング
環境において特に明確に現われている。ＡＷＧＮ符号化
利得やダイバーシチを含むいくつかの要因がフェージン
グ環境における符号化および復号性能に影響を与えてい
る。先に述べたように、ＡＷＧＮチャンネルのような通
信チャンネルを用いる第２図に示す通信システムの符号
化利得は、第１図に示す通信システムの符号化利得より
も大きい。畳み込み符号化に固有のダイバーシチは、復
号判定に影響を与えるデータ・サンプルの数に等しい。
最初の誤り事象の場合、ダイバーシチは制限長さに等し
い。第２図に示す通信システムでは、ダイバーシチは約
５に等しい。これは、約５つの受信直交コード・ワード
が一つの復号判定に影響を与えるためである。これとは
対照的に、第１図に示す通信システムでは、ダイバーシ
チは２７である。復号判定に影響を与える２７個のすべ
てのデータ・サンプルが受信信号列のさまざまな部分で
取られるため、ダイバーシチははるかに大きくなってい
る。第１図の通信システムのこの大きなダイバーシチに
より、信号対雑音比が高い理想的なレイリー／ナカガミ
・フェージングまたは無限インタリーブ環境では、第１
図の通信システムは第２図の通信システムより優れた性
能を発揮する。しかし、信号対雑音比が低下する（例え
ば、ディープ・フェージングにおいて）場合には、第２
図の通信システムの性能は第１図の通信システムに比べ
て改善する。なぜならば、ＡＷＧＮ符号化利得がより重
要になるためである。Jakes モデル環境のような低速フ
ェージング環境では、伝送ブロック全体がフェージング
状態にあり（すなわち、低信号対雑音比が存在する）、
インタリーブおよびダイバーシチ特性は復号判定をそれ
ほど改善しない。しかし、ＡＷＧＮ符号化利得は非常に
重要であり、その結果、第２図に示す通信システムは第
１図に示す通信システムよりも優れた性能を発揮する。
従って、第１図および第２図に示す通信システムにおけ
るデータ・シンボルのインタリーブの差は、信号フェー
ジング環境における通信性能に影響を与える。しかし、
第２図の通信システムのＡＷＧＮ符号化利得が大きくな
るほど、ほとんどの低速信号フェージング状態において
第１図の通信システムの大きなダイバーシチを克服す
る。

【００５１】要するに、最適ソフト判定計量を用いるこ
とによって得られる符号化利得は、第１図に示す通信シ
ステムにおいて説明したソフト判定計量を用いて得られ
る符号化利得よりも大きい。例えば、非コヒーレント通
信システム環境において、第２図の通信システムによっ
て用いられる最適ソフト判定計量を利用して得られる信
号対雑音比は、第１図の通信システムで説明したソフト
判定計量よりも約１〜２ｄＢ改善している。さらに、第
２図の通信システムのこの大きな符号化利得は、ほとん
どの信号フェージング状態において第１図の通信システ
ムのより大きなダイバーシチを克服する。

【００５２】直交コードを用いるシステムにおいてＭＬ
ＳＥ復号の上記の最適化原理を具現する第２図に示す好
適な実施例の通信システムについて説明する。この通信
システムの符号部２００では、トラヒック・チャンネル
・データ・ビット２０２は特定のビット・レートで符号
器２０４に入力される。入力トラヒック・チャンネル・
データ・ビットには、ボコーダによってデータに変換さ
れた音声，純粋なデータまたはこの２種類のデータの組
み合わせが含まれる。符号器２０４は、符号化アルゴリ
ズムにより一定の符号化レートで入力データ・ビット２
０２をデータ・シンボルに符号化し、このアルゴリズム
（例えば、畳み込みまたはブロック符号化アルゴリズ
ム）はデータ・シンボルをデータ・ビットに最尤復号す
ることを容易にする。各入力データ・ビット２０２に関
連するデータ・シンボルは互いにグループ化される。各
グループは、一つ以上の入力データ・ビット２０２に関
連するデータ・シンボルを含む。データ・シンボル２０
６のグループは、符号器２０４によって出力される。

【００５３】第２図に示す好適な実施例のシステムのシ
ステム要素について特定通信システムの詳細例を以下で
説明する。各要素に関する詳細例の特定部分は、第２図
に示すその特定要素に関する説明に準ずる。符号器２０
４に関する詳細例の特定部分において、符号器２０４は
９．６ｋｂｉｔｓ／秒のレートで入力データ・ビット２
０２を受信することが好ましい。符号器２０４は、２デ
ータ・ビットの固定符号化レートで入力データ・ビット
２０２を６つのデータ・シンボルに畳み込み符号化（す
なわち、２／６符号化）し、制限長さは９（Ｋ＝９）で
ある。各２入力データ・ビット２０２に関連する６つの
データ・シンボルのセットは、互いにグループ化され
る。６つのデータ・シンボル２０６のグループは、２
８．８ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒のレートで符号器によって
出力される。６つのデータ・シンボル２０６のグループ
は、符号化生成子g(x)を用いて生成される。８進法で記
述されているこの多項式生成子は、g1(x)=[557], g2(x)
=[663], g3(x)=[711], g4(x)=[1336], g5(x)=[1546], g
6(x)=[1622] であることが好ましい。Ｋ＝９の２つのレ
ート１／３発生子の出力は、同一ビットが２つのレート
１／３発生子およびレート２／６発生子に入力される場
合には、Ｋ＝９の一つの２／６レート発生子の出力に等
しいことを証明できることが当業者に理解される。さら
に、本発明の範囲から逸脱せずに、入力データ・ビット
を符号化するため６つの発生子の他のセットも利用でき
る。

【００５４】別の好適な実施例では、上記のような符号
器２０４は９．６ｋｂｉｔｓ／秒のレートで入力データ
・ビット２０２を受信することが好ましい。符号器２０
４は、２データ・ビットの固定符号化レートで、入力デ
ータ・ビット２０２を６データ・シンボルに符号化し、
制限長さは９（Ｋ＝９）である。各２つの入力データ・
ビット２０２に関連する６つのデータ・シンボルのセッ
トは、互いにグループ化される。これらの６つのデータ
・シンボル２０６のグループは、２８．８ｋｓｙｍｂｏ
ｌｓ／秒のレートで符号器によって出力される。しか
し、この別の好適な実施例では、この６つのデータ・シ
ンボル２０６のグループを符号化するために符号器２０
４によって用いられる符号化生成子g(x)は、その後の直
交符号化で用いるために最適化される。符号器２０４の
符号化生成子をこのように最適化するため、符号化生成
子によって生成されるコードワードの重み分布(weight
distribution) または重みスペクトル(weight spectru
m) を解析しなければならない。

【００５５】符号器２０４は、格子(trellis) 図によっ
て便宜的に説明することができる。図５において、単純
な畳み込み符号器の格子図を示す。この別の好適な実施
例において、より高度な畳み込み符号器２０４を用いる
ことができるが、本例で説明する原理および方法は別の
好適な実施例に用意に適用できることが当業者に理解さ
れる。この格子図では、コードワードは、２つの状態ま
たはノード（例えば、ノード５００，５１０）との間の
経路（例えば、経路５１２／５２０）と関連している。
これらの経路は、正経路(correct path)と不正経路(inc
orrect path)からなる２つのサブセットに分けることが
できる。

【００５６】正経路および不正経路を構成するものにつ
いては、例を用いて容易に理解できる。この例では、畳
み込み符号器は、状態００（すなわちノード５００）か
ら開始する。さらに、符号器２０４は００に対応する２
つのデータ・ビット２０２を受信していると仮定する。
第１の時間状態遷移では、符号器２０４は分岐５１２を
通ってノード５０２に遷移するが、これは００を受信し
たためである。

【００５７】その後、第２の時間状態遷移では、符号器
２０４は００に対応するさらに２つのデータ・ビット２
０２を受信すると仮定する。その結果、符号器２０４は
経路５１２／５２０を通って、ノード５００からノード
５０２を介してノード５１０に遷移するが、これは００
００を受信したためである。この経路５１２／５２０
は、正コードワード００００に対応する。対応する復号
器（例えば、復号器２６６）は、この格子内のすべての
可能な経路の計量(metrics) を評価する。従って、不正
コードワードを表す他の経路を復号器が選択することが
ある。例えば、これらの不正経路は符号器２０４の遷移
に対応することがあり、この遷移に対して符号器２０４
は３つの他の経路を通ってノード５１０に遷移すること
がある。０１００を受信しているため、符号器２０４は
第１の不正経路５１４／５２２を通って、ノード５００
からノード５０４を介してノード５１０に遷移したと復
号器は仮定することがある。同様に、１０００を受信し
ているので、符号器２０４は第２の不正経路５１６／５
２４を通ってノード５００からノード５０６を介してノ
ード５１０に遷移したと復号器は仮定することがある。
最後に、１１００を受信しているので、符号器２０４は
第３の不正経路５１８／５２６を通って、ノード５００
からノード５０８を介してノード５１０に遷移したと復
号器は仮定することがある。

【００５８】重み（ｋ）は経路のパラメータであり、正
経路の分岐と関連するデータ・シンボルのグループとは
異なる不正経路の分岐と関連する受信データ・ビットか
ら、符号器の生成子によって生成されたデータ・シンボ
ルのグループの数と定義される。この例では、ノード５
００からノード５１０までの経路では、正経路５１２／
５２０およびこの経路はｋ＝０を有する。これとは対照
的に、不正経路５１４／５２２，５１６／５２４および
５１８／５２６のそれぞれは最大ｋ＝２までの重みを有
するが、これは各不正経路は正経路５１２／５２０の分
岐（すなわち分岐５１２または５２０）に対してそれぞ
れの不正経路の分岐（すなわち分岐５１４，５１６，５
１８，５２２，５２４，５２６）のいずれも共有しない
ためである。生成子を適切に選ぶことにより、これらの
３つの経路すべてが重みｋ＝２を有することができる。
同じノードから開始して終了する正経路と不正経路との
間の最小距離（ｄ（ｍｉｎ））は、データ・シンボルの
一つのグループを生成するために用いられる受信データ
・ビットの数で制限長さ（Ｋ）を除して、次に最も高い
整数に丸めたものに等しい。例えば、Ｋ＝９で２つの受
信データ・ビットを用いる場合、ｄ（ｍｉｎ）＝ｒｏｕ
ｎｄ（９／２）＝５である。この最小距離は、同じノー
ドから開始して終了する正経路と不正経路との間で異な
る分岐の最小数である。さらに、最小重み（ｋ）は、符
号器の最小距離（ｄ（ｍｉｎ））よりも大きくなること
はありえない。

【００５９】畳み込み生成子の重みスペクトルは次式の
関数の対によって表すことができる：

【００６０】

【数８】 ただし、Ｗは使用する符号器の形式の関数であり、ａk
は重みｋの有限長不正コードワードまたは不正経路の数
であり、ｂk は正経路の入力データ・ビットと異なる、
重みｋのすべての不正経路における入力データ・ビット
の総数である。正しく選択された生成子を有する図５の
符号器では、この格子図においてｋ＝２とすると、ａk
＝３でありｂk ＝４である。前述のように、不正経路５
１４／５２２，５１６／５２４，５１８／５２６のそれ
ぞれは、正経路５１２／５２０の分岐（すなわち分岐５
１２または５２０）に対して不正経路のいずれの分岐
（すなわち分岐５１４，５１６，５１８，５２２，５２
４，５２６）も共有しないことに注目することによっ
て、ａk が算出され、そのため、適切な生成子を用いる
ことにより、不正経路の２つの分岐（およびその対応す
るデータ・シンボルのグループ）は、正経路とは異なる
（すなわち、これらの経路はすべて重みｋ＝２を有す
る）。さらに、各不正経路５１４／５２２，５１６／５
２４，５１８／５２６について、０１００，１０００お
よび１１００をそれぞれ受信したと復号器が判断したこ
とに注目することによって、ｂk が算出される。さら
に、正経路５１２／５２０について、００００を受信し
たと復号器は判断する。従って、ｂk は、復号器の正判
定と不正判定との間の差の和であり、これは４に等しい
（すなわち、１＋１＋２＝４）。ａk およびｂk は、畳
み込み符号器によって生成されたコードワードの誤り係
数(error coefficients)として知られている。ａk 誤り
係数は、生成されたコードワードのブロック誤り確率に
関連し、ｂk 誤り係数は、生成されたコードワードのビ
ット誤り確率と関連している。従って、畳み込み符号器
の最も望ましい生成子は、すべてのｋの値に対して最も
小さいａk および／またはｂk を生成する生成子であ
る。

【００６１】この別の好適な実施例について、６つのデ
ータ・シンボル２０６のグループを符号化するために符
号器２０４によって用いられる符号化生成子ｇ（ｘ）
は、上記の事項に基づいて選択することができる。この
好適な実施例の符号器２０４では、９データ・ビット
（Ｋ＝９）の制限長を有するレート２／６畳み込み符号
器が用いられる。従って、最小距離ｄ（ｍｉｎ）は５
（すなわちｒｏｕｎｄ（９／２）＝５）である。さら
に、使用される畳み込み符号器は４つの遷移（すなわち
経路分岐）を有し、これらは各状態またはノードから分
岐したり、各状態またはノードに合流することができ
る。従って、重み５を有する経路の不正分岐またはコー
ドワードの再小数は３（すなわち４つの経路分岐から一
つの正経路分岐を引いた値）である。

【００６２】重みスペクトル・パラメータについて最適
化されていない前述の生成子のセット（すなわち、ｇ1
（ｘ）＝［５５７］，ｇ2 （ｘ）＝［６６３］，ｇ3
（ｘ）＝［７１１］，ｇ4 （ｘ）＝［１３３６］，ｇ5
（ｘ）＝［１５４６］，ｇ6 （ｘ）＝［１６２２］を含
む８進法で記述されている多項式の生成子のセット）に
ついてさらに検討すると、ａk およびｂk は、ａk およ
びｂk 値の非最適セットを有する。より厳密には、直交
符号化環境において畳み込み符号生成のためにこれらの
生成子を用いる場合、生成コードについてｋ＝５〜９と
すると、生成される重みスペクトルはａk ＝３，１２，
４２，１８４，７６９となり、ｂk ＝４，３５，１６
５，９１６，４６６７となる。直交符号化環境において
ａk およびｂk の最適化について、畳み込みコード生成
子のより優れたセットが利用可能である。

【００６３】例えば、直交符号化環境における２／６畳
み込み符号器の生成子の３つの異なるセットは、生成コ
ードについてｋ＝５〜９ではａk ＝３，９，４２，１６
５，７０５およびｂk ＝４，２４，１４８，７７６，３
９８４の重みスペクトルが得られる。８進法で記述した
これらの生成子の３つのセットは次のようになる： さらに、６つの生成子の他のセットも生成子ｇ（ｘ）＝
（５７５，５５５，４３４，４１４，１６１，１４１，
０２０，１３７２，１３３２，１０７０，１０３０，３
４２，３０２，０４０）のグループから導出することが
でき、これらも上記の表と同じ重みスペクトルを有す
る。従って、この別の好適な実施例では、入力データビ
ット２０２を６つのデータ・シンボル２０６のグループ
に符号化するために符号器２０４によって用いられる符
号化生成子ｇ（ｘ）は、（５７５，５５５，４３４，４
１４，１６１，１４１，０２０，１３７２，１３３２，
１０７０，１０３０，３４２，３０２，０４０）からな
る生成子ｇ（ｘ）のグループから選ばれ、それにより重
み付けスペクトル・パラメータａk およびｂk は低減さ
れるか最小限に押さえられる。Ｋ＝９で生成子ｇ1
（ｘ），ｇ2 （ｘ），ｇ3 （ｘ）を有し、２つの連続す
る入力データ・ビットを受信し、２度動作されるレート
１／３畳み込み符号器の出力は、同じビットがレート１
／３符号器とレート２／６符号器に入力される場合、Ｋ
＝９で一つの２／６レート生成子ｇ1 （ｘ），ｇ2
（ｘ），ｇ3 （ｘ），ｇ4 （ｘ），ｇ5 （ｘ），ｇ6
（ｘ）の出力と同等であると実証できることが当業者に
理解される。さらに、本発明の範囲から逸脱せずに、６
つの生成子の他のセットも入力データを符号化するため
に利用でき、しかも重みスペクトル・パラメータａk ，
ｂk を最小限に押さえることができることが理解され
る。好適な別の実施例の符号器２０４において改善され
た重みスペクトルを有するこれらの生成子を利用するこ
とにより、重みスペクトルについて最適化されていない
好適な実施例の符号器２０４に比べて０．１ｄＢ〜０．
２ｄＢの動作上の改善を有する符号器２０４が得られ
る。

【００６４】好適な実施例または別の好適な実施例の符
号器２０４のいずれかによって生成されるデータ・シン
ボル２０６のグループは、次にインタリーバ２０８に入
力される。符号器２０４ではなく、インタリーバ２０８
がデータ・シンボル演算のグループ化を実行できること
が当業者に理解される。インタリーバ２０８は、データ
・シンボル２０６の入力グループをグループ単位でブロ
ック・インタリーブする。インタリーバ２０８では、デ
ータ・シンボルの各グループは、データ・シンボルの所
定のサイズのブロックを定める行列に個別に入力され
る。データ・シンボルのグループは、行列が列(column)
単位で埋められるように、行列内の位置に入力される。
データシンボルのグループは、行列が行(row) 単位で空
になるように、行列の位置から個別に出力される。一般
に、この行列は、行の数と列の数とが等しい方形行列で
あるが、連続的に入力されるデータ・シンボルのインタ
リーブされていないグループの間の出力インタリーブ距
離を増加するように、他の行列形式を選ぶことができ
る。行列によって定められるデータ・シンボルのブロッ
クの所定のサイズは、所定長の伝送ブロック内で所定の
チップ・レートで伝送することのできる、入力データ・
ビットを表すデータ・シンボルの最大数から導出され
る。データ・シンボル２１０のインタリーブされたグル
ープは、入力時と同じデータ・シンボル・レートでイン
タリーバ２０８によって出力される。

【００６５】インタリーバ２０８に関する詳細例の特定
部分において、インタリーバ２０８は２８．８ｋｓｙｍ
ｂｏｌｓ／秒のレートでデータ・シンボル２０６のグル
ープを受信することが好ましい。インタリーバ２０８
は、６つのデータ・シンボル２０６の入力グループをグ
ループ単位でブロック・インタリーブする。インタリー
バ２０８では、６つのデータ・シンボルの各グループ
は、５７６個のデータ・シンボルの所定のサイズのブロ
ックを定める行列に個別に入力される。図４には、デー
タ・シンボル２０６のグループがロードされたインタリ
ーバ２０８の好適な実施例の１６ｘ６行列のブロック図
を示す。データ・シンボルの各グループは、行列の一つ
のボックス（例えば、ボックス４００）内に位置してい
る。各グループは、括弧内の２つの数値（例えば
（１），（２））によって表される２つの入力データ・
ビット２０２から畳み込み符号化された６つのデータ・
シンボルによって構成される。括弧内の数値は、データ
・ビット２０２が最初にデータ・シンボルに符号化され
た順序を表す。行列が列(column)単位で埋められるよう
に、データ・シンボルの各グループは行列内の位置（す
なわちボックス）に入力される。例えば、行列内のボッ
クスの第１列は、インタリーバ２０８に入力されたデー
タ・シンボル２０６の最初の１６個のグループで埋めら
れる。第１列は、行列のボックス４００に入力される
（１），（２）からなる１番目のグループと、行列のボ
ックス４０２に入力される（３），（４）からなる２番
目のグループとを含む。ボックスの第２列は、データ・
シンボル２０６の次の１６個のグループで埋められる。
第２列は、行列のボックス４０４に入力される（３
３），（３４）からなる１７番目のグループを含む。他
の４つの列も同様に埋められる。６つのデータ・シンボ
ルのグループは、行列が行(row) 単位で空になるよう
に、行列内の位置（すなわちボックス）から個別に出力
される。例えば、ボックス４００，４０４を含む第１行
は、ボックス４０２を含む第２行の前に出力される。行
列の他の行も同様に出力される。データ・シンボル２１
０の出力グループのストリームはインタリーブされ、例
えば、（１），（２）からなる１番目のグループは５つ
の他のグループによって（３），（４）からなる２番目
のグループから分離される。データ・シンボル２１０の
インタリーブされたグループは、インタリーバ２０８に
入力されたときと同じ２８．８ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒の
データ・シンボル・レートでインタリーバ２０８によっ
て出力される。行列によって定められるデータ・シンボ
ルのブロックの所定のサイズは、所定の長さの伝送ブロ
ックにおいて所定のチップ・レートで伝送できる入力デ
ータ・ビットを表すデータ・シンボルの最大数から導か
れる。図２に示す好適な実施例では、データ・シンボル
２０６は２８．８ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒のレートで符号
器２０２から出力される。その結果、これらのデータ・
シンボル２０６を伝送する最大所定チップ・レートは２
８．８ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒である。さらに、伝送ブロ
ックの所定の長さは２０ミリ秒である。従って、データ
・シンボルのブロックの所定のサイズは、２８．８ｋｓ
ｙｍｂｏｌｓ／秒と、２０ミリ秒との積であり、これは
５７６データ・シンボルに等しい。好適な実施例のイン
タリーバ２０８について具体的に説明してきたが、本発
明の範囲から逸脱せずにインタリーバの多くの変形が可
能であることは当業者に理解される。例えば、インタリ
ーブ・ブロックのサイズを変更して、異なる伝送長やレ
ートに対応することもできる。また、行列の大きさも変
更して、連続して入力されるデータ・シンボルのグルー
プ間のインタリーブ距離を増減することもできる。

【００６６】次に、データ・シンボル２１０のインタリ
ーブされたグループは、マッパー２１２に入力される。
マッパー２１２は、データ・シンボル２１０のインタリ
ーブされたグループから固定長の直交コード２１４のシ
ーケンスを取り出す。データ・シンボル２１０の各イン
タリーブされたグループは、このデータ・シンボル２１
０のグループを表すため互いに直交するコードのグルー
プから一つの直交コードを選択する。マッパー２１２
は、通信システムの符号部２００からの入力データ・シ
ンボル２１０に相当する直交コードのシーケンス２１４
を入力データ・シンボル・レートに関連する固定データ
・シンボル・レートで出力する。

【００６７】ここで、マッパー２１２に関する詳細例の
特定部分において、マッパー２１２は６つのデータ・シ
ンボルのインタリーブされたグループを２８．８ ｋｓ
ｙｍｂｏｌｓ／秒のレートで受信することが好ましい。
マッパー２１２は、６つのデータ・シンボル２１０の各
入力グループから６４ビット長のウォルシュ・コードを
取り出すことが好ましい。各グループのこの６つのデー
タ・シンボルは、６４個の相互に直交するウォルシュ・
コードの一つを選択するためのバイナリ・インデックス
として利用される。この６４個の相互に直交するウォル
シュ・コードは、６４ｘ６４アダマール行列の行または
列に対応することが好ましい。マッパー２１２は、デー
タ・シンボル２１０の入力グループに相当するウォルシ
ュ・コード２１４のシーケンスを３０７．２ｋｓｙｍｂ
ｏｌｓ／秒の固定データ・シンボル・レートで出力す
る。データ・シンボル・レートの増加はマッパー２１２
のマッピング機能に起因し、ここで６４ビット長の直交
コードが６つのデータ・シンボルの各グループを置換す
る（すなわち、６４ビット長の直交コード（６４データ
・シンボル）÷６データ・シンボル×データ・シンボル
の２８．８ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒の入力レート＝３０
７．２ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒）。本発明の範囲から逸脱
せずに他の種類や長さの直交コードも利用できることが
当業者に理解される。

【００６８】上記の好適な実施例とほぼ同等な本発明の
別の実施例において、データ・シンボル２０６のグルー
プがグループ・レベル・ブロック・インタリーバ２０８
およびマッパー２１２に入力される順序は逆にされる。
データ・シンボル２０６のグループはマッパー２１２に
入力される。マッパー２１２は、データ・シンボル２０
６のグループから固定長の直交コード２１４のシーケン
スを取り出す。データ・シンボル２０６の各グループ
は、このデータ・シンボル２０６のグループを表すた
め、相互に直交するコードのグループから一つの直交コ
ードを選択する。マッパー２１２は、入力データ・シン
ボル２０６に相当する直交コードのシーケンスを入力デ
ータ・シンボル・レートに関連する固定データ・シンボ
ル・レートで出力する。次に、直交コードのシーケンス
はインタリーバ２０８に入力される。インタリーバ２０
８は、直交コードの入力シーケンスを直交コード単位で
ブロック・インタリーブする。インタリーバ２０８で
は、各直交コードは直交コードの所定のサイズのブロッ
クを定める行列に個別に入力される。上記のデータ・シ
ンボルのグループと同様に、行列が列(column)単位で埋
められるように、直交コードは行列内の位置に入力され
る。次に、上記のデータ・シンボルのグループと同様
に、行列が行(row) 単位で空になるように、直交コード
は行列内の位置から個別に出力される。インタリーブさ
れた直交コード２１４は、インタリーバ２０８への入力
時と同じデータ・シンボル・レートで、インタリーバ２
０８によって通信システムの符号部２００から出力され
る。

【００６９】好適な実施例のインタリーバ２０８とマッ
パー２１２との組み合わせに取って代わるマッパー２１
２およびインタリーバ２０８の別の構成の例について説
明する。６つのデータ・シンボル２０６のグループは、
２８８．８ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒のレートでマッパー２
１２に入力されることが好ましい。マッパー２１２は、
６つのデータ・シンボル２０６の各入力グループから６
４ビット長のウォルシュ・コードを取り出す。各グルー
プのこの６個のデータ・シンボルは、６４個の相互に直
交するウォルシュ・コードの一つを選択するためのバイ
ナリ・インデックスとして用いられる。６４ビット長の
直交コードが６つのデータ・シンボルの各入力グループ
を置換するマッパー２１２のマッピング機能により、マ
ッパー２１２は３０７．２ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒の固定
データ・シンボル・レートでウォルシュ・コードのシー
ケンスを出力する。その後、ウォルシュ・コードのシー
ケンスは３０７．２ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒のレートでイ
ンタリーバ２０８に入力される。インタリーバ２０８
は、ウォルシュ・コードのシーケンスをウォルシュ・コ
ード単位でブロック・インタリーブする。インタリーバ
２０８では、各ウォルシュ・コードは６１４４データ・
シンボル（すなわち９６ウォルシュ・コード）の所定の
サイズのブロックを定める１６ｘ６行列に個別に入力さ
れる。図４で説明したデータ・シンボルのグループと同
様に列単位で行列が埋められるように、ウォルシュ・コ
ードは行列内の位置に入力される。次に、図４で説明し
たデータ・シンボルのグループと同様に行単位で行列が
空になるように、ウォルシュ・コードは行列内の位置か
ら個別に出力される。インタリーブされたウォルシュ・
コード２１４は、インタリーバ２０８への入力時と同じ
３０７．２ｋｓｙｍｂｏｌｓ／秒のデータ・シンボル・
レートで、インタリーバ２０８によって通信システムの
符号部２００から出力される。

【００７０】直交コード２１４のシーケンスは、通信シ
ステムの送信部２１６に入力される。このシーケンス２
１４は、変調器２１７によって通信チャンネル上で送信
するために処理される。その後、変調されたシーケンス
はアンテナ２１８に送られ、通信チャンネル２２０を介
して送信される。

【００７１】ここで、変調器２１７に関する詳細例の特
定部分において、変調器２１７は３０７．２ｋｓｙｍｂ
ｏｌｓ／秒のデータ・シンボル・レートでシーケンス２
１４を受信し、このシーケンス２１４を処理して、シー
ケンス２１４を長いＰＮ拡散コードで拡散することによ
って直接シーケンス符号分割拡散スペクトル伝送を行な
う。シーケンス２１４を拡散するため他の種類の拡散コ
ードも利用できることが当業者に理解される。ＰＮ拡散
コードはユーザ固有のシンボルのシーケンスまたは固有
ユーザ・コード(unique user code)であり、これは１．
２２８Ｍｃｈｉｐｓ／秒の固定チップ・レートでシーケ
ンス２１４と混合される。この混合関数の結果、各６４
ビット長のウォルシュ・コードを表す２５６ビット長の
シーケンスが形成されるように、シーケンス２１４はＰ
Ｎ拡散コードによって拡散される。どのユーザが通信チ
ャンネル２２０上で符号化トラヒック・チャンネル・デ
ータ・ビット２０２（すなわち、ウォルシュ・コード・
シーケンス２１４）を送出したかを識別するだけでな
く、固有ユーザＰＮコードは符号化トラヒック・チャン
ネル・データ・ビット２０２をスクランブルすることに
より通信チャンネルにおける通信の機密性を向上する。
さらに、ユーザ・コード拡散符号化されたデータ・ビッ
トは、一対の短い（すなわち、前記の長いＰＮ拡散コー
ドに比べて短い）ＰＮ拡散コードによって拡散され、Ｉ
チャンネルおよびＱチャンネルのコード拡散シーケンス
を生成する。このＩチャンネルおよびＱチャンネル・コ
ード拡散シーケンスは、一対のシヌソイド(sinusoid)の
電力レベル制御を駆動することによりシヌソイドの直交
対を双位相変調(bi-phase modulate) するために用いら
れる。シヌソイド出力信号は加算され、帯域通過濾波さ
れ、ＲＦ周波数に変換され、増幅され、濾波され、そし
てアンテナ２１８によって送信され、通信チャンネル２
２０において拡散スペクトル信号としトラヒック・チャ
ンネル・データ・ビット２０２の送信を完了する。符号
化および変調動作の結果、入力データ・ビット２０２の
各対は２５６ビット長のシーケンスによって表され、こ
れは通信チャンネル２２０において送信される。

【００７２】通信システムの受信部２２２は、アンテナ
２２４を介して通信チャンネルから送信拡散スペクトル
信号を受信する。受信信号は、復調器２２６によってデ
ータ・サンプルに標本化される。その後、データ・サン
プル２２８，２２９は通信システムの復号部２３０に出
力される。

【００７３】復調器２２６に関する詳細例の特定部分に
おいて、復調器２２６は濾波し、復調し、ＲＦ周波数か
ら変換し、１．２２８８Ｍｓａｍｐｌｅｓ／秒の所定の
レートで標本化することによって、受信拡散スペクトル
信号を標本化することが好ましい。その後、受信標本化
信号を短いＰＮ拡散コードと長いＰＮ拡散コードとで相
関することにより、同相標本化信号および直交標本化信
号は独立して収縮(despread)される。その結果得られる
収縮された同相標本化信号２２８および直交標本化信号
２２９は３０７．２ｋｓａｍｐｌｅｓ／秒の所定のレー
トで標本化され、受信拡散スペクトル信号の４つのサン
プルのシーケンスが一つのデータ・サンプルによって収
縮され、かつ／または表される。

【００７４】標本化信号２２８，２２９は通信システム
の復号部に独立して入力され、この復号部は標本化信号
２２８，２２９を推定データ・ビット２６８に非コヒー
レントに検出／復号する。標本化信号２２８，２２９を
復号するため、標本化信号の所定長のグループが直交コ
ード変換器２３２，２３４にそれぞれ独立して入力され
る。直交コード変換器２３２，２３４は、複数の変換器
出力信号２３３，２３５をそれぞれ出力する。各変換器
出力信号は、標本化信号の特定グループが相互に直交す
るコードのセットからの特定の直交コードに相当する信
頼尺度(measureof confidence) に相当する。さらに、
各変換器出力信号は関連インデックス・データ・シンボ
ルを有し、このシンボルはこの変換器出力信号が相当す
るのは相互直交コードのセットからのどの特定の直交コ
ードかを示す。また、インデックス・データ・シンボル
は、復号器２６６がその後判定する最尤復号格子内の可
能な遷移に相当する。その後、変換器出力信号２３３，
２３５のグループ内の各変換器出力信号は、変換器出力
信号二乗機構２３６，２３８によってそれぞれ二乗され
る。次に、加算機構２４０によって判定値２４２のグル
ープが生成され、この加算機構２４０は、変換器出力信
号が同じ直交コードに相当することを示す関連インデッ
クス・データ・シンボルを有する二乗された変換器出力
信号の各対（すなわち、変換器出力信号二乗機構２３
６，２３８のそれぞれからの各対）を互いに加算する。

【００７５】変換器２３２，２３４，二乗機構２３６，
２３８および加算機構２４０に関する詳細例の特定部分
において、同相標本化信号２２８および直交標本化信号
２２９は通信システムの復号部２３０に独立して入力さ
れ、この復号部２３０は標本化信号２２８，２２９を推
定データ・ビット２６８に非コヒーレントに検出／復号
する。標本化信号２２８，２２９を復号するため、標本
化信号の６４サンプル長のグループは、３０７．２ｋｓ
ａｍｐｌｅｓ／秒のレートで高速アダマール変換器２３
２，２３４にそれぞれ独立して入力される。各高速アダ
マール変換器２３２，２３４は、６４の変換器出力信号
２３３，２３５をそれぞれ出力する。各変換器出力信号
は、６４個の標本化信号の特定グループが６４個の相互
に直交するウォルシュ・コードのセットからの特定６４
ビット長のウォルシュ・コードに相当するという信頼尺
度に相当する。さらに、各変換器出力信号は関連する６
ビット長のインデックス・データ・シンボルを有し、こ
のシンボルは変換器出力信号が相当するのは６４個の相
互に直交するウォルシュ・コードからのどの特定ウォル
シュ・コードかを示す。その後、６４個の変換器出力信
号２３３，２３５の各グループ内の各変換器出力信号
は、変換器出力信号二乗機構２３６，２３８によってそ
れぞれ二乗される。次に、二乗された変換器出力信号の
グループの各対について、加算機構２４０により６４個
の判定データ２４２のグループが生成され、３０７・２
ｋｄａｔａ／秒のレートで出力される。この加算機構２
４０は、変換器出力信号が同一ウォルシュ・コードに相
当することを示す関連インデックス・データ・シンボル
を有する二乗された変換器出力信号の各対（すなわち、
変換器出力信号二乗機構２３６，２３８のそれぞれから
の各対）を加算する。

【００７６】判定データ２４２のいくつかのグループ
は、入力判定データ２４２をグループ単位でインタリー
ブ解除(deinterleave)するデインタリーバ(deinterleav
er) ２４４に入力される。デインタリーバ２４４では、
判定データの各グループは、判定データの所定のサイズ
のブロックを定める行列に個別に入力される。判定デー
タの各グループは、行列が行(row) 単位で埋められるよ
うに行列内の位置に個別に入力される。判定データ２４
６のグループは、行列が列(column)単位で空になるよう
に行列内の位置から個別に出力される。一般に、この行
列は行の数と列の数が等しい正方行列であるが、インタ
リーバ２０８で用いられる行列の形式と一致するように
他の行列形式も選ぶことができる。行列によって定めら
れる判定データのブロックの所定のサイズは、データ・
サンプルの各グループについて生成される判定データの
数と、データ・サンプルの各グループ内のデータ・サン
プルの数と、受信された所定の長さの伝送ブロックから
所定のチップ・レートで標本化できる伝送データ・シン
ボルを表すデータ・サンプルの最大数とから導かれる。
判定データ２４６のインタリーブ解除されたグループ
は、入力時と同じレートでデインタリーバ２４４によっ
て出力される。

【００７７】デインタリーバ２４４について詳細例の特
定部分において、デインタリーバ２４４は３０７．２ｋ
ｄａｔａ／秒のレートで６４個の判定データ２４２のい
くつかのグループを受信することが好ましい。デインタ
リーバ２４４は、６４判定データの入力グループをグル
ープ単位でブロック・デインタリーブする。デインタリ
ーバ２４４では、６４判定データの各グループは６１４
４判定データの所定のサイズのブロックを定める行列に
個別に入力される。デインタリーバ２４４の１６ｘ６行
列は、インタリーバ２０８の好適な実施例の１６ｘ６行
列が図４に示すようにデータ・シンボル２０６のグルー
プでロードおよびアンロードされるのと逆の方法で、実
質的に同様にロードおよびアンロードされる。判定デー
タの各グループは、行列の一つのボックス（例えば、ボ
ックス４００）にロードされる。判定データの各グルー
プは、行列が行単位で埋められるように行列内の位置
（すなわち、ボックス）に入力される。例えば、行列内
のボックスの１行目は、デインタリーバ２４４に入力さ
れた判定データ２４２の最初の６つのグループで埋めら
れる。１行目は、行列のボックス４００に入力される６
４判定データの第１グループと、行列のボックス４０４
に入力される６４判定データの第２グループとを含む。
ボックスの２列目は、判定データ２４２の次の６つのグ
ループで埋められる。２列目は、行列のボックス４０２
に入力される６４判定データの７番目のグループを含
む。残りの１４個の行は同様に埋められる。６４判定デ
ータのグループは、行列が列単位で空になるように行列
内の位置から個別に出力される。例えば、ボックス４０
０，ボックス４０２を含む１列目は、ボックス４０４を
含む２列目より前に出力される。行列の他の列も同様に
出力される。データ・シンボル２４６の出力グループの
ストリームは、例えば、６４判定データの第１グループ
が判定データのグループの出力ストリーム２４６内の７
番目のグループの直前になるように、インタリーブ解除
される。さらに、デインタリーバに入力される第２グル
ープは、１５個の他のグループによってデータ・シンボ
ルの出力列２４６内の第１グループから分離される。判
定データ２４６のインタリーブ解除されたグループは、
インタリーバ２４４への入力時と同じ３０７・２ｋｄａ
ｔａ／秒のレートでデインタリーバ２４４によって出力
される。行列によって定められる判定データのブロック
の所定のサイズは、データ・サンプルの各グループにつ
いて生成される判定データの数と、判定サンプルの各グ
ループ内のデータ・サンプルの数と、受信された所定の
長さの伝送ブロックから所定のチップ・レートで標本化
できる伝送データ・サンプルを表すデータ・サンプルの
最大数とから導かれる。図２に示される好適な実施例で
は、６４個の判定データが６４個のデータ・サンプルの
各グループについて生成される。さらに、２０ミリ秒の
受信された所定の長さの伝送ブロックから３０７．２ｋ
ｓａｍｐｌｅｓ／秒の所定のチップ・レートで標本化で
きる伝送データ・シンボルを表すデータ・サンプルの最
大数は、３０７．２ｋｓａｍｐｌｅｓ／秒と２０ミリ秒
との積で、これは６１４４データ・サンプルに等しい。
従って、判定データのブロックの所定のサイズは、６４
データ・サンプル毎の６４判定データと、６１４４デー
タ・サンプルとの積であり、これは６１４４判定データ
に等しい。

【００７８】上記の好適な実施例にほぼ等しい本発明の
別の実施例では、データ・サンプル２２８，２２９のグ
ループが判定データに変換される順序およびインタリー
ブ解除が逆にされる。標本化された信号２２８，２２９
を復号するため、標本化信号の所定の長さのグループが
上記のデインタリーバ２４４と同様な２つの個別のデイ
ンタリーバに独立して入力される。データ・サンプルの
いくつかのグループは、入力データ・サンプルをグルー
プ単位でブロック・デインタリーブする各デインタリー
バに入力される。デインタリーバでは、データ・サンプ
ルの各グループはデータ・サンプルの所定のサイズのブ
ロックを定める行列に個別に入力される。データ・サン
プルの各グループは、行列が行単位で埋められるように
行列内の位置に入力される。データ・サンプルのグルー
プは、行列が列単位で空になるように行列内の位置から
個別に出力される。データ・サンプルのインタリーブ解
除されたグループは、入力時と同じレートで各デインタ
リーバによって出力される。各デインタリーバからのデ
ータ・サンプルのインタリーブ解除されたグループは、
２３２，２３４と同様な直交コード変換器に独立してそ
れぞれ入力される。直交コード変換器は、２３３，２３
５と同様な複数の変換器出力信号をそれぞれ出力する。
各変換器出力信号は、インタリーブ解除された標本化信
号の特定グループが互いに直交するコードのセット内か
らの特定直交コードに相当する信頼尺度に相当する。さ
らに、各変換器出力信号は、関連インデックス・データ
・シンボルを有し、このシンボルは直交変換器出力信号
が相当するのは相互に直交するコードのセットからのど
の特定直交コードかを示す。次に、変換器出力信号のグ
ループ内の各変換器出力信号は、２３６，２３８と同様
な変換器出力信号二乗機構によってそれぞれ二乗され
る。その後、２４６と同様なインタリーブ解除された判
定値のグループが２４０と同様な加算機構によって生成
され、この加算機構は変換器出力信号が同じ直交コード
に相当することを示す関連インデックス・データ・シン
ボルを有する二乗された変換器出力信号の各対（すなわ
ち、各変換器出力信号二乗機構からの各対）を互いに加
算する。この加算機構は、好適な実施例のデインタリー
バ２４４によって出力されるものと同様なインタリーブ
解除された判定データのグループを生成する。これは、
データ・サンプル信号２２８，２２９は直交コード変換
器に入力される前にインタリーブ解除され、その結果、
直交コード変換器はインタリーブ解除された出力信号を
生成し、この信号から、インタリーブ解除された判定デ
ータが形成されたためである。

【００７９】デインタリーバ２４４の好適な実施例の詳
細例に取って代わることのできるデインタリーバのその
ような別の位置の例について説明する。標本化信号２２
８，２２９の６４ビット長グループは、上記のインタリ
ーバ２４４と同様な２つの個別のインタリーバに３０
７．２ｋｄａｔａ／秒のレートで独立して入力される。
各デインタリーバは、６４個のデータ・サンプルの入力
グループをグループ単位でブロック・デインタリーブす
る。デインタリーバでは、６４データ・サンプルの各グ
ループは、６１４４データ・サンプルの所定のサイズの
ブロックを定める構によってそれぞれ二乗される。その
後、２４６と同様なインタリーブ解除された判定値のグ
ループが２４０と同様な加算機構によって生成され、こ
の加算機構は変換器出力信号が同じ直交コードに相当す
ることを示す関連インデックス・データ・シンボルを有
する二乗された変換器出力信号の各対（すなわち、各変
換器出力信号二乗機構からの各対）を互いに加算する。
この加算機構は、好適な実施例のデインタリーバ２４４
によって出力されるものと同様なインタリーブ解除され
た判定データのグループを生成する。これは、データ・
サンプル信号２２８，２２９は直交コード変換器に入力
される前にインタリーブ解除され、その結果、直交コー
ド変換器はインタリーブ解除された出力信号を生成し、
この信号から、インタリーブ解除された判定データが形
成されたためである。

【００８０】デインタリーバ２４４の好適な実施例の詳
細例に取って代わることのできるデインタリーバのその
ような別の位置の例について説明する。標本化信号２２
８，２２９の６４ビット長グループは、上記のインタリ
ーバ２４４と同様な２つの個別のインタリーバに３０
７．２ｋｄａｔａ／秒のレートで独立して入力される。
各デインタリーバは、６４個のデータ・サンプルの入力
グループをグループ単位でブロック・デインタリーブす
る。デインタリーバでは、６４データ・サンプルの各グ
ループは、６１４４データ・サンプルの所定のサイズの
ブロックを定める１６ｘ６行列に個別に入力される。イ
ンタリーバ２４４の好適な実施例の１６ｘ６行列が図４
に示されるように判定データのグループでロードまたは
アンロードされるのと同様な方法で、各デインタリーバ
は６４個のデータ・サンプルのグループでロードおよび
アンロードされる。６４データ・サンプルの各グループ
は、行列が行単位で埋められるように行列内の位置に入
力される。６４データ・サンプルのグループは、行列が
列単位で空になるように行列内の位置から個別に出力さ
れる。データ・サンプルのインタリーブ解除されたグル
ープは、入力時と同じ３０７．２ｋｄａｔａ／秒のレー
トで各デインタリーバによって出力される。各デインタ
リーバからの６４データ・サンプルのインタリーブ解除
されたグループは、２３２，２３４と同様な高速アダマ
ール変換器に独立してそれぞれ入力される。この高速ア
ダマール・コード変換器は、２３３，２３５と同様な６
４個の変換器出力信号を出力する。各変換器出力信号
は、インタリーブ解除された標本化信号の特定グループ
が相互に直交するウォルシュ・コードのセット内からの
特定ウォルシュ・コードに相当する信頼尺度に相当す
る。さらに、各変換器出力信号は６ビット長の関連イン
デックス・データ・シンボルを有し、このシンボルは変
換器出力信号が一致するのは相互に直交するウォルシュ
・コードのセットからのどの特定ウォルシュ・コードか
を示す。次に、６４個の変換器出力信号のグループ内の
各変換器出力信号は、２３６，２３８と同様な変換器出
力信号二乗機構によって二乗される。次に、２４６と同
様な６４個のインタリーブ解除された判定値のグループ
が２４０と同様な加算機構によって生成され、この加算
機構は変換器出力信号が同じウォルシュ・コードに相当
することを示す６ビット長の関連インデックス・シンボ
ルを有する二乗された変換器出力信号の各対（各変換器
出力信号二乗機構からの各対）を互いに加算する。

【００８１】判定データ２４６のインタリーブ解除され
たグループは、計量演算装置(metric computation uni
t) ２４８に入力される。計量演算装置２４８は、判定
データ２４６のグループをソフト判定復号計量２５０の
グループに変換する。一般に、この変換では、復号器２
６６が判定データをソフト判定復号計量として利用でき
るように、判定データ２４６のグループをスケールす
る。このスケール演算は、受信信号強度情報または受信
拡散スペクトル信号に関連する送信電力情報に従って判
定データ２４６を等化することを含む。復号器２６６は
このような補償機能を含むように設計できることが当業
者に理解される。また、計量演算装置２４８は、ソフト
判定復号計量のグループを計量ルックアップ・テーブル
２６０に入れるためのアドレスを生成するアドレッシン
グ機構としても機能する。各ソフト判定計量（すなわ
ち、スケールされた判定データ）に関連するインデック
ス・データ・シンボルは、計量演算装置２４８によって
生成されるルックアップ・テーブル・アドレスの一部と
して用いられる。ソフト判定計量２５０のグループは、
判定データ２４６の入力時と同じレートで計量演算装置
２４８によって出力される。しかし、計量演算装置２４
８は計量ルックアップ・テーブル２６０のバッファ機構
としても機能することが当業者によって理解される。特
に、計量演算装置２４８はソフト判定計量２５０を一時
的に保存し、必要に応じてソフト判定計量２５０をルッ
クアップ・テーブル２６０に出力することができる。

【００８２】計量演算装置２４８に関する詳細例の特定
部分において、計量演算装置２４８は３０７．２ｋｄａ
ｔａ／秒のレートで６４判定データ２４６のインタリー
ブ解除されたグループを受信することが好ましい。計量
演算装置２４８は、６４判定データ２４６のグループを
６４ソフト判定復号計量２５０のグループに変換する。
さらに、計量演算装置２４８は、６４ソフト判定復号計
量のグループを計量ルックアップ・テーブル２６０に入
れるためのアドレス２５０’を生成する。各ソフト判定
計量と関連する６ビット長のインデックス・データ・シ
ンボルは、計量演算装置２４８によって生成されるルッ
クアップ・テーブル・アドレス２５０’の一部として用
いられる。ソフト判定計量２５０のグループは、判定デ
ータ２４６の入力時と同じ３０７．２ｋｍｅｔｒｉｃｓ
／秒のレートで計量演算装置２４８によって出力され
る。

【００８３】ソフト判定計量２５０のグループは、計量
ルックアップ・テーブル２６０に入力される。好適な実
施例のメモリ方式のルックアップ・テーブル２６０を図
３に示す。ルックアップ・テーブル２６０は、メモリ部
２５６とアドレス・バス２５２，２５４とを含む。計量
演算装置２４８は、各関連ソフト判定計量２５０につい
てライト・アドレス２５０’を計量ルックアップ・テー
ブル２６０に与える。ライト・アドレスは、各ソフト判
定計量２５０が位置するソフト判定計量の特定グループ
を識別するグループ・アドレス部と、ソフト判定計量の
特定グループの特定ソフト判定計量２５０を識別するオ
フセット・アドレス部とからなる。符号器２０４によっ
て最初に符号化されたデータ・ビットに相当するグルー
プ・アドレス部は、最尤シーケンス推定復号器２６６に
おける特定時間状態にも相当する。特定ソフト判定計量
に関連するインデックス・データ・シンボルに相当する
オフセット・アドレス部は、最尤復号格子内の可能な遷
移にも相当し、この遷移については後で復号器２６６が
決定する。ライト・アドレス２５０’のオフセット・ア
ドレス部およびグループ・アドレス部は、データ・バス
２５２，２５４にそれぞれ乗せられる。その後、特定ラ
イト・アドレス２５０’に関連する各特定ソフト判定計
量２５０はメモリ２５６の番地内に格納される。

【００８４】計量ルックアップ・テーブル２６０に関す
る詳細例の特定部分において、計量ルックアップ・テー
ブル２６０はソフト判定計量２５０のグループを３０
７．２ｋｍｅｔｒｉｃｓ／秒のレートで受信することが
好ましい。しかし、上記のように、ルックアップ・テー
ブルは必要に応じて計量演算装置２４８のバッファ機構
からソフト判定計量を受信することもできる。図３に示
す好適な実施例のメモリ方式のルックアップ・テーブル
２６０では、メモリ２５６は、６４のグループにセグメ
ント化されるランダム・アクセス・メモリ（ＲＡＭ）２
５６からなる。計量演算装置２４８は、各関連ソフト判
定計量２５０に関するライト・アドレス２５０’を計量
ルックアップ・テーブル２６０に与える。ライト・アド
レスは、各ソフト判定計量２５０が帰属する６４個のソ
フト判定計量の特定グループを識別するグループ・アド
レス部と、６４個のソフト判定計量の特定グループの特
定ソフト判定計量２５０を識別する６ビット長のオフセ
ット・アドレス部とからなる。２／６符号器２０４によ
って最初に符号化された２データ・ビットに相当するグ
ループ・アドレス部は、最尤シーケンス推定復号器２６
６内の特定時間状態にも相当する。特定ソフト判定計量
に関連する６ビット長のインデックス・データ・シンボ
ルに相当する６ビット長のオフセット・アドレス部は、
最尤復号格子内の可能な遷移にも相当し、この可能な遷
移については復号器２６６が推定データ・ビット２６８
を生成しながら、その後決定する。ライト・アドレス２
５０’の６ビット長オフセット・アドレス部およびグル
ープ・アドレス部は、データ・バス２５２，２５４にそ
れぞれ乗せられる。その後、特定ライト・アドレス２５
０’に関連する各特定ソフト判定計量２５０は、ＲＡＭ
方式のルックアップ・テーブル２５６の番地内に格納さ
れる。

【００８５】ソフト判定計量２５０は計量テーブル２６
０に格納されているので、最尤復号方法を利用して推定
トラヒック・チャンネル・データ・ビット２６８を生成
する復号器２６６は、復号動作を開始することができ
る。これらの最尤復号方法は、ビタビ(Viterbi) 復号ア
ルゴリズムと実質的に同様なアルゴリズムを利用するこ
とによって強化することができる。復号器２６６は、最
尤シーケンス推定復号器２６６の各特定時間状態におけ
る可能な遷移に関連するソフト判定計量のグループを利
用して、推定データ・ビット２６８を生成する。復号器
２６６はルックアップ・テーブル２６０にリード・アド
レス２６２を与え、特定ソフト判定計量を取り出す。リ
ード・アドレス２６２は、ＭＬＳＥ復号アルゴリズム内
の可能な遷移に相当するオフセット・アドレス部と、Ｍ
ＬＳＥ復号器２６６内の特定時間状態に相当するグルー
プ・アドレス部とからなる。リード・アドレス２６２の
オフセット・アドレス部およびグループ・アドレス部
は、アドレス・バス２５２，２５４にそれぞれ乗せられ
る。その後、特定リード・アドレス２６２に関連する各
特定ソフト判定計量２６４は、メモリ２５６内の番地か
ら取り出される。推定データ・ビット２６８は、ソフト
判定データ２６４が復号器２６６に取り出されるレート
と、取り出されたソフト判定計量のグループごとに生成
される推定データ・ビット２６８の数とに関連するレー
トで生成される。

【００８６】復号器２６６に関する詳細例の特定部分に
おいて、復号器２６６は最尤復号方法を利用して、推定
トラヒック・チャンネル・データ・ビット２６８を生成
することが好ましい。これらの最尤復号方法は、ビタビ
復号アルゴリズムと実質的に同様なアルゴリズムを用い
て強化されることが好ましい。復号器２６６は、トラヒ
ック・チャンネル・データ・ビット２０２を符号化する
ために最初に用いられる符号器２０４に関連する２／６
畳み込み復号器であることが好ましい。復号器２６６
は、最尤シーケンス推定復号器２６６の各特定時間状態
において６４個の可能な遷移に関連する６４個のソフト
判定計量のグループを利用して、復号器２６６に取り出
された６４個のソフト判定計量のグループごとに２つの
推定データ・ビット２６８を生成する。復号器２６６は
リード・アドレス２６２をルックアップ・テーブル２６
０に与え、特定ソフト判定計量を取り出す。リード・ア
ドレス２６２は、ＭＬＳＥ復号アルゴリズム内の可能な
６４個の遷移の一つに相当する６ビット長のオフセット
・アドレス部と、ＭＬＳＥ復号器２６６内の特定時間状
態に相当するグループ・アドレス部とを含む。リード・
アドレス２６２の６ビット長のオフセット・アドレス部
およびグループ・アドレス部は、データ・バス２５２，
２５４上にそれぞれ乗せられる。次に、特定リード・ア
ドレス２６２に関連する各特定ソフト判定計量２６４は
メモリ２５６の番地内から取り出される。推定データ・
ビット２６８は、ソフト判定データ２６４が復号器２６
６内に取り出されるレートと、取り出されるソフト判定
計量２６４のグループごとに生成される推定データ・ビ
ット２６８の数とに関連するレートで生成される。ソフ
ト判定データ２６４が３０７．２ｋｍｅｔｒｉｃｓ／秒
のレートで復号器２６６内に取り出され、かつ、２つの
推定データ・ビットが６４入力計量ごとに生成される場
合、推定データ・ビットは３０７．２ｋｍｅｔｒｉｃｓ
／秒と２ビット／６４計量との積、すなわち９６００推
定ビット／秒に等しいレートで生成される。本発明につ
いてある程度の具体性で説明してきたが、本実施例の開
示は一例に過ぎず、部分や段階の構成および組み合わせ
の多くの変更は請求される本発明の精神および範囲から
逸脱せずに当業者によって適用できることが理解され
る。例えば、上記の好適な実施例の通信システムの変調
部，アンテナ部および復調部は、無線通信チャンネル上
で伝送されるＣＤＭＡ拡散スペクトル信号に関連してい
た。しかし、当業者に理解されるように、本明細書で説
明され、請求される符号化および復号方法は、ＴＤＭＡ
やＦＤＭＡ方式などの他の伝送システムにおいても適用
できる。さらに、通信チャンネルは電子データ・バス，
ワイヤライン，光ファイバ・リンクまたは他の形式の通
信チャンネルでもよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】直交符号化を利用する従来の通信システムを示
すブロック図である。

【図２】直交符号化を利用する好適な実施例の通信シス
テムを示すブロック図である。

【図３】メモリ方式のルックアップ・テーブルを用いる
好適な実施例の復号装置を示すブロック図である。

【図４】符号化されたデータ・ビットがロードされたイ
ンタリーバ(interleaver) の好適な実施例の行列を示す
ブロック図である。

【図５】符号器の一例としての畳み込み符号化生成子の
格子図を示す図である。

【符号の説明】

２００ 符号部 ２０４ 符号器 ２０８ ブロック・インタリーバ ２１２ マッパー ２１６ 送信部 ２１７ 変調器 ２１８ アンテナ ２２０ 通信チャンネル ２２２ 受信部 ２２４ アンテナ ２２６ 復調器 ２３０ 復号部 ２３２，２３４ ウォルシュ変換器 ２３６，２３８ 変換器出力信号二乗機構 ２４０ 加算器 ２４４ グループ・レベル・ブロック・デインタリーバ ２４８ 計量演算装置 ２５０ ソフト判定計量 ２５０’ ライト・アドレス ２５２，２５４ アドレス・バス ２５６ メモリ部 ２６０ 計量ルックアップ・テーブル ２６２ リード・アドレス ２６４ ソフト判定計量 ２６６ 復号器 ２６８ 推定データ・ビット

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 信号符号器（２００）によって構成され
   る装置において、前記信号符号器（２００）は： （ａ）信号の入力データ・ビット（２０２）をデータ・
   シンボル（２０６）に符号化し、符号化アルゴリズムで
   符号化される前記データ・シンボル（２０６）をグルー
   プ化する符号化手段（２０４）であって、該符号化アル
   ゴリズムは最尤復号によってデータ信号ビットに復号さ
   れるデータ・シンボルを生成し、該符号化アルゴリズム
   は、直交符号化用に最適化された重みスペクトルを有す
   る少なくとも一つの生成関数を実施することからなる符
   号化手段（２０４）；および （ｂ）前記符号化手段（２０４）に動作可能に結合さ
   れ、データ・シンボル（２０６）の前記グループを前記
   グループから選択されたアルゴリズムに従って変換する
   変換手段（２０８，２１２）であって、（ｉ）所定のサ
   イズのブロック内のデータ・シンボル（２０６）の各グ
   ループをグループ単位でインタリーブ（２０８）し、次
   にインタリーブされたデータ・シンボル（２１０）の各
   グループから直交コード（２１４）を取り出す（２１
   ２）こと、および（ｉｉ）データ・シンボル（２０６）
   の各グループから直交コードを取り出し（２１２）、次
   に所定のサイズのブロック内の各直交コードを直交コー
   ド単位でインタリーブすることによって実質的に構成さ
   れる変換手段（２０８，２１２）；によって構成される
   ことを特徴とする装置。
2. 【請求項２】 前記符号化アルゴリズムは、５７５，５
   ５５，４３４，４１４，１６１，１４１，０２０，１３
   ７２，１３３２，１０７０，１０３０，３４２，３０
   ２，０４０からなる８進法で記述される生成関数のグル
   ープから選択される少なくとも一つの生成関数を有する
   畳み込み符号化アルゴリズムからなることを特徴とする
   請求項１記載の装置。
3. 【請求項３】 前記符号化アルゴリズムは： （ａ）ｇ1 （ｘ）＝５５５，ｇ2 （ｘ）＝４３４，ｇ3
   （ｘ）＝１４１，ｇ4（ｘ）＝１３３２，ｇ5 （ｘ）＝
   １０７０，ｇ6 （ｘ）＝３０２； （ｂ）ｇ1 （ｘ）＝５７５，ｇ2 （ｘ）＝４１４，ｇ3
   （ｘ）＝０２０，ｇ4（ｘ）＝１３７２，ｇ5 （ｘ）＝
   １０３０，ｇ6 （ｘ）＝０４０；および （ｃ）ｇ1 （ｘ）＝４３４，ｇ2 （ｘ）＝１６１，ｇ3
   （ｘ）＝１４１，ｇ4（ｘ）＝１０７０，ｇ5 （ｘ）＝
   ３４２，ｇ6 （ｘ）＝３０２； からなる８進法で記述される生成関数ｇ（ｘ）のセット
   のグループから選択される６つの生成関数のセットを有
   する畳み込み符号化アルゴリズムからなることを特徴と
   する請求項２記載の装置。
4. 【請求項４】 前記信号符号器（２００）に動作可能に
   結合され、データ・シンボル（２１４）の変換されたグ
   ループを通信チャンネル（２２０）上で伝送する信号伝
   送手段（２１６）をさらに含んで構成されることを特徴
   とする請求項１記載の装置。
5. 【請求項５】 前記信号伝送手段（２１６）は、通信チ
   ャンネル（２２０）上で伝送する前にデータ・シンボル
   （２１４）の変換されたグループを拡散コードで拡散す
   ることによりデータ・シンボル（２１４）の変換された
   グループを処理して通信チャンネル（２２０）上で伝送
   する手段（２１７）からなることを特徴とする請求項４
   記載の装置。
6. 【請求項６】 （ａ）前記通信チャンネル（２２０）か
   ら受信される信号をデータ・サンプル（２２８，２２
   ９）に標本化する信号受信手段（２２２）；および （ｂ）前記信号受信手段（２２２）に動作可能に結合さ
   れる信号復号器（２３０）であって： （ｉ）受信データ・サンプル（２２８，２２９）をグル
   ープ化するグループ化手段（２３２〜２４０）； （ｉｉ）前記グループ化手段（２３２〜２４０）に動作
   可能に結合され、データ・サンプルのグループを前記グ
   ループから選択されるアルゴリズムに従って変換する変
   換手段（２３２〜２４４）であって、（１）一つのイン
   デックス・データ・シンボルが各ソフト判定計量と関連
   するように、データ・サンプル（２２８，２２９）の各
   グループについて複数のソフト判定類似計量およびイン
   デックス・データ・シンボルを生成し、次に所定のサイ
   ズのブロック内のソフト判定計量（２４２）の各グルー
   プをグループ単位でインタリーブ解除（２４２）するこ
   と、および（２）所定のサイズのブロック内のデータ・
   サンプル（２２８，２２９）の各グループをグループ単
   位でインタリーブ解除（２４４）し、次に一つのインデ
   ックス・データ・シンボルが各ソフト判定計量と関連す
   るように、データ・サンプルの各インタリーブ解除され
   たグループについて複数のソフト判定類似計量およびイ
   ンデックス・データ・シンボルを生成し、各ソフト判定
   計量はデータ・サンプルの特定グループが相互に直交す
   るコードのセットからの特定直交コードに実質的に類似
   する信頼尺度に相当することによって実質的に構成され
   る変換手段（２３２〜２４４）；および （ｉｉｉ）前記変換手段（２３２〜２４４）に動作可能
   に結合され、最尤復号方法を利用して少なくとも一つの
   推定データ・ビット（２６８）を生成し、前記ソフト判
   定計量（２５０）および関連インデックス・データ・シ
   ンボル（２５０’）から少なくとも一つの推定データ・
   ビット（２６８）を取り出す復号手段（２６６）；によ
   って構成される信号復号器（２３０）；をさらに含んで
   構成されることを特徴とする請求項４記載の装置。
7. 【請求項７】前記信号復号器（２３０）の変換手段（２
   ３２〜２４４）の前記所定のブロック・サイズは、デー
   タ・サンプル（２２８，２２９）の各グループについて
   生成されたソフト判定計量（２４２）の数と、データ・
   サンプル（２２８，２２９）の各グループ内のデータ・
   サンプルの数と、受信された信号伝送ブロックから標本
   化することのできるデータ・サンプルの最大数とから導
   出されることを特徴とする請求項６記載の装置。
8. 【請求項８】 前記信号受信手段（２２２）は、前記受
   信信号を拡散コードで収縮(despreading) して、データ
   ・サンプル（２２８，２２９）を取り出す手段（２２
   ６）によって構成されることを特徴とする請求項６記載
   の装置。
9. 【請求項９】 前記信号復号器（２３０）のデータ・サ
   ンプル変換手段（２３２〜２４４）は、データ・サンプ
   ルのグループに対してアダマール変換行列アルゴリズム
   を用いることにより、ソフト判定類似計量を生成する手
   段（２３２〜２４０）からなることを特徴とする請求項
   ６記載の装置。
10. 【請求項１０】前記信号復号器（２３０）の復号手段
    （２６６）は、ビタビ復号アルゴリズムと実質的に同様
    な最尤復号方法を利用して、少なくとも一つの推定デー
    タ・ビット（２６８）を生成する手段からなることを特
    徴とする請求項６記載の装置。