JP4543479B2 - 通信システム及びその方法 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、再帰的組織畳み込み（ＲＳＣ：Recursive Systematic Convolution）符号器及び直交変調器との組み合わせを用いてデータ系列を送信する送信装置、当該送信装置と繰り返し復号を行う受信装置とを用いた通信システム、及びその送信と通信方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）伝送方式を用いたディジタル通信システムにおいて、下り回線で異なる利用者に直交する信号を伝送すると同時に、一定の数のユーザチャネルを維持することが望ましい。しかし、利用可能な直交チャネル数が一定のため、明らかにこの二つの要望をともに満たすことができない。このため、ＣＤＭＡ方式の移動電話通信システムの送信ダイバーシティ（Transmit Diversity）に対して主に二つの手法が試みられた。
【０００３】
その一つの手法は直交型符号分割送信ダイバーシティ（ＣＤＴＤ：Code Division Transmit Diversity）である。この手法では、それぞれのアンテナに対して、異なる複素直交拡散符号が設計される。これは二つの出力ストリーム間の直交性を維持することで、フラットフェージングにおける自己干渉が排除される。
もう一つの手法は非直交型符号分割送信ダイバーシティである。この手法では、すべてのアンテナに同じ複素拡散符号が与えられ、各アンテナ素子間に意図的に遅延が設けられる。このため、非直交型符号分割送信ダイバーシティはまた遅延型符号分割送信ダイバーシティとして知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
非直交型符号分割送信ダイバーシティに用いられる代表的な非直交型拡散系列はゴールド系列（Gold Sequence ）である。ゴールド系列の利点は、拡散系列の数を最大にすることにあるが、自己干渉によって直交性を損なうこともある。即ち、大容量通信において拡散系列が直交であることが必要である。
【０００５】
直交型及び非直交型符号分割送信ダイバーシティの何れも受信ダイバーシティの軟劣化（Soft-failure）性質を持っている。すなわち、一つの受信チェーンが劣化し、他の受信チェーンが機能する場合、システムの性能の低下はダイバーシティ利得のオーダーに従う。換言すれば、信号は依然として検出できるが、品質の劣化が生じる。
【０００６】
ＣＤＭＡ方式を用いた通信システムの性能を改善するために、ゴールド系列のような従来の拡散符号よりも有効な低レート誤り訂正拡散符号が利用できることが示されている。しかし、これまでに可変レート直交拡散と低レートのターボ符号化とを組み合わせた送信ダイバーシティ技術に関する研究が行われていなかった。
【０００７】
本発明は、こうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、直交拡散と送信ダイバーシティを用いた可変低レート符号の発生、繰り返し復号による受信系列の復号方法と、この提案方法を実現するための送信装置及び通信システムを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の一観点の送信システムは、入力データ系列を送信する通信システムであって、再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する複数の符号化手段と、上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号化手段の一つに供給する少なくとも一つのインターリーバと、上記符号化手段から出力されるデータ系列を多重化するマルチプレクサと有する送信装置と、上記送信装置の送信ユニットによって送信された信号を受信し、受信信号に応じて受信系列を生成する受信ユニットと、繰り返し復号を行う第１と第２の復号ユニットとを有する受信装置を有し、上記第１の復号ユニットは、第１の復号器により第１の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第１の復号データ系列と第１の推定データ系列を出力し、該第１の推定データ系列を第１のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第１の復号データを出力し、該第１の復号データと上記第１の復号データ系列を組み合わせて第２の推定情報を出力し、上記第２の復号ユニットは、第２の復号器により上記第２の推定情報と所定のアルゴリズムに応じて、上記受信系列を復号し、第２の復号データ系列と第２の推定データ系列を出力し、該第２の推定データ系列を第２のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第２の復号データを出力し、該第２の復号データと上記第２の復号データ系列を組み合わせて上記第１の推定情報を出力する。
【００１４】
また、本発明では、好適には、上記第１の復号ユニットは、上記第１の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する第１の復号器と、上記推定データ系列をインターリーブする第１のインターリーバと、上記復号データ系列をインターリーブする第２のインターリーバと、上記第２のインターリーバから出力されるデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第１のリエンコーダと、上記第１のインターリーバから出力されるデータ系列と上記第１のリエンコーダから出力される上記復号データ系列とを結合し、上記第２の推定情報を生成する第１の結合手段とを含み、上記第２の復号ユニットは、上記第２の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する第２の復号器と、上記推定データ系列をデインターリーブする第１のデインターリーバと、上記復号データ系列をデインターリーブする第２のデインターリーバと、上記第２のデインターリーバから出力されたデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第２のリエンコーダと、上記第１のデインターリーバから出力されるデータ系列と上記第２のリエンコーダから出力される復号データ系列とを結合し、上記第１の推定情報を生成する第２の結合手段とを含む。
【００１５】
また、本発明の一観点の方法は、再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する第１のステップと、インターリーバを用いて上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号器の一つに供給する第２のステップと、上記符号器から出力されるデータ系列をマルチプレクサで多重化する第３のステップと、送信ユニットによって多重化された信号を送信する第３のステップと、受信ユニットによって上記送信された信号を受信し、当該受信信号を復調して受信系列を生成する第４のステップと、第１の復号ユニットによって、第１の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第１の復号データ系列と第１の推定データ系列を出力し、該第１の推定データ系列を第１のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第１の復号データを出力し、該第１の復号データと上記第１の復号データ系列を組み合わせて第２の推定情報を出力する第５のステップと、第２の復号ユニットによって、上記第２の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第２の復号データ系列と第２の推定データ系列を出力し、該第２の推定データ系列を第２のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第２の復号データを出力し、該第２の復号データと上記第２の復号データ系列を組み合わせて上記第１の推定情報を出力する第６のステップと、を有する。
【００１７】
また、本発明では、好適には、上記第１のステップの直交変調器では、上記符号系列をウォルシュ−アダマール変換で変調する。
【００１８】
さらに、本発明では、好適には、上記所定の復号アルゴリズムは、軟出力ビタビ復号法（ＳＯＶＡ：Soft-Output Viterbi Algorithm ）、または最大事後確率復号法（ＭＡＰ：Maximum a posterior probability decoding）を用いる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ、本発明の通信システムを構成する送信装置及び受信装置の実施形態を説明する。
【００２０】
送信装置
図１は本発明に係る送信装置の一例を示す回路図である。本実施形態の送信装置は、並列符号化と送信ダイバーシティを行う。以下、送信装置の構成の説明に続きその詳細についてさらに説明する。
図１に示すように、本実施形態の送信装置は、複数のエンコーダ１００−１，１００−２，…，１００−ｋ、パンクチャ回路１１０−１，１１０−２，…，１１０−ｋ、インターリーバ１２０−１，…，１２０−（ｋ−１）、送信ダイバーシティマルチプレクサ１３０及び複数の送信ユニット１４０−１，…，１４０−ｐ（ｐ≦ｋ）によって構成されている。
【００２１】
エンコーダ１００−１，１００−２，…，１００−ｋは、本発明の送信装置の中心部であり、再帰的組織畳み込み符号化及び直交変調を行う。一例として、エンコーダ１００−ｋが図２に示されている。
図２に示すように、エンコーダ１００−ｋは、再帰的組織畳み込みエンコーダ（ＲＳＣエンコーダ）１０２と直交変調器、例えば、ウォルシュ−アダマール変調器（ＷＨ変調器）１０４によって構成されている。
【００２２】
ＲＳＣエンコーダ１０２は、エクスクルーシブＯＲゲート１０６と三つの遅延素子、例えば、シフトレジスタ１０７，１０８，１０９によって構成され、入力データ系列ｂに応じて、符号化率Ｒm でデータ系列を出力する。ここで、例えば、符号化率Ｒm ＝１／４、即ち、各入力２進シンボルｂｊに対して、エンコーダ１０２は四つの２進シンボルｃｊ，ａｊ，ａｊ−１，ａｊ−２を与える。シンボルｃｊは、組織的に入力シンボルｂｊと同じものをとる。図２において、遅延素子１０９から出力されるシンボルａｊ−３は、中間シンボルと考えられる。シンボルａｊは数学的な組み合わせ、即ち、入力シンボルｂｊと中間シンボルａｊ−３とのエクスクルーシブＯＲによって得られる。
【００２３】
入力シンボルｂｊは、ＲＳＣエンコーダ１０２の出力シンボルａｊ，ａｊ−１及びａｊ−２とともに直交変調器、例えば、ＷＨ変調器１０４に入力される。ＷＨ変調器１０４は、入力データ系列に対して、直交変換を行う。ここで、例えば、ＷＨ変調器１０４は、入力データ系列における４つずつのシンボルｂｊ，ａｊ，ａｊ−１とａｊ−２を、符号長ＬWH＝１６の出力データ系列Ｘ＝｛ｘ１，ｘ２，…，ｘ１６｝に変換する。即ち、ＷＨ変調器１０４の符号化率は１／４である。
【００２４】
符号語のもっとも重要な特徴は、その最小自由距離である。ウォルシュ−アダマール符号語の直交特性のために、各構成部分のエンコーダの符号系列の最小距離は、ＬWH／２・Ｎ＝８Ｎである。符号系列（すべてが０の符号語を除く）の重みも８Ｎに等しい。一般的に、本実施形態のエンコーダ、即ち、ＲＳＣエンコーダ１０２とＷＨ変調器１０４を含み、符号化率１／３２を持つエンコーダの符号系列の重みは、次式によって与えられる。
【００２５】
【数１】
【００２６】
これは、本発明のエンコーダの重要な特徴であり、なぜならこれは最適なインターリーバを設計する要求を排除したからである。その結果、図１に示すインターリーバ１２０−１，…，１２０−（ｋ−１）として、単純な疑似ランダムインターリーバを用いることができる。即ち、スーパー直交型ターボ送信ダイバーシティ（ＳＯＴＴＤ：Super-Orthogonal Turbo Transmit Diversity ）において、インターリーバの設計ではなく、インターリーバのサイズそのものが符号化システムの性能を決定する。インターリーバのサイズ（Ｎ）が大きいほど、インターリーバ利得が大きく、もとのデータ系列の連続するビットの時間軸における拡散を増大させる潜在力が大きくなる。
【００２７】
符号化の後、次の式（２）に示すパンクチャパターンに従って適切なパンクチャによって出力系列が得られる。
【００２８】
【数２】
【００２９】
式（２）において、第１と第２のパンクチャ回路において、それぞれｉ＝１と２にする。第１と第２のパンクチャ回路それぞれの重みＷｐ（１）とＷｐ（２）を用いて、結果として全体的な符号化レートＲC は、次式によって与えられる。
【００３０】
【数３】
【００３１】
即ち、出力系列のビットが何れもパンクチャされない場合に、ターボ符号とＷＨ変調を組み合わせた符号化方式における全体的な符号化レートは、ＲC ＝１／（１６＋１６）＝１／３２として与えられる。符号化の後、ｋの符号化ストリームがマルチプレクサ１３０に送られ、そこで符号化ストリームがｐの多重化データストリームに多重化される。送信ダイバーシティマルチプレクサ１３０からの多重化データストリームは、送信ユニット１４０−１，…，１４０−ｐに送られる。
【００３２】
図１に示すように、各送信ユニットは、ユーザ仕様スクラブリング（Scrambling）、チップ整形及び拡散で入力データ系列を処理し、入力データ系列に応じた送信信号が生成され、送信アンテナによって送信される。
【００３３】
受信装置
図３は、本実施形態の受信装置の一例の基本的な構成を示している。図示のように、本実施形態の受信装置は、受信ユニット２００、二つの挿入回路２１０−１と２１０−２、二つのデコーダ（復号器）２２０−１，２２０−２及びコンパレータ２３０によって構成されている。
図３に示す受信装置において、デコーダ２２０−１と２２０−２はターボ符号の繰り返し復号を行うために設けられている。デコーダ２２０−１は、デコーダ２３０、二つのインターリーバ（ＩＮＬ）２４０−１，２４０−２、再帰的組織畳み込みリエンコーダ（Re-encoder）２５０及び結合回路２６０によって構成されている。デコーダ２２０−２は、デコーダ２３２、二つのデインターリーバ（ＤＩＬ：De-interleaver）２４２−１，２４２−２、ＲＳＣリエンコーダ２５２及び結合回路２６２によって構成されている。
【００３４】
以下、説明の便宜上、二つの送信部分を持つ通信システム、即ち、図１に示す送信装置において、送信ユニットの数ｐは２と仮定し、図３に示すように一つの受信装置のみを持ち、受信ユニットの数は１の通信システムを考える。また、一般性を失わずに、構成部分のエンコーダの数ｋを２とする。即ち、ｋ＝ｐ＝２である。
【００３５】
図２は、ＳＯＴＴＤ（スーパー直交型ターボ送信ダイバーシティ）システム及び繰り返しターボ復号方式を用いた一般的な受信器を示している。
上述した送信装置によって送信された信号は、受信ユニット２００によって受信される。受信データ系列は、周波数復調、チップ整形及びユーザ仕様デスクランブリングを経て出力される。
復号する前に、挿入回路２１０−１と２１０−２は、受信データ系列においてパンクチャされたビットに０の値を挿入する。即ち、デコーダは、パンクチャされたビットを消去されたものと見なす。
【００３６】
ターボ符号法における繰り返し復号は、軟入力（Soft inputs ）を用いて、軟出力（Soft outputs）を供給する二つのデコーダ２３０と２３２を構成要素とする。デコーダ２３０と２３２において、軟出力ビタビ復号法（ＳＯＶＡ：Soft-Output Viterbi Algorithm ）、または最大事後確率復号法（ＭＡＰ: Maximum a posterior probability decoding）を利用することができる。二つのデコーダ２３０，２３２とともに、インターリーバ２４０−１，２４０−２、デインターリーバ２４２−１，２４２−２、ＲＳＣリエンコーダ２５０，２５２が用いられる。
ここで、符号処理の解析を簡単化するために、送信装置において、符号系列の何れのビットもパンクチャされていないと仮定する。即ち、送信装置において、ＷＨｉ＝Ｘｉ、ｉ＝１，２，…，ｋであり、受信装置において、ＷＨＲr ＝ＷＨr である。
【００３７】
即ち、ＷＨr を対応するチャネルＬC の信頼値に結び付けられる受信され、復調されたブランチとする。デコーダはすべての情報ビット系列に対する事前値Ｌｉ（ｂ）及び軟チャネル出力ＬC ・ＷＨｒｚを受け取る。ここで、デコーダ２２０−１または２２０−２のどちらが用いられるかによって、ｚ＝１または２と決まる。
ブランチメトリック演算は、軟出力逆ＷＨ（ＳＯ−ＩＷＨ）変換を用いて効果的に実行される。この逆ＷＨ変換は、基本的に受信したＷＨ系列と特定のノードに終端するＷＨ系列とを関連付ける。そして、もっとも低い累積パスメトリックを持つブランチを切り捨てることで、最大尤度のブランチが保持される。
【００３８】
軟入力、軟出力はすべての情報ビットに対する事後軟出力Ｌ（ｂ）及び外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）を与える。現時点のビットに対するこの外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）は、周囲のビット及び符号の拘束のみに応じて決められる。従って、現時点のビットの内部情報及び軟出力値に独立である。上述した系列のすべてが長さＬWH＝１６のベクトルであるということが注目すべき重要な点である。
理論上、情報ビットｂに対するデコーダ２３０の対数尤度比（ＬＬＲ：Log-likelihood Ratio）軟出力は、次式のように書くことができる。
【００３９】
【数４】
【００４０】
式（４）は、情報ビットのＬＬＲを決定する三つの独立した推定を意味している：事前値Ｌ（ｂ）、受信系列の軟チャネル出力ＬC ・ＷＨｒ、及び外部尤度情報ＬＬＲのＬｅ（ｂ）である。
【００４１】
繰り返し復号処理の始まりにおいて、通常事前値Ｌｉ（ｂ）がないため、第１のデコーダに提供可能な入力は、実際の復号処理によって得られた軟チャネル出力のみである。第１のデコーダの出力は、次式によって与えられる推定硬判定系列のビット、
【００４２】
【数５】
【００４３】
及び次式によって与えられる軟信頼値系列である。
【００４４】
【数６】
【００４５】
両方の系列は二つのインターリーバ２４０−１と２４０−２によって、同じ入力／出力関係に基づき、それぞれ独自にインターリーブされる。その後、これらインターリーブされた硬判定ビットは、第１のリエンコーダ２５０に供給され、次式によって与えられるリエンコード系列ＷＨｒｅが出力される。
【００４６】
【数７】
【００４７】
なお、式（７）に示すＷＨｒｅの各項は長さＬWH＝１６である。結果としてのビット系列ストリームＷＨｒｅはインターリーブされた軟信頼値と結合され、第１のデコーダの外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）が生成される。具体的に、外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）は、次式に従って演算できる。
【００４８】
【数８】
【００４９】
ｂに関するこの内部尤度情報Ｌｅ（ｂ）は、第２のデコーダ２２０−２において独立の事前情報として用いられる。第２のデコーダ２３２も事後尤度情報を与え、硬判定出力とともに外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）を推定するのに用いられる。それは部分的に次回の繰り返し復号処理のとき、第１のデコーダ２２０−１における続きの復号処理において用いられる。最終的な決定は、無論、第２のデコーダ２２０−２から出力される事後尤度情報Ｌｓｆに基づくものである。なお、最初にＬＬＲは統計的に独立であり、しかし、デコーダ２２０−１と２２０−２は、間接的に同じ尤度情報を用いるため、ＬＬＲが益々相関関係を持つようになるにつれて、繰り返し処理による改善には限界が生じる。
【００５０】
以下、結合されたＲＳＣとＷＨの複合符号（ここで、ＬWH＝３２）の特徴から派生された並列連接符号の平均的な性能の上限について定義が与えられ、評価される。
ＷＨビット誤り率（ＢＥＲ）の性能が与えられる前に、表記法及び定義が与えられる。（ｎ，ｋ）組織的ＷＨ符号が与えられたとき、その入力冗長重み係数関数（ＩＲＷＥＦ：Input Redundancy Weight Enumerating Function）は、次式によって与えられる。
【００５１】
【数９】
【００５２】
ここで、Ａi,dpは、パリティチェックビットがハミング重みｄｐを持ち、ハミング重みｉを持つ入力語によって生成された符号語数を示す整数である。即ち、すべてのハミング重みは、ｄ＝ｉ＋ｄｐである。ＩＲＷＥＦは入力情報語及び符号語の両方に依存するため、すべてのエンコーダを特徴付ける。
【００５３】
さらに、ＩＲＷＥＦは、正規化重み係数関数（ＷＥＦ：Weight Enumerating Function ）の各項において、尤度情報及びパリティチェックビットの分離した貢献度と符号語の全ハミング重みとの陰関数を与える。構成部分のエンコーダへの二つの入力において、２番目は１番目をインターリーブして得られ、同じハミング重みを共有するので、並列連接符号を扱うにはその重要性が証明され、そのため、二つのエンコーダによって生成された冗長ビットはＩＲＷＥＦにおいて同じ入力重みを持つ項によって導出される。
【００５４】
条件付きＷＥＦ（ＣＷＥＦ）、重みｉの入力語に対応したＷＨ符号によって生成されたパリティチェックビットＡｉ（Ｄ）は、ＩＲＷＥＦによって、次式のように得られる。
【００５５】
【数１０】
【００５６】
式（１０）により、次式によって示された次の逆関係が得られる。
【００５７】
【数１１】
【００５８】
ＩＲＷＥＦとＡｉ（Ｄ）の両方が統一限界とともに最大尤度（ＭＬ）軟復号におけるビット誤り確率の上限の演算に用いられる。この軟復号は、ＡＷＧＮ導出の次式に示す不等式に従って、所定のチャネルの符号に対して行われる。
【００５９】
【数１２】
【００６０】
ここで、
【００６１】
【数１３】
【００６２】
次の形の仮定をする：
【００６３】
【数１４】
【００６４】
式（１４）の限られた数の項を用いることで、次式に示すように上限を近似式に変換する。
【００６５】
【数１５】
【００６６】
ここで、ＲC は符号レートであり、かつ
【００６７】
【数１６】
【００６８】
【数１７】
【００６９】
次に、ビット誤り確率（ＢＥＰ：Bit Error Probability ）について、すべての結果が式（１５）と（１６）を用いて計算される。ＬWH＝１６の系列の生成マトリックスが組織的な形として、次のように与えられる。
【００７０】
【数１８】
【００７１】
すべての符号語重みに対する情報尤度と冗長ビットとの貢献が分けられたとき、構成部分のＷＨ符号のＩＲＷＥＦは次のように得られる。
【００７２】
【数１９】
【００７３】
ＣＷＥＦを計算し、式（１６）を用いてＤｍの係数を演算することで、この符号の最小ハミング距離ｄmin は、ｄmin ＝８と求められる。
【００７４】
ＳＯＴＴＤシステムの性能は、ＷＨ符号の距離特性に依存するではなく、組み合わせＲＳＣ＆ＷＨ符号の距離特性に依存する。
状態図は符号の生成関数を決定するために有効なツールを提供する。図３は検討されているＲＳＣ＆ＷＨ複合符号に対して、変更が加えられた状態図を示している。ある分岐におけるＤの指数はその分岐に対応するエンコーダのハミング重みを示している。Ｉの指数は、対応する入力語のハミング重みを示している。
【００７５】
基本経路（即ち、すべてが０である初期状態ａ０から始まり、最終状態ａ１に終着する経路）は、伝達関数Ｔ（Ｌ，Ｉ，Ｄ）を推定するために用いられる。ここで、Ｌは特定の経路の長さを表す。
【００７６】
目視検査によって、長さＬ＝４の最短距離を持つ経路は、ａ０−ｃ−ｂ−ｄ−ａ１と確認される。
この経路は、すべてが０である経路からｄfree＝４・ｄmin ＝３２の最短距離を持ち、すべてが０である経路に対して、２ビットの入力が異なる。なお、ｄfreeは、符号の持つ干渉に対抗する能力を表す一つ重要な指標を与えている。
【００７７】
ＳＯＴＴＤ−ＣＤＭＡシステムの性能が、符号化無し、畳み込み符号、ターボ符号、符号分割送信ダイバーシティ（ＣＤＴＤ）ＣＤＭＡシステムそれぞれの性能との比較が行われた。表１は、性能評価に対して重要な技術をまとめて示している。
【００７８】
【表１】
【００７９】
符号化ＣＤＴＤ及びＳＯＴＴＤシステムにおけるＢＥＰを計算するために、出力ＳＮＲのうち、送信ダイバーシティの干渉項が含むべきである。移動通信システムが無指向性アンテナを利用すると仮定し、合計出力ＳＮＲは、次式によって決まる。
【００８０】
【数２０】
【００８１】
表２に示すシステムパラメータを用いることで、それぞれ異なる技術を利用した移動通信ＣＤＭＡシステムのＢＥＰ性能が定量的に決められる。その結果が図５に示されている。なお、図５において、ＭT は送信アンテナの数を示し、即ち、ＭT ＝ｐである。
【００８２】
【表２】
【００８３】
図５に示されているのは、一つ及び三つのブランチを持つ送信ダイバーシティの性能である。図の曲線によって、全容量範囲においてＳＯＴＴＤを用いたターボ符号ＣＤＴＤに予想された優れた性能が達成できたことが明らかである。さらに重要なのは、ターボ符号に固有の誤りフロアに起因する低システム負荷におけるターボ符号ＣＤＴＤの性能の低下が、ＳＯＴＣシステムによって緩和された事実である。これは、ターボ符号システムの構成エンコーダの１／２の伝送レートに対して、伝送レート１／１６の構成エンコーダにはより大きな最小自由距離が得られることによって説明される。
【００８４】
【発明の効果】
本発明によれば、ＣＤＭＡ通信に適用される新しいＳＯＴＴＤの方式が開示された。本発明は、ターボ符号ＣＤＴＤに対し強力的、かつ実用的な拡張を提供し、ＣＤＭＡの全容量範囲において優れた性能を提供する。また、本発明によれば、データ伝送の劣化を招くことなく、送信装置に簡略化したインターリーバを使用することができる。受信装置において、復号処理における繰り返し回数を増加するのみで、データ復元の性能を容易に改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る送信装置の一実施形態を示す構成図である。
【図２】送信装置に用いられたエンコーダを示す図である。
【図３】本発明の受信装置を示す構成図である。
【図４】ＲＳＣ及びＷＨ符号化を行うエンコーダの状態を示す状態図である。
【図５】異なる送信システムにおける負荷の関数となるビット誤り確率を示すグラフである。
【符号の説明】
１００−１，１００−２，…，１００−ｋ…ＲＳＣ＆ＷＨエンコーダ、
１０２：再帰的組織畳み込みエンコーダ、
１０４：直交変調器（ＷＨ変調器）、
１１０−１，１１０−２，…，１１０−ｋ…パンクチャ回路、
１２０−１，…，１００−（ｋ−１）…インターリーバ、
１３０…送信ダイバーシティマルチプレクサ、
１４０−１，…，１４０−ｐ…送信ユニット、
２００…受信ユニット、
２１０−１，２１０−２…挿入回路、
２２０−１，２２０−２…デコーダ、
２３０，２３２…ＭＡＰデコーダ、
２４０−１、２４０−２…インターリーバ、
２４２−１、２４２−２…デインターリーバ、
２５０，２５２…ＲＳＣリエンコーダ、
２６０，２６２…結合回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、再帰的組織畳み込み（ＲＳＣ：Recursive Systematic Convolution）符号器及び直交変調器との組み合わせを用いてデータ系列を送信する送信装置、当該送信装置と繰り返し復号を行う受信装置とを用いた通信システム、及びその送信と通信方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）伝送方式を用いたディジタル通信システムにおいて、下り回線で異なる利用者に直交する信号を伝送すると同時に、一定の数のユーザチャネルを維持することが望ましい。しかし、利用可能な直交チャネル数が一定のため、明らかにこの二つの要望をともに満たすことができない。このため、ＣＤＭＡ方式の移動電話通信システムの送信ダイバーシティ（Transmit Diversity）に対して主に二つの手法が試みられた。
【０００３】
その一つの手法は直交型符号分割送信ダイバーシティ（ＣＤＴＤ：Code Division Transmit Diversity）である。この手法では、それぞれのアンテナに対して、異なる複素直交拡散符号が設計される。これは二つの出力ストリーム間の直交性を維持することで、フラットフェージングにおける自己干渉が排除される。
もう一つの手法は非直交型符号分割送信ダイバーシティである。この手法では、すべてのアンテナに同じ複素拡散符号が与えられ、各アンテナ素子間に意図的に遅延が設けられる。このため、非直交型符号分割送信ダイバーシティはまた遅延型符号分割送信ダイバーシティとして知られている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
非直交型符号分割送信ダイバーシティに用いられる代表的な非直交型拡散系列はゴールド系列（Gold Sequence ）である。ゴールド系列の利点は、拡散系列の数を最大にすることにあるが、自己干渉によって直交性を損なうこともある。即ち、大容量通信において拡散系列が直交であることが必要である。
【０００５】
直交型及び非直交型符号分割送信ダイバーシティの何れも受信ダイバーシティの軟劣化（Soft-failure）性質を持っている。すなわち、一つの受信チェーンが劣化し、他の受信チェーンが機能する場合、システムの性能の低下はダイバーシティ利得のオーダーに従う。換言すれば、信号は依然として検出できるが、品質の劣化が生じる。
【０００６】
ＣＤＭＡ方式を用いた通信システムの性能を改善するために、ゴールド系列のような従来の拡散符号よりも有効な低レート誤り訂正拡散符号が利用できることが示されている。しかし、これまでに可変レート直交拡散と低レートのターボ符号化とを組み合わせた送信ダイバーシティ技術に関する研究が行われていなかった。
【０００７】
本発明は、こうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、直交拡散と送信ダイバーシティを用いた可変低レート符号の発生、繰り返し復号による受信系列の復号方法と、この提案方法を実現するための送信装置及び通信システムを提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、本発明の一観点の送信システムは、入力データ系列を送信する通信システムであって、再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する複数の符号化手段と、上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号化手段の一つに供給する少なくとも一つのインターリーバと、上記符号化手段から出力されるデータ系列を多重化するマルチプレクサと有する送信装置と、上記送信装置の送信ユニットによって送信された信号を受信し、受信信号に応じて受信系列を生成する受信ユニットと、繰り返し復号を行う第１と第２の復号ユニットとを有する受信装置を有し、上記第１の復号ユニットは、第１の復号器により第１の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第１の復号データ系列と第１の推定データ系列を出力し、該第１の推定データ系列を第１のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第１の復号データを出力し、該第１の復号データと上記第１の復号データ系列を組み合わせて第２の推定情報を出力し、上記第２の復号ユニットは、第２の復号器により上記第２の推定情報と所定のアルゴリズムに応じて、上記受信系列を復号し、第２の復号データ系列と第２の推定データ系列を出力し、該第２の推定データ系列を第２のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第２の復号データを出力し、該第２の復号データと上記第２の復号データ系列を組み合わせて上記第１の推定情報を出力する。
【００１４】
また、本発明では、好適には、上記第１の復号ユニットは、上記第１の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する第１の復号器と、上記推定データ系列をインターリーブする第１のインターリーバと、上記復号データ系列をインターリーブする第２のインターリーバと、上記第２のインターリーバから出力されるデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第１のリエンコーダと、上記第１のインターリーバから出力されるデータ系列と上記第１のリエンコーダから出力される上記復号データ系列とを結合し、上記第２の推定情報を生成する第１の結合手段とを含み、上記第２の復号ユニットは、上記第２の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する第２の復号器と、上記推定データ系列をデインターリーブする第１のデインターリーバと、上記復号データ系列をデインターリーブする第２のデインターリーバと、上記第２のデインターリーバから出力されたデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第２のリエンコーダと、上記第１のデインターリーバから出力されるデータ系列と上記第２のリエンコーダから出力される復号データ系列とを結合し、上記第１の推定情報を生成する第２の結合手段とを含む。
【００１５】
また、本発明の一観点の方法は、再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する第１のステップと、インターリーバを用いて上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号器の一つに供給する第２のステップと、上記符号器から出力されるデータ系列をマルチプレクサで多重化する第３のステップと、送信ユニットによって多重化された信号を送信する第３のステップと、受信ユニットによって上記送信された信号を受信し、当該受信信号を復調して受信系列を生成する第４のステップと、第１の復号ユニットによって、第１の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第１の復号データ系列と第１の推定データ系列を出力し、該第１の推定データ系列を第１のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第１の復号データを出力し、該第１の復号データと上記第１の復号データ系列を組み合わせて第２の推定情報を出力する第５のステップと、第２の復号ユニットによって、上記第２の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第２の復号データ系列と第２の推定データ系列を出力し、該第２の推定データ系列を第２のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第２の復号データを出力し、該第２の復号データと上記第２の復号データ系列を組み合わせて上記第１の推定情報を出力する第６のステップと、を有する。
【００１７】
また、本発明では、好適には、上記第１のステップの直交変調器では、上記符号系列をウォルシュ−アダマール変換で変調する。
【００１８】
さらに、本発明では、好適には、上記所定の復号アルゴリズムは、軟出力ビタビ復号法（ＳＯＶＡ：Soft-Output Viterbi Algorithm ）、または最大事後確率復号法（ＭＡＰ：Maximum a posterior probability decoding）を用いる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ、本発明の通信システムを構成する送信装置及び受信装置の実施形態を説明する。
【００２０】
送信装置
図１は本発明に係る送信装置の一例を示す回路図である。本実施形態の送信装置は、並列符号化と送信ダイバーシティを行う。以下、送信装置の構成の説明に続きその詳細についてさらに説明する。
図１に示すように、本実施形態の送信装置は、複数のエンコーダ１００−１，１００−２，…，１００−ｋ、パンクチャ回路１１０−１，１１０−２，…，１１０−ｋ、インターリーバ１２０−１，…，１２０−（ｋ−１）、送信ダイバーシティマルチプレクサ１３０及び複数の送信ユニット１４０−１，…，１４０−ｐ（ｐ≦ｋ）によって構成されている。
【００２１】
エンコーダ１００−１，１００−２，…，１００−ｋは、本発明の送信装置の中心部であり、再帰的組織畳み込み符号化及び直交変調を行う。一例として、エンコーダ１００−ｋが図２に示されている。
図２に示すように、エンコーダ１００−ｋは、再帰的組織畳み込みエンコーダ（ＲＳＣエンコーダ）１０２と直交変調器、例えば、ウォルシュ−アダマール変調器（ＷＨ変調器）１０４によって構成されている。
【００２２】
ＲＳＣエンコーダ１０２は、エクスクルーシブＯＲゲート１０６と三つの遅延素子、例えば、シフトレジスタ１０７，１０８，１０９によって構成され、入力データ系列ｂに応じて、符号化率Ｒm でデータ系列を出力する。ここで、例えば、符号化率Ｒm ＝１／４、即ち、各入力２進シンボルｂｊに対して、エンコーダ１０２は四つの２進シンボルｃｊ，ａｊ，ａｊ−１，ａｊ−２を与える。シンボルｃｊは、組織的に入力シンボルｂｊと同じものをとる。図２において、遅延素子１０９から出力されるシンボルａｊ−３は、中間シンボルと考えられる。シンボルａｊは数学的な組み合わせ、即ち、入力シンボルｂｊと中間シンボルａｊ−３とのエクスクルーシブＯＲによって得られる。
【００２３】
入力シンボルｂｊは、ＲＳＣエンコーダ１０２の出力シンボルａｊ，ａｊ−１及びａｊ−２とともに直交変調器、例えば、ＷＨ変調器１０４に入力される。ＷＨ変調器１０４は、入力データ系列に対して、直交変換を行う。ここで、例えば、ＷＨ変調器１０４は、入力データ系列における４つずつのシンボルｂｊ，ａｊ，ａｊ−１とａｊ−２を、符号長ＬWH＝１６の出力データ系列Ｘ＝｛ｘ１，ｘ２，…，ｘ１６｝に変換する。即ち、ＷＨ変調器１０４の符号化率は１／４である。
【００２４】
符号語のもっとも重要な特徴は、その最小自由距離である。ウォルシュ−アダマール符号語の直交特性のために、各構成部分のエンコーダの符号系列の最小距離は、ＬWH／２・Ｎ＝８Ｎである。符号系列（すべてが０の符号語を除く）の重みも８Ｎに等しい。一般的に、本実施形態のエンコーダ、即ち、ＲＳＣエンコーダ１０２とＷＨ変調器１０４を含み、符号化率１／３２を持つエンコーダの符号系列の重みは、次式によって与えられる。
【００２５】
【数１】
これは、本発明のエンコーダの重要な特徴であり、なぜならこれは最適なインターリーバを設計する要求を排除したからである。その結果、図１に示すインターリーバ１２０−１，…，１２０−（ｋ−１）として、単純な疑似ランダムインターリーバを用いることができる。即ち、スーパー直交型ターボ送信ダイバーシティ（ＳＯＴＴＤ：Super-Orthogonal Turbo Transmit Diversity ）において、インターリーバの設計ではなく、インターリーバのサイズそのものが符号化システムの性能を決定する。インターリーバのサイズ（Ｎ）が大きいほど、インターリーバ利得が大きく、もとのデータ系列の連続するビットの時間軸における拡散を増大させる潜在力が大きくなる。
【００２７】
符号化の後、次の式（２）に示すパンクチャパターンに従って適切なパンクチャによって出力系列が得られる。
【００２８】
【数２】
式（２）において、第１と第２のパンクチャ回路において、それぞれｉ＝１と２にする。第１と第２のパンクチャ回路それぞれの重みＷｐ（１）とＷｐ（２）を用いて、結果として全体的な符号化レートＲC は、次式によって与えられる。
【００３０】
【数３】
即ち、出力系列のビットが何れもパンクチャされない場合に、ターボ符号とＷＨ変調を組み合わせた符号化方式における全体的な符号化レートは、ＲC ＝１／（１６＋１６）＝１／３２として与えられる。符号化の後、ｋの符号化ストリームがマルチプレクサ１３０に送られ、そこで符号化ストリームがｐの多重化データストリームに多重化される。送信ダイバーシティマルチプレクサ１３０からの多重化データストリームは、送信ユニット１４０−１，…，１４０−ｐに送られる。
【００３２】
図１に示すように、各送信ユニットは、ユーザ仕様スクラブリング（Scrambling）、チップ整形及び拡散で入力データ系列を処理し、入力データ系列に応じた送信信号が生成され、送信アンテナによって送信される。
【００３３】
受信装置
図３は、本実施形態の受信装置の一例の基本的な構成を示している。図示のように、本実施形態の受信装置は、受信ユニット２００、二つの挿入回路２１０−１と２１０−２、二つのデコーダ（復号器）２２０−１，２２０−２及びコンパレータ２３０によって構成されている。
図３に示す受信装置において、デコーダ２２０−１と２２０−２はターボ符号の繰り返し復号を行うために設けられている。デコーダ２２０−１は、デコーダ２３０、二つのインターリーバ（ＩＮＬ）２４０−１，２４０−２、再帰的組織畳み込みリエンコーダ（Re-encoder）２５０及び結合回路２６０によって構成されている。デコーダ２２０−２は、デコーダ２３２、二つのデインターリーバ（ＤＩＬ：De-interleaver）２４２−１，２４２−２、ＲＳＣリエンコーダ２５２及び結合回路２６２によって構成されている。
【００３４】
以下、説明の便宜上、二つの送信部分を持つ通信システム、即ち、図１に示す送信装置において、送信ユニットの数ｐは２と仮定し、図３に示すように一つの受信装置のみを持ち、受信ユニットの数は１の通信システムを考える。また、一般性を失わずに、構成部分のエンコーダの数ｋを２とする。即ち、ｋ＝ｐ＝２である。
【００３５】
図２は、ＳＯＴＴＤ（スーパー直交型ターボ送信ダイバーシティ）システム及び繰り返しターボ復号方式を用いた一般的な受信器を示している。
上述した送信装置によって送信された信号は、受信ユニット２００によって受信される。受信データ系列は、周波数復調、チップ整形及びユーザ仕様デスクランブリングを経て出力される。
復号する前に、挿入回路２１０−１と２１０−２は、受信データ系列においてパンクチャされたビットに０の値を挿入する。即ち、デコーダは、パンクチャされたビットを消去されたものと見なす。
【００３６】
ターボ符号法における繰り返し復号は、軟入力（Soft inputs ）を用いて、軟出力（Soft outputs）を供給する二つのデコーダ２３０と２３２を構成要素とする。デコーダ２３０と２３２において、軟出力ビタビ復号法（ＳＯＶＡ：Soft-Output Viterbi Algorithm ）、または最大事後確率復号法（ＭＡＰ: Maximum a posterior probability decoding）を利用することができる。二つのデコーダ２３０，２３２とともに、インターリーバ２４０−１，２４０−２、デインターリーバ２４２−１，２４２−２、ＲＳＣリエンコーダ２５０，２５２が用いられる。
ここで、符号処理の解析を簡単化するために、送信装置において、符号系列の何れのビットもパンクチャされていないと仮定する。即ち、送信装置において、ＷＨｉ＝Ｘｉ、ｉ＝１，２，…，ｋであり、受信装置において、ＷＨＲr ＝ＷＨr である。
【００３７】
即ち、ＷＨr を対応するチャネルＬC の信頼値に結び付けられる受信され、復調されたブランチとする。デコーダはすべての情報ビット系列に対する事前値Ｌｉ（ｂ）及び軟チャネル出力ＬC ・ＷＨｒｚを受け取る。ここで、デコーダ２２０−１または２２０−２のどちらが用いられるかによって、ｚ＝１または２と決まる。
ブランチメトリック演算は、軟出力逆ＷＨ（ＳＯ−ＩＷＨ）変換を用いて効果的に実行される。この逆ＷＨ変換は、基本的に受信したＷＨ系列と特定のノードに終端するＷＨ系列とを関連付ける。そして、もっとも低い累積パスメトリックを持つブランチを切り捨てることで、最大尤度のブランチが保持される。
【００３８】
軟入力、軟出力はすべての情報ビットに対する事後軟出力Ｌ（ｂ）及び外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）を与える。現時点のビットに対するこの外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）は、周囲のビット及び符号の拘束のみに応じて決められる。従って、現時点のビットの内部情報及び軟出力値に独立である。上述した系列のすべてが長さＬWH＝１６のベクトルであるということが注目すべき重要な点である。
理論上、情報ビットｂに対するデコーダ２３０の対数尤度比（ＬＬＲ：Log-likelihood Ratio）軟出力は、次式のように書くことができる。
【００３９】
【数４】
式（４）は、情報ビットのＬＬＲを決定する三つの独立した推定を意味している：事前値Ｌ（ｂ）、受信系列の軟チャネル出力ＬC ・ＷＨｒ、及び外部尤度情報ＬＬＲのＬｅ（ｂ）である。
【００４１】
繰り返し復号処理の始まりにおいて、通常事前値Ｌｉ（ｂ）がないため、第１のデコーダに提供可能な入力は、実際の復号処理によって得られた軟チャネル出力のみである。第１のデコーダの出力は、次式によって与えられる推定硬判定系列のビット、
【００４２】
【数５】
及び次式によって与えられる軟信頼値系列である。
【００４４】
【数６】
両方の系列は二つのインターリーバ２４０−１と２４０−２によって、同じ入力／出力関係に基づき、それぞれ独自にインターリーブされる。その後、これらインターリーブされた硬判定ビットは、第１のリエンコーダ２５０に供給され、次式によって与えられるリエンコード系列ＷＨｒｅが出力される。
【００４６】
【数７】
なお、式（７）に示すＷＨｒｅの各項は長さＬWH＝１６である。結果としてのビット系列ストリームＷＨｒｅはインターリーブされた軟信頼値と結合され、第１のデコーダの外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）が生成される。具体的に、外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）は、次式に従って演算できる。
【００４８】
【数８】
ｂに関するこの内部尤度情報Ｌｅ（ｂ）は、第２のデコーダ２２０−２において独立の事前情報として用いられる。第２のデコーダ２３２も事後尤度情報を与え、硬判定出力とともに外部尤度情報Ｌｅ（ｂ）を推定するのに用いられる。それは部分的に次回の繰り返し復号処理のとき、第１のデコーダ２２０−１における続きの復号処理において用いられる。最終的な決定は、無論、第２のデコーダ２２０−２から出力される事後尤度情報Ｌｓｆに基づくものである。なお、最初にＬＬＲは統計的に独立であり、しかし、デコーダ２２０−１と２２０−２は、間接的に同じ尤度情報を用いるため、ＬＬＲが益々相関関係を持つようになるにつれて、繰り返し処理による改善には限界が生じる。
【００５０】
以下、結合されたＲＳＣとＷＨの複合符号（ここで、ＬWH＝３２）の特徴から派生された並列連接符号の平均的な性能の上限について定義が与えられ、評価される。
ＷＨビット誤り率（ＢＥＲ）の性能が与えられる前に、表記法及び定義が与えられる。（ｎ，ｋ）組織的ＷＨ符号が与えられたとき、その入力冗長重み係数関数（ＩＲＷＥＦ：Input Redundancy Weight Enumerating Function）は、次式によって与えられる。
【００５１】
【数９】
ここで、Ａi,dpは、パリティチェックビットがハミング重みｄｐを持ち、ハミング重みｉを持つ入力語によって生成された符号語数を示す整数である。即ち、すべてのハミング重みは、ｄ＝ｉ＋ｄｐである。ＩＲＷＥＦは入力情報語及び符号語の両方に依存するため、すべてのエンコーダを特徴付ける。
【００５３】
さらに、ＩＲＷＥＦは、正規化重み係数関数（ＷＥＦ：Weight Enumerating Function ）の各項において、尤度情報及びパリティチェックビットの分離した貢献度と符号語の全ハミング重みとの陰関数を与える。構成部分のエンコーダへの二つの入力において、２番目は１番目をインターリーブして得られ、同じハミング重みを共有するので、並列連接符号を扱うにはその重要性が証明され、そのため、二つのエンコーダによって生成された冗長ビットはＩＲＷＥＦにおいて同じ入力重みを持つ項によって導出される。
【００５４】
条件付きＷＥＦ（ＣＷＥＦ）、重みｉの入力語に対応したＷＨ符号によって生成されたパリティチェックビットＡｉ（Ｄ）は、ＩＲＷＥＦによって、次式のように得られる。
【００５５】
【数１０】
式（１０）により、次式によって示された次の逆関係が得られる。
【００５７】
【数１１】
ＩＲＷＥＦとＡｉ（Ｄ）の両方が統一限界とともに最大尤度（ＭＬ）軟復号におけるビット誤り確率の上限の演算に用いられる。この軟復号は、ＡＷＧＮ導出の次式に示す不等式に従って、所定のチャネルの符号に対して行われる。
【００５９】
【数１２】
ここで、
【００６１】
【数１３】
次の形の仮定をする：
【００６３】
【数１４】
式（１４）の限られた数の項を用いることで、次式に示すように上限を近似式に変換する。
【００６５】
【数１５】
ここで、ＲC は符号レートであり、かつ
【００６７】
【数１６】
【数１７】
次に、ビット誤り確率（ＢＥＰ：Bit Error Probability ）について、すべての結果が式（１５）と（１６）を用いて計算される。ＬWH＝１６の系列の生成マトリックスが組織的な形として、次のように与えられる。
【００７０】
【数１８】
すべての符号語重みに対する情報尤度と冗長ビットとの貢献が分けられたとき、構成部分のＷＨ符号のＩＲＷＥＦは次のように得られる。
【００７２】
【数１９】
ＣＷＥＦを計算し、式（１６）を用いてＤｍの係数を演算することで、この符号の最小ハミング距離ｄmin は、ｄmin ＝８と求められる。
【００７４】
ＳＯＴＴＤシステムの性能は、ＷＨ符号の距離特性に依存するではなく、組み合わせＲＳＣ＆ＷＨ符号の距離特性に依存する。
状態図は符号の生成関数を決定するために有効なツールを提供する。図３は検討されているＲＳＣ＆ＷＨ複合符号に対して、変更が加えられた状態図を示している。ある分岐におけるＤの指数はその分岐に対応するエンコーダのハミング重みを示している。Ｉの指数は、対応する入力語のハミング重みを示している。
【００７５】
基本経路（即ち、すべてが０である初期状態ａ０から始まり、最終状態ａ１に終着する経路）は、伝達関数Ｔ（Ｌ，Ｉ，Ｄ）を推定するために用いられる。ここで、Ｌは特定の経路の長さを表す。
【００７６】
目視検査によって、長さＬ＝４の最短距離を持つ経路は、ａ０−ｃ−ｂ−ｄ−ａ１と確認される。
この経路は、すべてが０である経路からｄfree＝４・ｄmin ＝３２の最短距離を持ち、すべてが０である経路に対して、２ビットの入力が異なる。なお、ｄfreeは、符号の持つ干渉に対抗する能力を表す一つ重要な指標を与えている。
【００７７】
ＳＯＴＴＤ−ＣＤＭＡシステムの性能が、符号化無し、畳み込み符号、ターボ符号、符号分割送信ダイバーシティ（ＣＤＴＤ）ＣＤＭＡシステムそれぞれの性能との比較が行われた。表１は、性能評価に対して重要な技術をまとめて示している。
【００７８】
【表１】
符号化ＣＤＴＤ及びＳＯＴＴＤシステムにおけるＢＥＰを計算するために、出力ＳＮＲのうち、送信ダイバーシティの干渉項が含むべきである。移動通信システムが無指向性アンテナを利用すると仮定し、合計出力ＳＮＲは、次式によって決まる。
【００８０】
【数２０】
表２に示すシステムパラメータを用いることで、それぞれ異なる技術を利用した移動通信ＣＤＭＡシステムのＢＥＰ性能が定量的に決められる。その結果が図５に示されている。なお、図５において、ＭT は送信アンテナの数を示し、即ち、ＭT ＝ｐである。
【００８２】
【表２】
図５に示されているのは、一つ及び三つのブランチを持つ送信ダイバーシティの性能である。図の曲線によって、全容量範囲においてＳＯＴＴＤを用いたターボ符号ＣＤＴＤに予想された優れた性能が達成できたことが明らかである。さらに重要なのは、ターボ符号に固有の誤りフロアに起因する低システム負荷におけるターボ符号ＣＤＴＤの性能の低下が、ＳＯＴＣシステムによって緩和された事実である。これは、ターボ符号システムの構成エンコーダの１／２の伝送レートに対して、伝送レート１／１６の構成エンコーダにはより大きな最小自由距離が得られることによって説明される。
【００８４】
【発明の効果】
本発明によれば、ＣＤＭＡ通信に適用される新しいＳＯＴＴＤの方式が開示された。本発明は、ターボ符号ＣＤＴＤに対し強力的、かつ実用的な拡張を提供し、ＣＤＭＡの全容量範囲において優れた性能を提供する。また、本発明によれば、データ伝送の劣化を招くことなく、送信装置に簡略化したインターリーバを使用することができる。受信装置において、復号処理における繰り返し回数を増加するのみで、データ復元の性能を容易に改善することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る送信装置の一実施形態を示す構成図である。
【図２】送信装置に用いられたエンコーダを示す図である。
【図３】本発明の受信装置を示す構成図である。
【図４】ＲＳＣ及びＷＨ符号化を行うエンコーダの状態を示す状態図である。
【図５】異なる送信システムにおける負荷の関数となるビット誤り確率を示すグラフである。
【符号の説明】
１００−１，１００−２，…，１００−ｋ…ＲＳＣ＆ＷＨエンコーダ、
１０２：再帰的組織畳み込みエンコーダ、
１０４：直交変調器（ＷＨ変調器）、
１１０−１，１１０−２，…，１１０−ｋ…パンクチャ回路、
１２０−１，…，１００−（ｋ−１）…インターリーバ、
１３０…送信ダイバーシティマルチプレクサ、
１４０−１，…，１４０−ｐ…送信ユニット、
２００…受信ユニット、
２１０−１，２１０−２…挿入回路、
２２０−１，２２０−２…デコーダ、
２３０，２３２…ＭＡＰデコーダ、
２４０−１、２４０−２…インターリーバ、
２４２−１、２４２−２…デインターリーバ、
２５０，２５２…ＲＳＣリエンコーダ、
２６０，２６２…結合回路。
Claims (6)
- 入力データ系列を送信する通信システムであって、
再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する複数の符号化手段と、
上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号化手段の一つに供給する少なくとも一つのインターリーバと、
上記符号化手段から出力されるデータ系列を多重化するマルチプレクサと有する送信装置と、
上記送信装置の送信ユニットによって送信された信号を受信し、受信信号に応じて受信系列を生成する受信ユニットと、
繰り返し復号を行う第１と第２の復号ユニットとを有する受信装置を有し、
上記第１の復号ユニットは、第１の復号器により第１の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第１の復号データ系列と第１の推定データ系列を出力し、該第１の推定データ系列を第１のリエンコーダにより再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第１の復号データを出力し、該第１の復号データと上記第１の復号データ系列を組み合わせて第２の推定情報を出力し、
上記第２の復号ユニットは、第２の復号器により上記第２の推定情報と所定のアルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第２の復号データ系列と第２の推定データ系列を出力し、該第２の推定データ系列を第２のリエンコーダにより再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第２の復号データを出力し、該第２の復号データと上記第２の復号データ系列を組み合わせて上記第１の推定情報を出力する
通信システム。 - 上記第１の復号ユニットは、上記第１の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する上記第１の復号器と、
上記推定データ系列をインターリーブする第１のインターリーバと、
上記復号データ系列をインターリーブする第２のインターリーバと、
上記第２のインターリーバから出力されるデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第１のリエンコーダと、
上記第１のインターリーバから出力されるデータ系列と上記第１のリエンコーダから出力される上記復号データ系列とを結合し、上記第２の推定情報を生成する第１の結合手段と
を含み、
上記第２の復号ユニットは、
上記第２の推定情報と所定のアルゴリズムとに応じて上記受信系列を復号し、復号データ系列と推定データ系列とに対応する少なくとも二つのデータ系列を出力する上記第２の復号器と、
上記推定データ系列をデインターリーブする第１のデインターリーバと、
上記復号データ系列をデインターリーブする第２のデインターリーバと、
上記第２のデインターリーバから出力されたデータ系列を、再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号する上記第２のリエンコーダと、
上記第１のデインターリーバから出力されるデータ系列と上記第２のリエンコーダから出力される復号データ系列とを結合し、上記第１の推定情報を生成する第２の結合手段と
を含む請求項１記載の通信システム。 - 上記第１と第２の復号器は、軟出力ビタビ復号法（ＳＯＶＡ：Soft-OutputViterbi Algorithm ）、または最大事後確率復号法（ＭＡＰ：Maximum a posterior probability decoding）を用いる
請求項１記載の通信システム。 - 再帰的組織畳み込み符号器を用いて上記入力データ系列を符号化し、符号系列を出力し、当該符号系列を直交変調器により直交変換によって上記符号器から出力される上記符号系列を変調する第１のステップと、
インターリーバを用いて上記入力データ系列のシンボルの順序を変更し、変更されたデータ系列を上記符号器の一つに供給する第２のステップと、
上記符号器から出力されるデータ系列をマルチプレクサで多重化する第３のステップと、
送信ユニットによって多重化された信号を送信する第３のステップと、
受信ユニットによって上記送信された信号を受信し、当該受信信号を復調して受信系列を生成する第４のステップと、
第１の復号ユニットにおいて、第１の復号器により第１の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第１の復号データ系列と第１の推定データ系列を出力し、該第１の推定データ系列を第１のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第１の復号データを出力し、該第１の復号データと上記第１の復号データ系列を組み合わせて第２の推定情報を出力する第５のステップと、
第２の復号ユニットにおいて、第２の復号器により上記第２の推定情報と所定の復号アルゴリズムに応じて上記受信系列を復号し、第２の復号データ系列と第２の推定データ系列を出力し、該第２の推定データ系列を第２のリエンコーダで再帰的組織畳み込み再符号化に従って復号して第２の復号データを出力し、該第２の復号データと上記第２の復号データ系列を組み合わせて上記第１の推定情報を出力する第６のステップと、
を有する通信方法。 - 上記第１のステップの直交変調器では、上記符号系列をウォルシュ−アダマール変換（Walsh-Hadamard Transform）で変調する
請求項４記載の通信方法。 - 上記第５及び第６の所定アルゴリズムは、軟出力ビタビ復号法（ＳＯＶＡ：Soft-OutputViterbi Algorithm ）、または最大事後確率復号法（ＭＡＰ：Maximum a posterior probability decoding）を用いる
請求項４記載の通信方法。
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