KR960008960B1 - 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치 - Google Patents

Abstract

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Description

[발명의 명칭]

통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치

제1도는 직교 코딩을 이용하는 종래 통신 시스템을 도시한 블럭도.

제2도는 직교 코딩을 이용하는 바람직한 실시예의 통신 시스템을 도시한 블럭도.

제3도는 메모리 토대로 한 룩업 테이블을 이용하는 바람직한 실시예의 디코딩 장치를 도시한 블럭도.

제4도는 엔코드된 데이타 비트로 로드된 인터리버를 표시하는 바람직한 실시예의 행렬을 도시한 블럭도.

제5도는 엔코더용 컨볼루션 엔코딩 발생기의 격자 다이어그램을 도시한 도면.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

104 : 엔코더 112 : 매퍼

117 : 변조기 144 : 선택기

166 : 디코더

[발명의 상세한 설명][발명의 분야]

본 발명은 스프레드 스펙트럼 신호(spread spectrum signals)를 사용하는 통신 시스템에 관한 것이며, 특히 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서 컨볼루션 직교 코딩(convolutional orthogonal coding)하기 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

통신 시스템은 다양한 형태를 취한다. 일반적으로, 통신 시스템의 목적은 한 지점에 위치한 소스(source)로부터 그와 어느 정도 떨어져 다른 지점에 위치한 사용자 목적지(user destination)에 정보-운반 신호(information-bearing signals)를 전송하는 것이다. 통신 시스템은 일반적으로 세가지 기본 소자, 즉 송신기, 채널 및 수신기로 구성되어 있다. 송신기는 메시지 신호를 상기 채널을 거쳐 전송하는데 적합한 형태로 처리하는 기능을 갖는다. 이 메시지 신호 처리 기능을 변조라 칭한다. 채널 기능은 송신기 출력 및 수신기 입력간을 물리적으로 접속시키는 것이다. 수신기 기능은 수신된 신호를 처리하여, 원 메시지 신호를 추정하는 것이다. 수신된 신호를 처리하는 기능을 복조라 칭한다.

양방향 통신 채널의 두가지 타입이 존재하는데, 즉 2지점간(point-to-point)채널 및 지점-대-다지점(point-to-multipoint)채널이 존재한다. 예를 들어, 2지점간 채널은 와이어라인(wirelines)(예를 들어, 로컬전화 전송), 마이크로웨이브 링크 및 광학 섬유를 포함한다. 대조적으로, 지점-대-다지점 채널은 단일 송신기(예를 들어, 셀룰러 무선 전화 통신 시스템)로부터 나오는 메시지 신호를 수 많은 수신 스테이션이 동시에 수신할 수 있는 기능을 제공한다. 이들 지점-대-다지점 시스템을 또한 멀티플 어드레스 시스템(MAS)이라 칭한다.

아날로그 및 디지탈 전송 방법이 메시지 신호를 통신 채널을 거쳐 전송시키기 위하여 사용된다. 디지탈 전송 방법을 이용하면 아날로그 전송 방법에 비해서 다음과 같은 여러가지 운영상의 장점, 즉, 채널 잡음 및 간섭에 대한 면역성, 시스템 운영상의 유연성, 상이한 각종 메시지 신호를 전송하기 위한 공통 포맷(common format)이 증가되며, 암호를 이용하므로써 통신의 보안성이 개선되고 통신 용량이 증가되는 장점이 있다.

이들 장점을 성취하기 위해선 시스템이 복잡해지는 것을 피할 수 없었다. 그러나, 초대규모 집적(VLSI)기술로 인해, 효율적으로 하드웨어를 구성하게 되었다.

대역 통과 통신 채널을 거쳐 메시지 신호(아날로그 또는 디지탈중 한가지 방식으로)를 전송하기 위하여, 상기 메시지 신호는 상기 채널을 거쳐 효율적으로 전송될 수 있는 형태로 조정되어야만 한다. 메시지 신호의 수정은 변조 처리에 의해 성취된다. 이 변조 처리는 메시지 신호에 따라서 반송파의 일부 파라메터를 변화시켜 피변조파의 스펙트럼이 할당된 채널 대역폭과 정합(match)되도록 한다. 대응적으로, 수신기는 채널을 통해 전파된 후 열화된 피전송 신호로부터 원 메시지 신호를 재생하기 위한 것이다. 상기 재생은 송신기에서 사용된 변조 처리와 반대인 복조 기술을 이용하므로써 성취된다.

효율적으로 메시지 신호를 전송하는 것 이외에도, 변조를 수행하는 다른 이유가 존재한다. 특히, 변조 기술을 사용하면 다중화, 즉, 각종 메시지 소스로부터 나온 신호를 공통 채널을 거쳐 동시에 전송할 수 있다. 또한, 변조 기술을 사용하면 메시지 신호를 잡음 및 간섭으로부터 덜 민감한 형태로 변환시킬 수 있다.

다중화된 통신 시스템은 전형적으로 수 많은 원격 단말 장치(즉, 가압자 장치)로 구성되는데, 상기 원격 단말 장치는 통신 채널상의 지원(resources)을 연속적으로 사용하는 것보다 차라리 통신 채널 자원의 짧거나 불연속한 부분(short or discrete portion)에 대해 활성(active) 서비스를 필요로 한다. 그러므로, 통신 시스템은 통신 채널의 짧은 구간(brief interval)동안 수많은 원격 단말 장치와 통신할 수 있도록 설계된다. 이들 시스템을 멀티플 액세스(multiple access) 통신 시스템이라 칭한다.

멀티플 액세스 통신 시스템의 한가지 타잎이 스프레드 스펙트럼 시스템이다. 스프레드 스펙트럼 시스템에서, 변조 기술은 전송된 신호가 통신 채널내의 광 주파수 대역에 걸쳐서 스프레드될 때 활용된다. 상기 주파수 대역은 정보를 전송하기 위해 요구되는 최소 대역폭보다 휠씬 넓다. 예를 들어, 음성 신호는 정보 자체의 대역폭보다 단지 두배 큰 대역폭에서 진폭 변조(AM)되어 전송된다. 저편차(low deviation) 주파수 변조(FM) 또는 단일 측대역 AM과 같은 다른 형태의 변조 기술 또한 정보 자체의 대역폭과 비교 가능한 대역폭에서 정보가 전송되도록 한다. 그러나, 스프레드 스펙트럼 시스템에서, 전송될 신호를 변조 처리하는 것은 종종 단지 수 킬로헤르쯔의 대역폭을 갖는 기저대 신호(예를 들어, 음성 채널)를 취하여 매우 넓은 메가헤르쯔일 수 있는 주파수 대역에 걸쳐서 전송될 신호를 분포시킨다. 이것은 전송될 신호를 전송될 정보로 변조시키고 광대역 엔코딩 신호로 변조시키므로써 성취된다.

일반적으로, 스프레드 스펙트럼 통신 기술의 세가지 타잎이 존재하는데, 상기 타잎은 다음과 같은 것을 포함한다.

다이렉트 스퀀스

비트 속도가 정보 신호 대역폭보다 휠씬 높은 디지탈 코드 스퀀스로 반송파를 변조시킨다. 그러한 시스템을 다이렉트 시퀀스(direct sequence) 변조 시스템이라 칭한다.

호핑

반송파 주파수는 코드 시퀀스에 의해 전용되는 패턴으로 불연속 증가(discrete increments)시 시프트된다. 이들 시스템을 주파수 호퍼(frequency hoppers)라 칭한다. 송신기는 주파수에서 소정 세트내에의 주파수, 즉, 코드 시퀀스에 의해 결정되는 주파수 사용 범위로 점프시킨다. 유사하게, 시간 호핑(time hopping) 및 시간-주파수 호핑은 코드 시퀀스로 조정되는 전송 시간을 갖는다.

쳐프

펄스-FM 또는 쳐프(chirp)변조는 반송파를 소정 펄스 구간 동안 광대역에 걸쳐서 스위프(sweep)시키는 것이다.

정보(즉, 메시지 신호)는 각종 방법으로 스프레드 스펙트럼 신호에 부가(embed)될 수 있다. 그중 한가지 방법은 스프레딩 변조에 사용되기 전 스프레딩 코드에 정보를 부가시키는 것이다. 이 기술은 다이렉트 시퀀스 및 주파수 호핑 시스템에서 사용될 수 있다. 전송될 정보는 스프레딩 코드 및 통상적으로 2진 코드인 정보와의 결합이 모듈-2어디션(module-2 addition)을 포함하기 때문에 스프레딩 코드에 부가하기 전 디지탈 형태가 되어야만 된다. 또한, 정보 또는 메시지 신호는 반송파를 스프레딩하기 전 반송파를 변조시키기 위하여 사용될 수 있다.

따라서, 스프레드 스펙트럼 시스템은 두가지 특성, 즉, (1) 전송된 대역폭이 전송될 정보 속도 또는 대역폭 보다 휠씬 커야만 되고 (2) 전송될 정보 이외의 어떤 함수(function)가 최종 변조 채널 대역폭을 결정하는데 사용되는 특성을 가져야만 한다.

스프레드 스펙트럼 통신 시스템은 멀티플 액세스 통신 시스템일 수 있다. 멀티플 액세스 스프레드 스펙트럼 시스템의 한가지 타잎은 코드 분할 멀티플 액세스(CDMA) 시스템이다. CDMA 시스템에서, 두개의 통신 유닛간의 통시은 특정 사용자 스프레딩 코드로 통신 채널의 주파수 대역에 걸쳐 각 전송된 신호를 스프레딩하므로써 성취된다. 결과적으로, 전송된 신호는 통신 채널의 주파수 대역내에 있고 특정 사용자 스프레딩 코드에 의해서만 분리된다. 이들 특정 사용자 스프레딩 코드는 서로 직교되어, 스프레딩 코드간의 교차-상관(cross-correlation)이 대략 제로가 되도록 한다. CDMA 시스템은 다이렉트 시퀀스 또는 주파수 호핑 스프레딩 기술을 사용한다. 특정 전송된 신호는 상기 통신 패널로부터 검색되는 특정 전송 신호와 관계되는 사용자 스프레딩 코드로 통신 채널의 신호들의 합을 나타내는 신호를 디스프레딩하므로써 통신 채널로부터 검색될 수 있다. 게다가, 사용자 스프레딩 코드가 서로 직교할 때, 수신 신호는 특정 사용자 스프레딩 코드와 상관되어, 특정 스프레딩 코드와 관계하는 소망의 사용자 신호만이 향상되도록 하는 반면에, 그외 다른 모든 사용자에 대한 신호는 향상되지 않도록 한다.

당업자는 CDMA 통신 시스템에서 데이타 신호를 서로 분리시키기 위하여 사용될 수 있는 각종 스프레딩 코드가 존재한다는 것을 알 수 있을 것이다. 이들 스프레딩 코드는 의사 잡음(pseudonoise)(PN) 코드 및 Walsh 코드를 포함하지만 이에만 국한되는 것은 아니다. Walsh 코드는 Hadamard 행렬의 단을 행 또는 열에 대응한다. 예를 들어, 64채널 CDMA 스프레드 스펙트럼 시스템에서, 상호 직교 Walsh 코드가 64×64 Hadamard 행렬내에서 64Walsh 코드의 세트로부터 선택될 수 있다. 또한, 특정 Walsh 코드를 이용하여 특정 데이타 신호를 스프레드시키므로써 상기 특정 데이타 신호는 다른 데이타 신호로부터 분리된다.

또한, 당업자는 스프레딩 코드가 데이타 신호를 채널 코딩하는데 사용될 수 있다는 것을 알 수 있다. 데이타 신호는 채널 코딩되는데, 이것의 전송 신호가 채널에 손상을 입히는 잡음, 페이딩(fading) 및 재밍(jamming) 등에 휠씬 우수하게 견디도록 하므로써 통신 시스템의 성능을 개선시킨다. 전형적으로, 채널 코딩은 비트 에러의 확율(probability)을 감소시키고 잡음 밀도(density)로 나눈 비트당 에너지(E_1b/No)로서 통상 표현되는 신호대 잡음비를 감소시켜, 신호를 회복하는데, 그렇지 않은 경우 데이타 신호를 전송하는데 필요한 대역폭 보다도 큰 대역폭을 사용하여 신호를 회복한다. 예를 들어, Walsh 코드는 데이타 신호의 변조에 앞서 데이타 신호를 채널 코딩한 다음에 상기 데이타 신호를 전송하기 위하여 사용될 수 있다. 유사하게, PN 스프레딩 코드 또한 데이타 신호를 채널 코딩하는데 사용될 수 있다.

전형적인 스프레드 스펙트럼 전송은 정보 신호의 대역폭을 확장시키며, 상기 확장된 신호를 전송하고 수신된 스프레드 스펙트럼을 원 정보 신호 대역폭으로 재매핑(remapping)하므로써 소망 정보 신호를 회복시킨다. 스프레드 스펙트럼 신호와 기술에 사용되는 일련의 대역폭 트레이드(trades)는 잡음 신호 환경 또는 통신 채널에서 통신 시스템이 비교적 에러없는 정보 신호를 전송하도록 한다. 통신 채널로부터 전송되는 정보 신호의 회복질(recovery quality)은 약간의 E_b/No에 대한 에러 속도(즉, 특정 시간 스팬(span) 또는 수신 비트 스팬에 걸쳐서 전송된 신호의 회복시 에러 수)로 측정된다. 에러 속도가 증가한 만큼, 수신측(receiving party)에 의해 수신되는 신호질은 감소한다. 결과적으로, 통신 시스템은 전형적으로 에러 속도를 상한 값 즉 최대치를 제한하도록 설계하여, 수신 신호질이 열화되는 것을 제한하다. CDMA 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에서, 에러 속도는 통신 채널내에서 동시적(simultaneous)이지만 코드 분할된 사용자수와 직접 관계되는 상기 통신 채널내에서의 잡음 간섭 레벨과 관계된다. 따라서, 최대 에러 속도를 제한하기 위하여, 통신 채널에서 동시 코드 분할된 사용자 수는 제한된다. 그러나, 에러 속도는 채널 코딩 계획을 이용하므로써 감소될 수 있다. 그러므로, 상기 채널 코딩 계획을 이용하면, 통신 채널에서의 동시 사용자 수는 상기 최대 에러 속도를 제한하면서 증가될 수 있다.

버나드 스칼르가 1988년 뉴저지, 엥글우드 클리프, 프렌티스 홀에서 발간한 디지탈 통신; 기초 및 응용이라는 책자의 제5장 및 6장(p245 380)위 부제인 채널 코딩에 서술된 바와 같이, 각종 채널 코딩 계획이 통신 시스템에 사용하기 위하여 개발되어 있다. 그러나, CDMA 스프레드 스펙트럼 통신 시스템에 사용하는데 최적인 채널 코딩 계획이 필요하다. 이들 최적의 채널 코딩 계획을 이용하므로써, 통신 채널에서의 동시 사용자 수는 상기 최대 에러 속도를 제한하면서도 비최적화된 채널 코딩을 이용하는 통신 채널에서의 동시 사용자 수에 비해 크게 증가될 수 있다.

[발명의 개요]

통신 시스템에서 엔코딩 및 디코딩시 직교 코드를 이용하는 방법 및 장치가 제공된다. 엔코딩시, 데이타 신호의 입력 비트는 데이타 심볼로 엔코드되고 상기 데이타 심볼은 그룹화된다. 상기 데이타 심볼은 엔코딩 알고리즘(예를 들어, 블럭 코딩 알고리즘 또는 컨볼루션 코딩 알고리즘)에 따라서, 엔코딩되는데, 상기 엔코딩 알고리즘은 엔코딩한 후에 추정된 데이타 비트로 상기 데이타 심볼의 최대 공산 디코딩(maximum likelihood decoding)을 손쉽게 한다. 데이타 심볼 그룹은 상기 두 알고리즘중 하나의 알고리즘에 따라서 변환된다. 첫번째 알고리즘은 소정 블럭 크기내에서 데이타 심볼의 각 그룹을 그룹화하므로써 인터리빙한 다음에, 상기 인터리빙된 데이타 심볼의 각 그룹으로부터 직교 코드를 유도하는 것으로 구성된다. 두번째 알고리즘은 데이타 심볼의 각 그룹으로부터 직교 코드를 유도한 다음에, 소정 블럭 크기내에서 각 직교 코드를 직교 코딩하므로써 인터리빙하는 것으로 구성된다.

디코딩시, 수신된 데이타 심볼이 그룹화된다. 데이타 샘플 그룹은 상기 두 알고리즘중 하나의 알고리즘에 따라서 변환된다. 첫번째 알고리즘은 데이타 샘플의 각 그룹에 대해 다수의 소프트 결정 유사 메트릭들(soft decision similarity metrics) 및 인덱스(index) 데이타 심볼을 발생시켜 하나의 소프트 결정 메트릭들이 각 인덱스 데이타 심볼과 관계되도록 한 다음에, 소정 크기의 블럭내에서 소프트 결정 메트릭들의 각 그룹을 그룹화하므로써 디인터리빙하도록 하는 것으로 구성된다. 두번째 알고리즘은 소정 크기의 블럭내에서 데이타 샘플의 각 그룹을 그룹화하므로써 디인터리빙한 다음에, 다수의 소프트 결정 유사 메트릭들 및 인덱스 데이타 심볼을 데이타 샘플의 각 디인터리빙된 그룹에 대해 발생시켜 하나의 소프트 결정 메트릭이 각 인덱스 데이타 심볼과 관계되도록 하는 것으로 구성된다. 각 소프트 결정 메트릭은 데이타 샘플의 특정 그룹이 상호 직교 코드의 한 세트내에서 특정 직교 코드와 실제로 유사한지에 대한 신뢰도 측정(measure of confidence)에 대응한다. 상기 그룹화된 샘플이 변환된 후, 최대 공산 디코딩 기술을 활용하므로써 적어도 하나의 추정된 데이타 비트를 발생시켜 인덱스 데이타 심볼과 그와 관련된 소프트 결정 메트릭들로부터 적어도 하나의 추정된 데이타 비트를 유도한다.

[상세한 설명]

통신 시스템에서 엔코딩 및 디코딩시 직교 코드를 사용하는 종래 시스템이 제1도에 도시되어 있다. 통신 시스템의 엔코딩부(100)에서, 트래픽 채널 데이타 비트(102)는 특정 비트 속도(예를 들어, 9.6kbits/sec)로 엔코더에 입력된다. 상기 입력 트래픽 채널 데이타 비트는 보코더(vocoder)에 의해 데이타로 변환되는 음성, 순 데이타(pure data) 또는 상기 두가지 타잎이 조합한 데이타중 하나의 데이타를 포함할 수 있다. 엔코더(104)는 엔코딩 알고리즘에 따라서 고정된 엔코딩 속도로 입력 데이타 비트를 데이타 심볼로 엔코드하는데, 상기 엔코딩 알고리즘(예를 들어, 컨볼루션 또는 블럭 코딩 알고리즘)은 엔코딩한 다음에 상기 데이타 심볼을 데이타 비트로의 최대 공산 디코딩을 손쉽게 한다. 예를 들어, 엔코더(104)는 하나의 데이타 비트대 세개의 데이타 심볼(즉, 1/3)의 고정 엔코딩 속도로 입력 데이타 비트(102)(9.7kbits/sec 속도로 수신됨)를 엔코드하여, 상기 엔코더(102)가 28.8ksymbols/sec 속도로 데이타 심볼(106)을 출력하도록 한다.

그리고나서, 데이타 심볼(106)은 인터리버(108)에 입력된다. 인터리버(108) 블럭은 심볼 레벨로 입력 데이타 심볼(106)을 인터리빙한다. 상기 인터리버(108)에서, 상기 데이타 심볼은 데이타 심볼의 소정 블럭 크기를 규정하는 행렬로 각각 입력된다. 상기 데이타 심볼은 행렬이 한 열씩 채워지도록 행렬내의 위치로 입력된다. 상기 데이타 심볼은 행렬이 한 행씩 비워지도록 행렬내의 위치로부터 각각 출력된다. 전형적으로, 상기 행렬은 행과 열의 수가 동일한 정방 행렬이다. 그러나, 연속적으로 입력된 인터리브 되지 않은 데이타 심볼들간의 출력 인터리빙 거리를 증가시키기 위하여 상기 정방 행렬 이외의 형태의 행렬이 선택될 수 있다. 상기 인터리브된 데이타 심볼(110)은 입력된 데이타 심볼 속도(예를 들어, 28.8ksymbols/sec)와 동일한 심볼 속도로 인터리버(108)에 의해 출력된다. 행렬에 의해 규정된 소정 데이타 심볼 블럭의 크기는 소정 길이의 전송 블럭내에서 소정 칩 속도로 전송될 데이타 심볼의 최대 수로부터 발생된다. 예를 들어, 만일 데이타 심볼(106)이 28.8ksymbols/sec 속도로 엔코더(104)로부터 출력된다면, 상기 데이타 심볼을 전송하기 위한 최대 소정 칩 속도는 28.8ksymbols/sec이 된다. 게다가, 예를 들어, 만일 전송 블럭의 소정 길이가 20밀리초라면, 데이타 심볼의 소정 블럭 크기는 18×32행렬을 규정하는 576데이타 심볼과 동일한 20밀리초×28.8ksymbols/sec이다.

그리고나서, 상기 인터리브된 데이타 심볼(110)은 매퍼(mapeer)(112)에 입력된다. 상기 매퍼(112)는 상기 인터리브된 데이타 심볼(110)로부터 고정 길이 직교 코드(114)(예를 들어, 64-ary Walsh 코드)의 시퀀스를 발생시킨다. 예를 들어 64-ary 직교 코드 신호화시, 상기 인터리브된 데이타 심볼(110)은 6개의 세트로 그룹화되어, 6개의 데이타 심볼 세트를 나타내는 64직교 코드들중 하나의 직교 코드를 선택한다. 이들 64직교 코드는 64×64Hadamard 행렬에서 Walsh 코드에 대응하는데, 상기 Walsh 코드는 상기 행렬의 단일 행 또는 열이다. 상기 매퍼(112)는 고정 심볼 속도(예를 들어, 307.2ksymbols/sec)로 입력 데이타 심볼(110)에 대응하는 Walsh 코드(114)의 시퀀스를 출력한다.

상기 Walsh 코드(114)의 시퀀스는 통신 시스템의 엔코딩부(110)로부터 출력되어 통신 시스템의 전송부(116)에 입력된다. 상기 시퀀스(114)는 변조기(117)에 의해 통신 채널을 거쳐 전송되도록 준비된다. 그 다음에, 상기 변조된 시퀀스는 안테나(118)에 제공되어, 통신 채널(120)을 거쳐 전송된다.

상기 변조기(117)는 긴 스프레딩 코드(예를 들어, PN코드)로 시퀀스(114)를 스프레딩하므로써 직접 시퀀스 코드 분할된 스프레드 스펙트럼 전송되도록 상기 시퀀스(114)를 준비한다. 상기 스프레딩 코드는 심볼의 사용자 특정 시퀀스이거나 고정 칩 속도(예를 들어, 1.228Mchips/sec)로 출력되는 특정 사용자 코드이다. 사용자가 통신 채널(120)을 거쳐 엔코드된 트래픽 채널 데이타 비트(102)를 전송하는 것에 대해 식별(identification)하는 것 이외에도, 특정 사용자 코드는 엔코드된 트래픽 채널 데이타 비트(102)를 스크램블링(scrambling)하므로써 통신 채널에서의 통신 보안성을 향상시킨다. 게다가, 상기 사용자가 코드 스프레드 엔코드된 데이타 비트(즉, 데이타 심볼)는 한쌍의 짧은 스프레딩 코드(즉, 긴 스프레딩 코드와 비교시 짧다)에 의해 스프레드되어, I-채널 및 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스를 발생시킨다. 상기 I-채널 및 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스는 구정 정현쌍의 파워 레벨의 제어에 의해 상기 구적 정현쌍을 양위상(bi-phase) 변조시키기 위하여 사용된다. 상기 정현쌍의 출력 신호는 합산되며, 대역 통과 필터링되며, Rf 주파수로 변환되며, 증폭되며, 필터링되고 안테나(118)에 의해 방사되어, 통신 채널(120)에서 트래픽 채널 데이타 비트(102)의 전송을 완수한다.

통신 시스템의 수신부(122)는 안테나(124)를 통해 통신 채널(120)을 거쳐서 전송된 스프레드 스펙트럼 신호를 수신한다. 상기 수신된 신호는 복조기(126)에 의해 데이타 샘플로 샘플링된다. 다음에, 상기 데이타 샘플(128 및 129)은 통신 시스템의 디코딩부(12)에 출력된다.

상기 복조기(126)는 필터링, 복조화, RF 주파수로부터 변환시키고 소정 속도(예를 들어, 1.2288Msamples/sec)로 샘플링하므로써 상기 수신된 스프레드 스펙트럼을 샘플링하는 것이 바람직하다. 다음에, 동위상 샘플된 신호 및 구적 샘플된 신호는 상기 수신된 상기 수신 샘플된 신호를 짧은 스트레딩 코드 및 긴 스트레딩 코드와 상관시키므로써 각각 디스프레딩된다. 최종 디스프레딩된 동위상(128) 및 구적(129)샘플된 신호는 소정 속도(예를 들어, 307.2ksamples/sec)로 샘플되어 상기 수신된 스프레드 스펙트럼 신호의 4개 샘플 시퀀스가 디스프레딩되고 단일 데이타 샘플로 표시되도록 한다.

동위상(128) 및 구적(129)샘플된 신호 각각은 샘플된 신호(128 및 129)를 추정된 데이타 비트(168)로 비코히런트(non-coherent)하게 검출/디코드하는 통신 시스템의 디코딩부(130)에 각각 입력된다. 상기 샘플된 신호(128 및 129)를 디코드하기 위하여, 샘플된 신호의 소정 길이 그룹(예를 들어, 64샘플 길이 그룹)은 직교 코드 변환기(예를 들어, 고속 Hadamard 변환기)(132 및 134)에 각각 입력된다. 상기 직교 코드 변환기(132 및 134)는 다수의 변환기 출력 신호(133 및 135)를 각각 출력한다. 예를 들어, 64샘플 길이 그룹이 입력될 때, 64변환기 출력 신호가 발생된다. 각 변환기 출력 신호는 특정 샘플된 신호의 그룹이 상호 직교 코드의 한 세트내에서 특정 직교 코드와 대응하는지에 대한 신뢰도 측정 그룹에 대응한다. 게다가, 각 변환기 출력 신호는 상기 변환기 출력 신호가 대응하는 상호 직교 코드의 세트내에서 특정 직교 코드를 표시하는 관련된 인덱스 데이타 심볼을 갖는다. 예를 들어, 64샘플 길이 그룹이 입력될 때, 6비트 길이 인덱스 데이타 심볼은 변환기 출력 신호와 관계되어, 상기 변환기 출력 신호가 대응하는 특정 64비트 길이 직교 코드를 표시한다. 다음에, 변환기 출력 신호(133 및 135)의 그룹내에서 각 변환기 출력 신호는 변환기 출력 신호 스퀘어링(squaring) 메카니즘(136 및 138) 각각에 의해 스퀘어된다. 다음에, 한 그룹의 결정값(142)은 변환기 출력 신호가 상기 직교 코드에 대응하는지를 표시하는 인덱스 데이타 심볼과 관련된 각 쌍의 스퀘어된 변환기 출력 신호(즉, 상기 변환기 출력 신호 스퀘어링 메카니즘(136 및 138) 각각에서 나온 신호) 모두를 가산하는 가산 메카니즘(140)에 의해 발생된다(예를 들어, 64변환기 출력 신호가 발생될 때, 64결정값이 발생된다).

상기 결정값(142) 그룹과 그와 관련된 인덱스 데이타 심볼은 상기 결정값(142) 그룹으로부터 최대 결정값을 선택하는 선택 메카니즘(144)에 입력된다. 상기 선택된 결정값(146)이 행렬 계산 메카니즘(150)에 입력되면, 이 행렬 계산 메카니즘(150)은 개별 소프트 결정 데이타를 형성하는데 있어서 스케일링 팩터(scale factor)로 사용될수 있는 값(154)으로 상기 선택된 결정값을 스케일한 다음에, 이 개별 소프트 결정 데이타는 최대 공산 디코딩 기술에 필요한 소프트 결정 천이 행렬을 형성하는데 사용될 수 있다. 상기 선택된 결정값과 관련된 인덱스 데이타 심볼(148)은 인덱스 매핑 메카니즘(152)에 입력되고, 이 인덱스 매핑 메카니즘(152)은 상기 인덱스 데이타 심볼을 다수의 ±1소프트 결정 비트(156)로 매핑한다(예컨대, 6비트 길이 인덱스 데이타 심볼은 6소프트 결정 비트로 매핑된다). 멀티플라이어(158)는 다수의 ±1소프트 결정 비트(156) 각각과 스케일링 팩터(154)를 승산하여, 각 소프트 결정 비트에 대한 개별 소프트 결정 데이타를 형성한다(예를 들어, 6소프트 결정 비트가 6개별 소프트 결정 데이타를 형성한다). 상기 개별 소프트 결정 데이타는 데이타 샘플의 그룹당 형성되는 메트릭 수와 관계되는 소정 속도 및 데이타 샘플이 직교 변환기에 입력되는 상기 속도로 형성된다. 예를 들어, 만일 데이타 샘플이 307.2ksamples/sec로 입력되고 6개별 데이타가 64데이타 샘플로 형성된다면, 상기 개별 소프트 결정 데이타는 28.8kmetrics/sec로 형성된다.

상기 개개 소프트 결정 데이타(160)는 개개 데이타 레벨로 입력 소프트 결정 데이타(160)를 디인터리브하는 디인터리버(162)에 입력된다. 디인터리버(162)에서, 소프트 결정 데이타는 소프트 결정 데이타의 소정 블럭 크기를 규정하는 행렬로 각각 입력된다. 상기 소프트 결정 데이타는 행렬이 한 행씩 채워지도록 상기 행렬내의 위치로 입력된다. 상기 디인터리브된 소프트 결정 데이타(164)는 행렬이 한 열씩 비워지도록 행렬내의 위치에서 각각 출력된다. 상기 디인터리브된 소프트 결정 데이타(164)는 입력 속도(예를 들어, 28.8kmetrics/sec)와 동일한 속도로 상기 디인터리버(162)에 의해 출력된다.

상기 행렬에 의해 규정된 소프트 결정 데이타의 소정 블럭의 크기는 소정 길이 전송 블럭내에서 수신되는 스프레드 스펙트럼 신호로부터 데이타 샘플을 샘플링하는최대 속도와, 데이타 샘플의 각 그룹으로 표시되는 데이타 샘플 수와, 직교 코드 변환기에 입력되는 데이타 샘플의 각 그룹에 대해 선택된 소프트 결정값과 관계된 인덱스 데이타 심볼의 비트 길이 및 선택된 소프트 결정값과 이와 관련된 인덱스 데이타 심볼로부터 형성된 소프트 결정 데이타 수로부터 유도된다. 예를 들어, 만일 수신된 스프레드 스펙트럼 신호로부터 나온 데이타 샘플을 샘플링하는 최대 속도가 307,200 데이타samples/sec이며, 전송 블럭의 소정 길이는 20밀리초이며, 데이타 샘플의 그룹당 선택된 인덱스 데이타 심볼의 비트 길이는 64샘플 그룹과 관계된 6비트/인덱스 데이타 심볼이고 인덱스 데이타 심볼당 형성되는 소프트 결정 데이타 수는 6개개 데이타/인덱스 데이타 심볼이라면, 소프트 결정 데이타 블럭의 소정 크기는 307,200samples/sec×20millisec×6비트 인덱스 데이타 심볼/인덱스 데이타 심볼×하나의 인덱스 데이타 심볼/64샘플×6개개 데이타/6비트 인덱스 데이타 심볼이 되는데, 그것은 576소프트 결정 데이타와 동일하게 된다.

상기 디인터리브된 소프트 결정 데이타(164)는 최대 공산 디코딩 기술을 이용하는 디코더(166)에 입력되어, 추정된 트래픽 채널 데이타 비트(168)를 발생시킨다. 상기 최대 공산 디코딩 기술은 Viterbi 디코딩 알고리즘과 거의 유사한 알고리즘을 이용하므로써 증대될 수 있다. 상기 디코더(166)는 상기 개개 소프트 결정 데이타(164)의 그룹을 이용하여 최대 공산 시퀀스 추정 디코더(166)의 각 특정 시간 상태에서 사용하기 위한 소프트 결정 천이 메트릭들의 한 세트를 형성한다. 소프트 결정 천이 메트릭들 각각의 세트를 형성하기 위하여 사용되는 상기 그룹에서의 소프트 결정 데이타(164)수는 각 입력 데이타 비트(102)로부터 발생된 컨볼루션 엔코더(104)의 출력에서의 데이타 심볼(106) 수와 대응한다. 각 세트에서 상기 소프트 결정 천이 메트릭들의 수는 2ⁿ(n은 각 그룹에서 소프트 결정 데이타(164) 수를 표시)와 같다. 예를 들어, 1/3 컨볼루션 엔코더가 송신기에 사용될 때, 세개의 데이타 심볼(106)은 각 입력 데이타 비트(102)로부터 발생된다. 따라서, 디코더(166)는 세개의 개개 소프트 결정 데이타(164)의 그룹을 이용하여 최대 공산 시퀀스 추정 디코더(166)의 각 시간 상태에서 사용하기 위한 8개의 소프트 결정 천이 메트릭들을 형성한다. 추정된 데이타 비트(169)는 상기 소프트 결정 데이타(164)가 디코더(166)에 입력되는 속도의 입력 데이타 비트(102)를 원래대로 엔코드하기 위하여 사용되는 고정 속도(예를 들어, 만일 상기 소프트 결정 데이타가 28.8kme trics/sec로 입력되고 원래 엔코딩 속도가 1/3이라면, 상기 추정된 데이타 비트(168)는 9600bits/sec 속도로 출력된다.)와 관계되는 속도로 발생된다.

따라서, 엔코딩 및 디코딩시 직교 코드를 사용하기 위한 통신 시스템이 제1도를 참조하여 서술될 것이다. 요약하면, 통신 시스템은 입력 데이타 비트를 데이타 심볼로 엔코드하며, 데이타 심볼을 한 심볼씩 인터리브하며, 상기 인터리브된 심볼을 직교 코드로 매핑하며, 통신 채널을 거쳐 상기 직교 코드를 변조하여 전송하는 제1부분을 포함한다. 상기 통신 시스템은 통신 채널을 거쳐 나온 신호를 수신하여 복조하며, 샘플의 각 특정 그룹이 상호 직교 코드의 한 세트내에서 특정 직교 코드에 대응하는지에 대한 신뢰도 측정 그룹으로 상기 복조된 신호 샘플 그룹을 변환시키는 제2부분을 포함하며, 상기 각 신뢰도 측정그룹으로부터 최대 신뢰도를 표시하는 한 그룹을 선택하고 상기 선택된 측정 그룹에 대응하는 특정 직교 코드를 식별하는 인덱스 데이타 심볼을 선택하며, 각 선택된 신뢰도 측정 그룹과 이와 관련된 인덱스 데이타 심볼로부터 소프트 결정 데이타를 발생시키며, 각 수신된 전송 블럭내에서 소프트 결정 데이타를 디인터리빙한 다음에 상기 디인터리브된 개개 소프트 결정 디이타 그룹으로부터 소프트 결정 천이 메트릭들을 발생시키고 난 다음에 최대 공산 디코딩 기술을 사용하므로써 소프트 결정 메트릭으로부터 추정된 데이타 비트를 발생시킨다.

통신 시스템에서 엔코딩 및 디코딩시 직교 코드를 이용하는 본 실시예가 제2도에 도시되어 있어, 본 실시예의 통신 시스템은 직교 코드로 사용하기 위하여 상술된 엔코딩 기술을 최적화하므로써 제1도에 도시된 통신 시스템과 상이하게 된다. 특히, 통신 채널을 거쳐 전송하기 앞서 데이타 비트를 엔코딩시 사용되는 직교 코드의 길이가 공지될 때, 통신 시스템의 전체 수행 성능을 개선시킬 수 있다. 특히, 최대 공산 시퀀스 추정(MLSE) 디코딩 알고리즘은 통신 시스템은 엔코딩부(200)뿐만 아니라 디코딩부(230)의 프론트 엔드(front end)를 최적화하므로써 최적화된다.

MLSE 디코딩 알고리즘과 관계하여 통신 시스템의 엔코딩부(200) 및 디코딩부(230)를 최적화할 때, 우선 사용되었던 특정 환경에의 MLSE 디코딩 알고리즘 수행을 분석한다. 이를 설명하기 위하여 상기 환경은 컨볼루션 엔코더를 포함하고 전송에 앞서 Walsh 코드로 상기 엔코드된 비트를 매핑한다. 당업자는 이들 원리가 블럭 엔코딩과 같은 다른 엔코딩 기술뿐만 아니라 엔코드된 비트를 다른 종류의 상호 직교 코드로 매핑하는 것에 적용된다는 것을 알 수 있다. 최적의 MLSE 디코딩을 수행하도록 컨볼루션 디코더를 설계하기 위해, 천이의 공산 표현이 유도되어야만 한다. 최대 공산 추정 이론에 따라서, 수신 신호 벡터 X에 대해, i-번째 천이의 공산 함수는 상기 i-번째 천이와 관계되는 i-번째 Walsh 코드 wi에 의해 발생되는 벡터 X의 조건부 확율(conditional probability)과 동일하다. MLSE 디코더에 대해, 최적의 소프트 결정 천이 메트릭은 공산 함수(likelihood function)의 대수와 등가이다.

이를 설명하기 위하여, 상기 통신 시스템은 비페이딩되고 변수 σ²을 갖는 화이트 가우스 잡음(white Gaussian noise)을 갖는다고 가정하자. 그러나, 다음 편차는 당업자에 의해 비가우스 잡음으로 쉽게 확장된다. 코히런트 검출 계획에서, 소정 W₁이 전송되는 코히런트하게 수신되는 벡터 X의 결합 확율 밀도 함수(joint probability density function)(pdf)는 다음과 같이 표현된다.

여기서 α는 채널 감쇠이고 어깨 글자 H는 득소 공액 및 이항, 즉, 벡터 또는 행렬의 연산자인 Hermitian을 표시하고 N은 벡터의 차원(즉, 이 예에서 64 Walsh 코드에 대해 N=64)이다.

(식 1)의 자연 대수를 취하고 확장시킨 후, 최종 메트릭은 다음과 같이 표현된다.

여기서, X 및 W₁는 실수이기 때문에, Hermitian 연산자(^H)를 이항 연산자(^T)로 대체할 수 있다. (식 2)에서 -2αx^TW₁/2σ²항을 제외한 모든 항은 모든 천이와 동일하다. 그러므로, 최적의 메트릭은 간단히 -αX^TW₁/σ²이 된다. 또한, X^TW₁는 수신 신호 벡터 및 i-번째 Walsh 코드(즉, Walsh 변환기의 i-번째 출력)사이에서 상관된다. 그러므로, i-번째 천이에 대한 최적 메트릭은 Walsh 변환기의 i-번째 출력의 스케일된 형태이다.

비코히런트 검출 계획에서, 소정의 W₁가 전송되고 변조각이 θ인 비코히런트하게 수신된 벡터 X의 pdf는 다음과 같이 표현된다.

여기서 수신된 신호 벡터는 복소수 벡터이다. θ가 0 내지 2π의 범위내에 있는 각도이기 때문에, 상기 범위[0,2π]에서 상기 식을 적분하므로써 θ는 상기 식으로부터 제거될 수 있다. 더욱 정확하게 표현하면 다음과 같다.

여기서 X^HW₁는 │X^HW₁│cos(ø)로 표현된다.

cos(θ+ø)rk 2π 주기를 갖는 θ 주기 함수이고 게다가 제로-번째 치수 수정된 Besel 함수로서 Io(Z)를 이용하기 때문에, (식 4)의 적분부는 다음과 같이 표현된다.

(식 5)의 결과를 (식 4)의 적분부에 대한 식(4)로 대체하면, (식 4)을 해석하는 자연 대수를 취하여 모든 천이에 대한 공통항을 제거하므로써, 최적의 메트릭은 다음과 같이 표현된다.

그러나, Io(Z)(즉, 제로-번째 차수 수정된 Bessel 함수)는 Io(z)=e^zg(z)으로 표현되며, 여기서 g(z)은 g(0)=1 및 Z1에 대해 g(z)0.4/를 갖는 단조 감소 함수이다. 따라서, (식 6)의 최적의 메트릭은 다음과 같이 표현된다.

식(7)의 제2항은 쉽게 계산되지 않는다. 그러므로, 근사화(approximation)가 최적 메트릭을 계산하기 위하여 사용된다. 하나의 근사화는 제1항(즉, Walsh 변환기 출력의 인벨롭)의 이용을 간단히 한 것이다. 제곱근 연산을 피하는 또다른 근사화는 제곱값을 사용하거나 복소수 크기를 디코딩 메트릭으로서 계산하는 것이다. 그러나, 또다른 근사화는 다항식을 이용하므로써 함수 g(z)을 세그먼트적으로 근사화한다. 상술된 비코히런트 환경에서 이들 상이한 근사화 각각으로 실험시, 에러 속도 성능면에서 제곱값 근사화 및 세그먼트된 다항식 근사화를 사용하는 차이는 단지 1 내지 2%가 되도록 결정된다. 이 차이는 본 실시예의 통신 시스템에서 큰 영향을 미치지 않으므로 세그먼트된 다항식 근사화의 계산의 복잡도를 간단화시킨다. 그러므로, 본 실시예의 통신 시스템에서, 최적 메트릭은 Walsh 코드 변환기에 의해 출력되는 제곱값의 스케일된 형태로서 근사화된다.

MLSE 디코딩에 대한 최적의 소프트 결정 천이 메트릭은 예를 들어 제2도에 도시된 본 실시예의 통신 시스템에서 계산된 바와 같이 이 최적의 천이 메트릭이 Walsh 코드 변환기(232 및 234)의 스퀘어되며, 합산되고 스케일된 출력을 간단히 한다는 점에서 제1도에 도시된 통신 시스템에서 발생된 메트릭과 상이하게 된다. Walsh 코드 변환기(232 및 234)의 출력은 샘플된 신호(228 및 229)의 각 그룹이 단일 전송된 직교 코드에 대응하기 때문에 직접 사용될 수 있는데, 상기 단일 전송된 직교 코드는 한 그룹으로서 인터리브되고 상기 전송된 직교 코드로 한 그룹으로서 매핑되는 데이타 심볼 그룹으로 엔코드된 입력 데이타 비트의 세트를 표시한다.

대조적으로, 제1도에 도시된 통신 시스템은 개개 디인터리브된 소프트 결정 데이타(164)의 한 그룹으로부터 소프트 결정 천이 메트릭들을 발생한다. 각 개개 소프트 결정 데이타(164)는 Walsh 코드 변환기의 특정 선택되어 합산된 출력과 상기 Walsh 코드의 특정 출력과 관계되는 인덱스 데이타 심볼로부터 나온 비트를 곱하므로써 계산된다. 소프트 결정 천이 메트릭들을 형성하기 위하여, 개개 디인터리브된 소프트 결정 데이타(164)를 사용하는 것이 샘플된 신호(128 및 129)의 각 그룹이 상기 입력 데이타 비트의 세트를 표시하지 않는 단일 전송된 직교 코드에 대응하기 때문에 필요하다. 제1도에 도시된 엔코더(100)에서 엔코드된 데이타 비트 또는 데이타 심볼은 그룹으로서 인터리브되는 것보다 차라리 각각 인터리브되는 것이 좋다. 그러므로, 입력 데이타 비트의 한 세트 이상을 표시하는 데이타 심볼이 인터리브된 한 그룹은 전송된 직교 코드로 매핑된다.

따라서, 제2도에 도시된 바와 같이, MLSE 디코딩에 사용되는 최적의 소프트 결정 천이 메트릭들은 제1도에 도시된 통신 시스템에서 발생되는 메트릭들과 상이하다. 게다가, 제2도에 도시된 본 실시예의 통신 시스템은 제1도에 도시된 통신 시스템에 비해서 훨씬 개선된 것이다. 한가지 개선의 예로서 고정된 최대 평균 비트 에러 속도를 갖는 통신 시스템에 제1도에 서술된 소프트 결정 메트릭들이 사용되는 것보다 최적의 소프트 결정 메트릭들이 사용될 때, 신호대 잡음비(즉, E_1b/No)가 최적의 소프트 결정 천이 메트릭들을 이용하는 통신 시스템에서 크게 감소되는 것을 들 수 있다. 결과적으로, 최적의 소프트 결정 메트릭들을 이용하는 통신 시스템은 통신 채널에서 보다 큰 잡음을 허용한다. 스프레드 스펙트럼 CDMA 통신 시스템에서, 잡음양은 스펙트럼 대역 또는 범위에서 동작하는 동시 코드 분할된 채널(즉, 사용자)수와 직접 관계된다. 그러므로, 최적의 소프트 결정 메트릭들을 이용하는 통신 시스템은 제1도에 서술된 통신 시스템보다 더 많은 사용자를 허용한다. 상술된 비코히런트 통신 시스템에 대한 실험 결과는 최적의 소프트 결정 메트릭들을 이용하므로써 신호대 잡음비가 제1도에 도시된 통신 시스템에서 서술된 바와 같은 소프트 결정 메트릭들에 비해 대략 1 내지 2dB이 된다는 것을 나타낸다. 다른 말로서, 최적의 소프트 결정 메트릭들을 사용하므로써 발생된 코딩 이득은 제1도에 도시된 통신 시스템에서 서술된 바와 같은 소프트 결정 메트릭들을 이용하므로써 발생된 코딩 이득보다 훨씬 크다. 또다른 개선은 통신 시스템의 디코딩부에 대한 구조를 간단화한다는 것이다.

이들 최적의 소프트 결정 천이 메트릭들을 사용하여 수행시, 데이타 심볼(즉, 엔코드된 데이타 비트)을 인터리빙하는데 영향을 받는다. 관련된 데이타 심볼의 인터리빙은 통신 채널에서의 에러 버스트(bursts of errors)를 시간에 따라 스프레딩 아웃되도록 하고 디코더에 의해 마치 상기 에러 버스트가 독립적인 랜덤 에러인 것처럼 취급되도록 한다. 인터리빙의 배후 개념이 시간에 따라서 엔코드된 데이타 비트의 관련 데이타 심볼을 분리시키는(즉, 무관하게 하는) 것이기 때문에, 채널 메모리는 시간 분할(time separation)에 따라서 감소된다. 전송 블럭에서의 인터리빙 공간은 다른 엔코드된 비트와 관계된 다른 데이타 심볼로 채워진다. 시간에 따라서 데이타 심볼을 분할하는 것이 메모리를 갖는 채널을 메모리없는 채널로 효율적으로 변환시키므로써 랜덤-에러 보정 코드(예를 들어, 컨볼루션 코드 및 블럭 코드)를 사용하게 한다. MLSE 컨볼루션 디코더는 단일 데이타 샘플 대신에 데이타 샘플의 시퀀스를 토대로 결정한다. 따라서, 인터리빙시 최상의 결과를 얻기 위하여, 디코딩 결정을 토대로 한 데이타 샘플은 가능한한 서로 관계가 없어야만 된다. 그러나, 전송된 데이타 심볼이 블럭으로 조직될 때, 임의의 두 데이타 심볼간의 최대 분할은 블럭 사이즈보다 크지 않다. 결과적으로, 전송된 데이타 심볼을 포함하는 수신된 신호의 데이타 샘플은 신호 페이딩이 늦을 때 서로 무관하게 될 수 없다.

제한 길이(constraint length) K를 갖는 컨볼루션 디코더에 대해, 제한 길이 K내의 인터리빙 유닛 모두는 단지 제1에러 이벤트가 발생된다면, 디코딩 결정에 영향을 미친다. 그러나, 특정 환경하에서, 특히 저신호대 잡음비하에서, 제한 길이를 다소 초과하는 인터리빙 유닛은 에러 이벤트가 보다 긴 길이를 갖기 때문에 디코딩 결정에 또한 영향을 미친다. 최적의 인터리버는 다음의 기준에 따라서 설계된다. 우선, I(즉, 비인터리브된 연속적으로 입력 인터리브된 유닛간의 최소 분할 또는 거리)는 I=B/J가 되도록 선택된다. B는 전송 블럭 길이거나 인터리브된 유닛의 크기에 유닛에서 인터리버 행렬 크기(예를 들어, 데이타 심볼의 각 그룹의 크기 또는 인터리빙 직교 코드의 경우에 각 직교 코드의 크기)이다. J는 K보다 크고 1.5K 보다 작은 정수가 되도록 선택된다. 당업자는 수많은 인터리빙 거리 I가 본 발명의 영역 및 원리를 벗어남이 없이 동작 환경 파라메터 J.K 및 B의 소정 세트에 대한 상술된 원리에 따라서 선택된다는 것을 알 수 있다. 제2도에 도시된 본 실시예의 통신 시스템에 대하여, 제한 길이는 엔코더(204)에 입력되는 9 데이타 비트가 되도록 선택된다. 특히, 두개의 입력 비트는 9 입력 데이타 비트(즉, K=9로 2/6 엔코딩)의 제한 길이를 갖는 6 데이타 심볼로 컨볼루션하게 엔코드된다. 상기 두개의 입력 데이타 비트와 관계되는 6 데이타 심볼의 각 세트는 인터리빙 유닛으로서 모두 그룹화된다. 인터리빙 유닛과 관계하는 K는 6 데이타 심볼 그룹 또는 하나의 인터리빙 유닛을 발생시키는 2 입력 데이타 비트로 9 입력 데이타 비트의 제한 길이를 나누므로써 발견된다. 따라서, 4.5 인터리빙 유닛 또는 데이타 심볼 그룹은 단일 디코딩 결정(즉, K=4.5)에 영향을 미친다.

게다가, 블럭 인터리버(208)는 전송부(216)에 의해 단일 전송 블럭에서 전송되는 데이타 심볼 수에 대응하는 576 데이타 심볼을 보유한다. 따라서, 인터리버(208)는 각 블럭 인터리브 또는 B=96에서 96 인터리빙 유닛을 인터리빙한다. J는 4.5의 K보다 크거나 6.75의 1.5K 보다 작은 6이 되도록 선택된다. 그러므로, I는 6(즉, I=16)으로 나누어지는 96인 B/J와 동일하게 되도록 선택된다. 결과적으로, 인터리버(208)는 데이타 심볼의 임의 두개의 인접한 비인터리브된 입력 그룹을 인터리브하여, 두개의 그룹이 인터리버(208)의 출력에서 데이타 심볼의 다른 5 그룹으로 분리된다.

대조적으로, 제1도에 도시된 통신 시스템에서, 제한 길이는 하나의 입력 비트를 세개의 데이타 심볼(즉, K=9로 1/3엔코딩)로 엔코드하는 엔코더(104)에 입력되는 9 데이타 비트가 되도록 선택된다. 인터리빙 유닛은 하나의 입력 데이타 심볼과 동일하다. 따라서, 인터리빙 유닛과 관계하는 K는 27 데이타 심볼, 즉 K=27(즉, 입력 데이타 비트당 세개의 데이타 심볼 X 9 입력 데이타 비트의 제한 길이)이다. 게다가, 블럭 인터리버(108)는 576 데이타 심볼 또는 전송부(116)에 의해 단일 전송 블럭에서 전송될 수 있는 데이타 심볼 수에 대응하는 인터리빙 유닛(즉, B=576)을 보유한다. J는 27의 K보다 크거나 40.5의 1.5K 보다 작은 32가 되도록 선택된다. 그러므로, I는 32(즉, I=18)로 나누어진 576인 B/J와 동일하게 되도록 선택된다. 결과적으로, 인터리버(108)는 임의 두개의 인접 비인터리브된 입력 데이타 심볼을 인터리브하여, 두개의 데이타 심볼이 인터리브(108)의 출력에서 다른 31 데이타 심볼로 분리된다.

제1도 및 2도에 도시된 통신 시스템의 상이한 인터리빙은 통신 시스템의 엔코딩 및 디코딩부의 수행 성능의 서로 다른 레벨을 야기시킨다. 상기 수행 성능 차이는 특히 부가 화이트 Gaussian 잡음(AWGN) 통신 채널의 신호 비페이딩 환경에서 뚜렷하게 알 수 있다. 각종 요인들이 AWGN 코딩 이득 및 다이버시트(diversity)를 포함하는 페이딩 환경에서 엔코딩 및 디코딩 성능에 영향을 미친다. 전술한 바와 같이, AWGN 채널과 같은 통신 채널을 이용하는 제2도에 도시된 통신 시스템의 코딩 이득은 제1도에 도시된 통신 시스템의 코딩 이득보다 크다. 컨볼루션 코딩에서 고유 다이버시티(diversity inherent)는 디코딩 결정에 영향을 미치는 데이타 샘플 수와 동일하다. 제1에러 이벤트에 대해, 상기 다이버시티는 제한 길이와 동일하다. 제2도에 도시된 통신 시스템에 대해, 다이버시티는 대략 5 수신된 직교 코드 워드가 단일 디코딩 결정에 영향을 미치기 때문에 약 5와 동일하다. 대조적으로, 제1도에 도시된 통신 시스템에 대해, 다이버시티는 27이다. 상기 다이버시티는 디코딩 결정에 영향을 미치는 모든 27 데이타 샘플이 수신된 신호 스트림의 상이한 부분에서 취해지기 때문에 훨씬 크게 된다. 제1도에 도시된 통신 시스템에서 상기 큰 다이버시티는 제2도에 도시된 통신 시스템보다 높은 신호대 잡음비를 갖는 무한 인터리빙 환경 또는 이상적인 Rayleigh/Nakagami 페이딩에서 훨신 수행 성능을 우수하게 한다. 그러나, 신호대 잡음비가 낮게 될 때(예를 들어, 딥 페이딩(deep fading) 동안), 제2도에 도시된 통신 시스템의 수행 성능은 AWGN 코딩 이득이 더욱 중요하게 되기 때문에 제1도에 도시된 통신 시스템과 관계하여 개선된다.

Jakes 모델 환경과 같은 저속 페이딩 환경에서, 전체 전송 블럭은 페이드(즉, 저신호대 잡음비가 존재한다) 인터리빙내에 존재할 수 있고 다이버시티 특성은 디코딩 결정을 크게 개선할 수 없다. 그러나, AWGN 코딩 이득은 매우 중요하고 결과적으로 제2도에 도시된 통신 시스템은 제1도에 도시된 통신 시스템보다 훨씬 좋게 수행한다. 따라서 제1도 및 2도에 도시된 통신 시스템에서 데이타 심볼의 인터리빙의 차이는 신호 페이딩 환경에서 통신 수행 성능에 영향을 미친다. 그러나, 제2도에 도시된 통신 시스템의 AWGN 코딩 이득이 큰 것이 대부분의 저속 신호 페이딩 상황에서 제1도에 도시된 통신 시스템의 보다 큰 다이버시티를 극복한다.

요약하면, 최적의 소프트 결정 메트릭들의 사용으로부터 유도된 코딩 이득은 제1도에 도시된 통신 시스템에서 서술된 바와 같은 소프트 결정 메트릭들을 이용하여 유도된 코딩 이득보다 크다. 예를 들어, 비코히런트 통신 시스템 환경에서, 제2도에 도시된 통신 시스템에 의해 사용되는 최적의 소프트 결정 메트릭들을 이용하므로써 신호대 잡음비를 개선시키는 것은 제1도에 도시된 통신 시스템에서 서술된 바와 같은 소프트 결정 메트릭들에 비해 대략 1 내지 2dB이 된다. 게다가, 제2도에 도시된 통신 시스템의 상기 큰 코딩 이득은 대부분의 신호 페이딩 상황에서 제1도에 도시된 통신 시스템의 큰 다이버시티를 극복한다.

직교 코드를 이용하는 시스템에서 MLSE 디코딩하기 위하여 상술된 최적의 원리와 관계하여 제2도에 도시된 바람직한 실시예의 통신 시스템에 관한 설명은 다음과 같다. 통신 시스템의 엔코딩부(200)에서, 트래픽 채널 데이타 비트(202)는 특정 비트 속도로 엔코더(204)에 입력된다. 상기 입력 트래픽 채널 데이타 비트는 보코더에 의해 데이타로 변환된 음성, 순 데이타 또는 두가지 타잎의 데이타를 조합한 것중 하나의 데이타를 포함한다. 엔코더(204)는 엔코딩 알고리즘에 따라서 고정된 엔코딩 속도로 엔코더(202)를 데이타 심볼로 엔코드하는데, 상기 엔코딩 알고리즘(예를 들어, 컨볼루션 또는 블럭 코딩 알고리즘)은 엔코딩한 후에 상기 데이타 심볼을 상기 데이타 비트로의 최대 공산 디코딩을 손쉽게 한다. 각 입력 데이타 비트(202)와 관계되는 데이타 심볼은 모두 그룹화된다. 각 그룹은 하나 이상의 입력 데이타 비트(202)와 관계하는 데이타 심볼을 포함한다. 이들 데이타 심볼(206) 그룹은 입력 데이타 비트(204)에 의해 출력된다.

제2도에 도시된 바람직한 실시예의 시스템의 소자와 관계하는 특정 통신 시스템의 상세한 예가 이하에 서술될 것이다. 각 소자와 관계하는 특정 부분은 제2도에 도시된 특정 소자와 관련하여 서술될 것이다. 엔코더(204)와 관련한 특정부를 고려하면, 엔코더(204)는 9.6kbits/sec 속도로 입력 데이타 비트(202)를 수신한다. 상기 엔코더(204)는 2 데이타 비트 대 6 데이타 심볼(즉, 2/6 엔코딩)의 고정 엔코딩 속도 및 9(K=9) 제한 길이로 입력 데이타 비트(202)를 컨볼루션하게 엔코드한다. 각 2 입력 데이타 비트(202)와 관계되는 6 데이타 심볼의 세트는 모두 그룹화된다. 이들 6 데이타 심볼(206)의 그룹은 28.8ksymbols/sec 속도로 엔코더에 의해 출력된다. 상기 6 데이타 심볼(206)의 그룹은 엔코딩 발생기 g(x)를 사용하여 발생된다. 8면체(octal) 형태로 서술된 바와 같은 다항식을 토대로 한 발생기는 g₁(x)=[557], g₂(x)=[663], g₃(x)=[711], g₄(x)=[1336], g₅(x)=[1546] 및 g₆(x)=[1662]이 되는 것이 바람직하다. 당업자는 두개의 연속적인 입력 데이타 비트를 수신하고 두배로 동작되는 K=9이면서 발생기 g₁(x), g₂(x) 및 g₃(x)를 갖는 속도 1/3 컨볼루션 엔코더의 출력이 상기 엔코더가 속도 1/3 엔코더 및 속도 2/6 엔코더에 입력될 때 k=9이면서 단일 2/6 속도 발생기 g₁(x), g₂(x), g₃(x), g₄(x), g₅(x) 및 g₆(x)의 출력과 등가인 것을 알 수 있다. 게다가, 6 발생기의 다른 세트가 본 발명의 영역을 벗어남이 없이 엔코더를 엔코드하도록 사용된다는 것을 알 수 있다.

또다른 바람직한 실시예에서, 상술된 바와 같이 엔코더(204)는 9.6kbits/sec 속도로 입력 데이타 비트(202)를 수신하는 것이 바람직하다. 상기 엔코더(204)는 2 데이타 비트 6 데이타 심볼(즉, 2/6 엔코딩)의 고정된 엔코딩 속도 및 9의 (k=9) 제한 길이로 입력 데이타 비트(202)를 컨볼루션하게 엔코드한다. 각 2 입력 데이타 비트(202)의 관계하는 6 데이타 심볼의 세트는 모두 그룹화된다. 이들 6 데이타 심볼(206)의 그룹은 28.8ksymbols/sec 속도로 엔코더에 의해 출력된다. 그러나, 상기 또다른 바람직한 실시예에서, 상기 6 데이타 심볼(206)의 그룹을 엔코드하기 위하여 엔코더(204)에 의해 사용된 엔코딩 발생기 g(x)는 다음의 직교 코딩에 사용하기 위하여 최적화된다. 엔코더(204)의 엔코딩 발생기의 최적화를 수행하기 위하여, 엔코딩 발생기에 의해 발생되는 코드워드의 가중 분포 또는 가중 스펙트럼(weight distribution or weight spectrum)이 분석되어야만 된다.

엔코더(204)는 격자 다이어그램에 의해 간단하게 서술된 것이다. 간단한 컨볼루션 엔코더가 제5도에 도시되어 있다. 비록 더욱 복잡한 컨볼루션 엔코더(204)가 상기 또다른 바람직한 실시예에서 채택될 수 있을지라도, 당업자는 이 예에서 서술된 원리와 기술이 상기 또다른 바람직한 실시예에 쉽게 적용될 수 있다는 것을 알 수 있다. 이 격자 다이어그램에서, 코드워드는 두개의 상태(states) 또는 노드(예를 들어, 노드(500 및 510))간의 통로(예를 들어, 통로(512/520))와 관계된다. 이들 통로는 정확하고 부정확한(correct and incorrect) 통로로 구성되는 두개의 서브 셋트로 분할된다.

정확하고 부정확한 통로를 구성하는 것이 예를 통해서 더욱 쉽게 이해될 것이다. 이 예에서, 컨볼루션 에코더는 상태 00(즉, 노드(500)에서)에서 시작된다. 게다가, 엔코더(204)는 00에 대응하는 두개의 데이타 비트(202)를 수신한다고 가정하자. 제1시간-상태 천이 동안, 엔코더(204)는 00이 수신되기 때문에 분기(branch)(512)를 따라서 노드(502)로 천이한다.

다음에, 제2시간-상태 천이 동안, 엔코더(204)는 00에 대응하는 두개 이상의 데이타 비트(202)를 수신한다고 가정하자. 결과적으로, 엔코더(204)는 0000이 수신되기 때문에 통로(512/520)을 따라서 노드(502)를 통해 노드(500)로부터 노드(510)로 천이한다. 이 통로(512/520)는 정확한 코드워드 0000에 대응한다. 대응하는 디코더(예를 들어, 디코더(266))는 격자에서 모든 가능 통로(possible path)의 메트릭들을 계산한다. 그러므로, 부정확한 코드워드를 나타내는 다른 통로는 디코더에 의해 선택된다. 예를 들어, 이들 부정확한 통로는 엔코더(204)가 세개의 다른 통로를 따라서 노드(510)로 천이하기 때문에 상기 엔코더(204)의 천이에 대응한다. 디코더는 상기 엔코더(204)가 0100은 수신하기 때문에 제1부정확한 통로(514/522)를 따라서 노드(504)를 통해 노드(500)로부터 노드(510)로 천이한다고 가정될 수 있다. 유사하게, 상기 디코더는 엔코더(204)가 1000을 수신하기 때문에 제2부정확한 통로(516/524)를 따라서 노드(506)를 통해 노드(500)로부터 노드(510)로 천이한다고 가정될 수 있다. 마지막으로, 상기 디코더는 엔코더(204)가 1100을 수신하기 때문에 제3부정확한 통로(518/526)를 따라서 노드(508)를 통해 노드(500)로부터 노드(510)로 천이한다고 가정될 수 있다.

가중치(k)는 정확한 통로의 분기와 관계되는 데이타 심볼 그룹과 상이한 부정확한 통로의 분기와 관계되는 수신 데이타 비트로부터 엔코더 상기 발생기에 의해 발생된 데이타 심볼 그룹수를 규정하는 통로 파라미터이다. 이 예에서, 노드(500)로부터 노드(510)까지의 통로에 대해, 정확한 통로(512/520)와 이 통로(500/510)는 k=0을 갖는다. 대조적으로, 부정확한 통로(514/522),(516,524) 및 (518/526) 각각은 그들 통로의 어떠한 분기(즉, 분기(514,516,518,522,514 또는 526))와 정확한 통로(512/520)의 분리(즉, 분기(512 또는 520))가 공유할 수 없기 때문에 k=2까지의 가중치를 갖는다. 상기 발생기를 적당히 선택하므로써, 이들 세개의 통로 모두는 k=2 가중치를 갖을 수 있다. 동일한 노드에서 시작하고 끝나는 정확한 통로 및 부정확한 통로간의 최소 거리(d(min))는 다음 최고 정수(highest whole number)로 라운드(round)된 데이타 심볼의 단일 그룹을 발생시키기 위하여 사용된 수신 데이타 비트수에 의해 나누어진 제한 길이(k)와 동일하다. 예를 들어, 만일 k=9이고 2 수신 데이타 비트가 사용되면, d(min)=라운드(9/2)=5가 된다. 최소 거리는 동일한 노드에서 시작하고 끝나는 정확한 통로 및 부정확한 통로간의 서로 다른 최소 분기수이다. 게다가, 최소 가중치(k)는 엔코더에 대한 최소 거리(d(min))보다 크게 될 수 없다.

컨볼루션 발생기에 대한 가중 스펙트럼이 다음의 함수쌍으로 서술될 수 있다.

여기서 W는 사용된 엔코더형의 함수이며, a_k는가중치 k를 갖는 유한 길이 부정확한 코드워드 또는 부정확한 통로의 수이고 b_k는 정확한 통로 입력 데이타 비트와 상이한 가중치 k의 모든 부정확한 통로의 전체 입력 데이타 비트수이다. 적합하게 선택된 발생기를 갖는 제5도의 예에서, 이 격자 다이어그램에서 k=2인 경우, a_k=3이고 b_k=4가 된다. 상술된 바와 같이, a_k는 부정확한 통로(514/522,526/524 및 518/526) 각각이 그들 통로의 어떠한 분기(즉, 분기(514,516,518,522,524 또는 526))도 정확한 통로(512/520)(즉, 분기 512 또는 520)의 분기와 공유할 수 없다는 것을 인지하므로서 계산되고 그와 같은 계산으로 적합한 발생기를 사용하므로써, 부정확한 통로의 두개의 분기(및 그들이 대응하는 데이타 심볼 그룹)는 정확한 통로(즉, 이들 통로 모두는 가중치 k=2를 갖는다.)와 상이하게 될 것이다. 게다가, 부정확한 통로(514/522,516/524 및 518/526)의 각각에 대해서 디코더가 0100, 1000 및 1100 각각이 수신되었는지를 결정할 수 있다는 것을 인지하므로서 b_k는 계산된다. 게다가, 정확한 통로(512/520)에 대하여, 디코더는 0000이 수신되었는지를 결정한다. 그러므로, b_k4(즉, 1+1+2=4)와 동일한 디코더의 정확하고 부정확한 결정간의 차의 합이다. a_k및 b_k둘다는 또한 컨볼루션 엔코더에 의해 발생된 코드워드의 에러 계수로서 알려져 있다. a_k에러 계수는 발생된 코드워드의 블럭 에러 확률과 관계되고 b_k에러 계수는 발생된 코드워드의 비트 에러 확률과 관계된다. 따라서, 컨볼루션 엔코더의 가장 바람직한 발생기는 모든 k값에 대해 최소 a_k및/또는 b_k를 갖는 코드워드를 발생시키는 발생기이다.

지금부터, 또다른 바람직한 실시예를 고려하면, 6 데이타 심볼(206) 그룹을 엔코드하기 위하여 엔코더(204)에 의해 사용되는 엔코딩 발생기 g(x)는 상술된 상황에 따라서 선택된다. 이 본 실시예의 엔코더(204)에서, 9 데이타 비트(k=9)의 제한 길이를 갖는 속도 2/6인 컨볼루션 엔코더가 사용된다. 그러므로, 최소 길이 d(min)는 5(즉, 라운드(9/2)=5)가 된다. 더구나 사용된 컨볼루션 엔코더는 각 상태 또는노도드로부터 분기되거나 상기 상태 또는 노드로 변합(merge)될 수 있는 네개의 천이(즉, 통로 분기)를 갖는다. 그러므로, 가중치 5를 갖는 통로 또는 코드워드의 최소 부정확한 분기수는 세개(즉, 4개의 통로 분기 빼기 하나의 정확한 통로 분기)가 된다.

가중 스펙트럼 파라미터 a_k및 b_k와 관계하여 최적화되지 않는 상술된 발생기 세트(즉, g₁(x)=[557], g₂(x)=[663], g₃(x)=[711], g₄(x)=[1336], g₅(x)=[1546] 및 g₆(x)=[1662]를 포함하는 8면체 형태로 서술된 바와 같은 다항식을 토대로 한 발생기 세트)는 최적화되지 않는 a_k및 b_k값의 세트를 갖는다. 더욱 정확하게는, 이들 발생기가 직교 코딩 환경에서 컨볼루션 코드를 발생시키기 위하여 사용될 때, 발생된 코드에 대하여 k=5-9인 경우, 발생된 가중 스펙트럼은 a_k=3,12,42,184,769이고, b_k=4,35,165,916,4667이 된다. 우수한 컨볼루션 코드 발생기 세트는 직교 코딩 환경에서 최적화된 a_k및 b_k와 관계하여 활용되는 것이다.

예를 들어, 직교 코딩 환경에서 2/6 컨볼루션 엔코더에 대한 세개의 상이한 발생기 세트는 발생된 코드에 대해서 k=5-9인 경우, k=3,9,42,165,705 및 b_k=4,24,148,776,3984의 가중 스펙트럼을 산출하는 것이다. 8면체 형태로 서술된 바와 같은 이들의 세개의 발생기 세트는 다음과 같다.

게다가, 다른 6 발생기 세트는 상기 표에 서술된 가중 스펙트럼과 동일한 가중 스펙트럼을 또한 갖는 발생기 g(x)=(575,555,434,414,161,141,020,1372,1332, 1070,1030,342,302 및 040)의 그룹으로부터 발생될 수 있다. 그러므로, 상기 또다른 바람직한 실시예에서, 엔코더(202)를 6 데이타 심볼(206) 그룹으로 엔코드 하기 위하여 엔코더(204)에 의해 바람직하게 사용된 엔코딩 발생기 g(x)는 (575,555,434,414, 161,141,020,1372,1332,1070,1030,342,302 및 040)으로 구성되는 발생기 g(x)의 그룹으로부터 발생된 6 발생기의 세트로부터 선택되어, 가중 스펙트럼 파라미터 a_k및 b_k가 감소되거나 최적화되도록 한다. 당업자는 두개의 연속적인 입력 데이타 비트를 수신하고 두배로 동작되는 k=9이면서 발생기 g₁(x), g₂(x)및 g₃(x)를 갖는 속도 1/3 컨볼루션 엔코더의 출력이 상기 비트가 속도 1/3 엔코더 및 속도 2/6 엔코더에 입력될 때 k=9이면서 단일 2/6 속도 발생기 g₁(x), g₂(x), g₃(x), g₄(x), g₅(x) 및 g₆(x)의 출력과 등가라는 것을 알 수 있을 것이다. 게다가, 6 발생기의 다른 세트가 본 발명의 원리나 영역을 벗어남이 없이 가중 스펙트럼 파라미터 a_k및 b_k를 최소화하는 동안 입력 데이타 비트를 엔코드하기 위하여 사용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 상기 또다른 바람직한 실시예의 엔코더(204)에서 개선된 가중 스펙트럼을 갖는 이들 발생기를 사용하므로써, 엔코더는 가중 스펙트럼과 관계하여 최적화되지 않는 본 실시예의 엔코더(204)에 비해 0.1dB 내지 0.2dB 정도 동작 개선할 수 있다.

바람직한 실시예 또는 상기 또다른 바람직한 실시예의 엔코더(204)에 의해 발생된 바와 같은 데이타 심볼(206) 그룹은 인터리버(208)에 입력된다. 당업자는 엔코더(204)가 데이타 심볼을 그룹화하는 것보다 인터리버(208)가 데이타 심볼을 그룹화하는 것이 좋다는 것을 알 수 있을 것이다. 인터리버(208) 블럭은 그룹화하므로써 데이타 심볼(206)의 입력 그룹을 인터리브한다. 인터리버(208)에서, 데이타 심볼의 각 그룹은 데이타 심볼의 소정 블럭 크기를 규정하는 행렬로 각각 입력된다. 데이타 심볼 그룹은 행렬이 한 행씩 채워지도록 행렬내의 위치로 입력된다. 데이타 심볼 그룹은 행렬이 한 열씩 비워지도록 행렬내의 위치로부터 각각 출력된다. 전형적으로, 상기 행렬은 행과 열의 수가 동일한 정방 행렬이다. 그러나, 다른 행렬 형태가 연속적으로 입력된 비인터리브된 데이타 심볼 그룹간의 출력 인터리빙 거리를 증가시키도록 선택될 수 있다. 상기 행렬에 의해 규정된 데이타 심볼의 소정 블럭 크기는 입력 데이타 비트를 표시하면서 소정 길이 전송 블럭내의 소정 칩 속도로 전송되는 최대 데이타 심볼수로부터 유도된다. 인터리브된 데이타 심볼(210) 그룹은 입력되는 속도와 동일한 데이타 심볼속도로 인터리버(208)에 의해 출력된다.

인터리버(208)와 관계한 상세한 예의 특정 부분을 고려하면, 인터리버(208)는 28.8ksymbols/sec 속도로 데이타 심볼(206)의 그룹을 수신한다. 인터리버(208) 블럭은 그룹화하므로써 6 데이타 심볼(206)의 입력 그룹을 인터리브한다. 인터리버(208)에서, 6 데이타 심볼의 각 그룹은 576 데이타 심볼의 소정 블럭 크기를 규정하는 행렬로 각각 입력된다. 데이타 심볼(206)의 그룹으로 로드되는 인터리버(208)의 바람직한 실시예의 16×6 행렬의 블럭도가 제4도에 도시되어 있다. 데이타 심볼의 각 그룹은 행렬의 단일 박스(box)(예를 들어, 박스(400))내에 위치된다. 각 그룹은 괄호(예를 들어, (1) 및 (2))의 두개의 수로 표시되는 두개의 엔코더(202)로부터 컨볼루션하게 엔코드된 6 데이타 심볼로 구성된다. 괄호의 수는 데이타 비트(202)가 데이타 심볼로 원래대로 엔코드되는 순서를 나타낸다. 데이타 심볼의 각 그룹은 행렬이 한 열씩 채워지도록 행렬내의 위치(즉, 박스)로 입력된다. 예를 들어, 상기 행렬에서 박스의 제1열은 인터리버(208)로 입력되는 데이타 심볼(206)의 제116그룹으로 채워진다. 제1열은 행렬의 박스(400)로 입력되는 (1) 및 (2)로 구성된 제1그룹 및 행렬의 박스(402)로 입력되는 (3) 및 (4)로 구성된 제2그룹을 포함한다. 박스의 제2열은 다음 데이타 심볼(206)의 다음 16그룹으로 채워진다. 제2열은 행렬의 박스(404)로 입력되는 (33) 및 (34)로 구성된 제17그룹을 포함한다. 다른 4개의 열 또한 유사한 방식으로 채워진다. 6 데이타 심볼 그룹은 행렬이 한 행씩 비워지도록 행렬내의 위치(즉, 박스)로부터 각각 출력된다. 예를 들어, 박스(400) 및 박스(404)를 포함하는 제1행은 박스(402)를 포함하는 제2행에 앞서 출력된다. 행렬의 다른 행 또는 유사한 방식으로 출력된다.

데이타 심볼(210)의 출력 그룹 스트림은 인터리브되어, 예를 들어, (1) 및 (2)로 구성되는 제1그룹(3) 및 (4)로 구성되는 제2그룹으로부터 다른 5 그룹으로 분할되도록 한다. 데이타 심볼(210)인 인터리브된 그룹은 인터리버(208)에 입력되는 속도와 동일한 데이타 심볼 속도 28.8ksymbols/sec로 인터리버(208)에 의해 출력된다. 행렬에 의해 규정된 데이타 심볼의 소정 블럭크기는 엔코더를 표시하면서 소정 길이 전송 블럭내의 소정 칩 속도로 전송되는 데이타 심볼의 최대수로부터 유도된다. 제2도에 도시된 바람직한 실시예에서, 데이타 심볼은 28.8ksymbols/sec 속도로 엔코더(203)로부터 출력된다. 결과적으로, 데이타 심볼(206)을 전송하기 위한 최대 소정 칩 속도는 28.8ksymsbols/sec이다. 게다가, 전송 블럭의 소정 길이는 20밀리초이다. 그러므로, 데이타 심볼의 소정 블럭 크기는 576 데이타 심볼과 동일한 28.8ksymbols/sec×20 밀리초이다. 비록 상기 바람직한 실시예의 인터리버(208)가 특히 상세하게 서술되었을지라도, 당업자는 인터리버의 다양한 변화를 본 발명의 영역을 벗어남이 없이 수행할 수 있다는 것을 알 수 있다. 예를 들어, 인터리빙 블럭 크기는 상이한 전송 길이 속도를 수용하도록 변경될 수 있다. 또한, 행렬의 크기는 연속적으로 입력된 데이타 심볼 그룹들간의 인터리브된 거리를 증가 또는 감소시키기 위하여 변경될 수 있다.

그리고나서, 데이타 심볼(20)의 인터리브된 그룹은 매퍼(212)에 입력된다. 상기 매퍼(212)는 데이타 심볼(210)의 인터리브된 그룹으로부터 고정된 길이 직교 코드(214)의 시퀀스를 유도한다. 데이타 심볼(210)의 각 인터리브된 그룹은 상호 직교 코드의 그룹으로부터 하나의 직교 코드를 선택하여, 데이타 심볼(210)의 그룹을 표시한다. 매퍼(212)는 상기 입력 데이타 심볼(210)에 대응하는 직교 코드(214)의 시퀀스를 입력 데이타 심볼 속도와 관계하는 고정된 데이타 심볼 속도로 통신 시스템의 엔코딩부(200)로부터 출력한다.

매퍼(212)와 관계한 상세한 예의 특정 부분을 고려하면, 매퍼(212)는 28.8ksymbols/sec 속도로 6 데이타 심볼의 인터리브된 그룹을 수신한다. 매퍼(212)는 6 데이타 심볼(210)의 각 입력 그룹으로부터 64 비트 길이 Walsh 코드를 유도하는 것이 바람직하다. 각 그룹의 6 데이타 심볼은 2진 인덱스로 사용되어, 64 상호 직교 Walsh 코드중 하나의 코드를 선택한다. 64 상호 직교 Walsh 코드는 64×64 Hadamard 행렬의 단일 행 또는 열에 대응한다. 매퍼(212)는 데이타 심볼(210)의 입력 그룹에 대응하는 Walsh 코드(214)의 시퀀스를 307.2ksymbols/sec 고정 데이타 심볼 속도로 출력한다. 데이타 심볼 속도의 증가는 64 비트 길이의 직교 코드가 6 데이타 심볼의 각 입력 그룹을 대체하는 매퍼(212)의 매핑 기능으로 인한 것이다(6 데이타 심볼로 나눈 64 비트 길이 직교 코드(64 데이타 심볼)×상기 데이타 심볼의 28.8ksymbols/sec 입력 속도는 307.2ksymbols/sec와 동일하다). 당업자는 직교 코드의 다른 타입 및 길이가 본 발명의 영역을 벗어남이 없이 사용된다는 것을 알 수 있다.

상술된 바람직한 실시예와 동일한 본 발명의 또다른 바람직한 실시예에서, 데이타 심볼(206)의 그룹을 그룹 레벨 블럭의 인터리버(208) 및 매퍼(212)에 입력하는 순서가 반대가 된다. 데이타 심볼(206)의 그룹은 매퍼(212)에 입력된다. 매퍼(212)는 데이타 심볼(206)의 그룹으로부터 고정 길이의 직교 코드(214)의 시퀀스를 유도한다. 데이타 심볼(206)의 각 그룹은 상호 직교 코드의 그룹으로부터 하나의 직교 코드를 선택하여, 데이타 심볼(206) 그룹을 표시한다. 매퍼(212)는 입력 데이타 심볼 속도와 관계하는 고정된 데이타 심볼 속도로 입력 데이타 심볼(206)에 대응하는 직교 코드의 시퀀스를 출력한다. 다음에, 직교 코드의 시퀀스는 인터리버(208)에 입력된다. 인터리버(208) 블럭은 직교 코드에 의해 직교 코드의 입력 시퀀스를 인터리브한다. 인터리버(208)에서, 각 직교 코드는 직교 코드의 소정 블럭 크기를 규정하는 행렬로 각각 입력된다. 직교 코드는 행렬이 상술된 데이타 심볼과 유사하게 한행씩 채워지도록 행렬내의 위치로 입력된다. 그리고나서, 직교 코드는 행렬이 상술된 데이타 심볼 그룹과 유사한 방식으로 한 행씩 비워지도록 행렬내의 위치로부터 각각 출력된다. 인터리브된 직교 코드(214)는 인터리버(208)에 입력되는 데이타 심볼 속도와 동일한 속도로 인터리버(208)에 의해 통신 시스템의 엔코딩부(200)로부터 출력된다.

바람직한 실시예에서 상세히 서술된 예의 인터리버(208) 및 매퍼(212) 조합을 대체하는 매퍼(212) 및 인터리버(208)의 또다른 장치의 예는 다음과 같다. 6 데이타 심볼(206)의 그룹은 28.8ksymbols/sec 속도로 매퍼(212)에 입력되는 것이 바람직하다. 매퍼(212)는 6 데이타 심볼(206)의 각 입력 그룹으로부터 64 비트길이 Walsh 코드를 유도한다. 각 그룹의 6 데이타 심볼은 2진 인덱스로서 사용되어, 64 상호 직교 Walsh 코드중 하나의 코드를 선택한다. 64 비트 길이 직교 코드가 6 데이타 심볼의 각 입력 그룹을 대체하는 매퍼(212)의 매핑 기능으로 인해, 매퍼(212)는 307.2ksymb ols/sec의 고정된 데이타 심볼 속도로 Walsh 코드의 시퀀스를 출력한다. 다음에, Walsh 코드의 시퀀스는 307.2ksymbols/sec 속도로 인터리버(208)에 입력된다. 인터리버(208) 블럭은 Walsh 코드에 의해 Walsh 코드의 입력 시퀀스를 인터리브한다. 인터리브(208)에서, 각 Walsh 코드는 144 데이타 심볼(즉, 96 Walsh 코드)의 소정 블럭 크기를 규정하는 16×6 행렬로 각각 입력된다. Walsh 코드는 행렬이 제4도를 참조하여 상술된 데이타 심볼의 그룹과 유사한 방식으로 한열씩 채워지도록 행렬내의 위치로 입력된다.. 그리고나서, Walsh 코드는 행렬이 제4도와 관련하여 상술된 데이타 심볼의 그룹과 유사한 방식으로 한 행씩 비워지도록 행렬내의 위치로부터 각각 출력된다. 인터리브된 Walsh 코드(214)는 인터리버(208)에 입력되는 307.2ksymbols/sec의 데이타 심볼 속도와 동일한 속도로 인터리버(208)에 의해 통신 시스템의 엔코딩부(200)로 출력된다.

직교 코드(214)의 시퀀스는 통신 시스템의 전송부(216)에 입력된다. 시퀀스(214)는 변조기(217)에 의해 통신 채널을 거쳐 전송하도록 준비된다. 다음에, 변조된 시퀀스는 통신 채널(220)을 거쳐 전송하기 위하여 안테나(218)에 제공된다.

지금부터 변조기(217)에 관한 상세한 예의 특정 부분을 고려하면, 변조기(217)는 307.2ksymbols/sec의 데이타 심볼 속도로 시퀀스를 수신하고 긴 PN 스프레딩 코드로 시퀀스(214)를 스프레딩하므로써 직접 시퀀스 코드 분할된 스프레드 스펙트럼 전송하기 위한 시퀀스(214)를 준비한다. 당업자는 스프레딩 코드의 다른 타입이 스프레드 시퀀스(214)에 사용될 수 있다는 것을 알 수 있다. PN 스프레딩 코드는 1.228Mchips/sec의 고정된 칩 속도로 시퀀스(214)에 사용될 수 있다는 것을 알 수 있다. PN 스프레딩 코드는 1.228Mchips/sec의 고정된 칩 속도로 시퀀스(214)와 혼합되는 심볼의 특정 사용자 시퀀스 또는 특정 사용자 코드이다. 이 혼합 기능의 결과로, 시퀀스(214)는 PN 스프레딩 코드로 스프레드되어, 256 비트 길이 시퀀스가 각 64비트 길이 Walsh 코드를 표시하도록 형성된다.

사용자가 통신 채널을 거쳐 엔코드된 트래픽 채널 데이타 비트(202)(즉, Walsh 코드 시퀀스(214))를 전송하는 것에 대해 식별하는 것이 이외에도, 특정 사용자 PM 코드는 엔코드된 트래픽 채널 데이타 비트(202)를 스크램블링하므로써 통신 채널의 통신 보안성을 향상시킨다. 게다가, 사용자 코드 스프레드 엔코드된 데이타 비트는 한쌍의 짧은 PN 스프레딩 코드(즉, 긴 PN 스프레딩 코드와 비교시 짧다)에 의해 스프레드되어, I-채널 및 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스를 발생시킨다. I-채널 및 Q-채널 코드 스프레드 시퀀스는 정현쌍의 파워 레벨을 제어하므로써 하나의 구적 정현쌍을 양위상 변조시키기 위하여 사용된다. 상기 정현 출력 신호는 합산되며, 대역 통과 필터링되며, RF 주파수로 변환되며, 증폭되며, 필터링되고 안테나(218)에 의해 방사되어, 스프레드 스펙트럼 신호로서 통신 채널(220)의 트래픽 채널 데이타 비트(202)의 전송을 완수한다. 엔코딩 및 변조 동작 결과로, 각 입력 데이타 비트(202)쌍은 통신 채널(220)에서 전송되는 256비트 길이 시퀀스로 표시된다.

통신 시스템의 수신부(222)는 안테나(224)를 통해 통신 채널(220)을 거쳐 전송된 스프레드 스펙트럼 신호를 수신한다. 수신된 신호는 복조기(226)에 의해 데이타 샘플로 샘플된다. 다음에, 데이타 샘플(228) 및 (229)은 통신 시스템의 디코딩부(230)에 출력된다.

지금부터 복조기(226)에 관한 상세한 예의 특정부분을 고려하면, 복조기(226)는 필터링, 복조화, RF 주파수로부터 변환하고 1.2288Msamples/sec 소정 속도로 샘플링하므로써 수신된 스프레드 스펙트럼 신호를 샘플링하는 것이 바람직하다. 다음에, 동위상 샘플된 신호 및 구적 샘플된 신호는 수신 샘플된 신호를 짧은 PN 스프레딩 코드 및 긴 PN 스프레딩 코드와 상관시키므로써 개별적으로 디스프레딩된다. 최종 디스프레딩된 동위상(228) 및 구적(229) 샘플된 신호 307.2ksamples/sec 소정 속도로 샘플되어, 수신 스프레드 스펙트럼 신호의 4개 샘플의 시퀀스가 단일 데이타로 디스프레딩되어 표시된다.

샘플된 신호(228 및 229)는 통신 시스템의 디코딩부(230)에 각각 입력되는데, 이 디코딩부는 상기 샘플된 신호(228 및 229)를 추정된 데이타 비트(268)로 비코히런트하게 검출/디코드한다. 샘플된 신호(228 및 229)를 디코드하기 위하여, 소정 길이의 샘플된 신호의 그룹은 직교 코드 변환기(232 및 234)에 각각 입력된다. 직교 코드 변환기(232 및 234)는 다수의 변환기 출력 신호(233 및 235)를 각각 출력한다. 각 변환기 출력 신호는 특정 샘플된 신호의 그룹이 상호 직교 코드의 세트내의 특정 직교 코드에 대응하는지에 대한 신뢰도 측정에 대응한다. 게다가, 각 변환기 출력 신호는 상기 변환기 출력 신호가 상호 직교 코드의 세트내의 어느 특정 직교 코드와 대응하는지를 표시하는 관련된 인덱스 데이타 심볼을 갖는다. 상기 인덱스 데이타 심볼은 디코더(226)가 다음에 결정하는 최대 공산 디코딩 격자내에서 가능 천이와 또한 대응한다. 다음에, 변환기 출력 신호(233 및 235)의 그룹내의 각 변환기 출력 신호는 변환기 출력 신호 스퀘어링 메카니즘(236 및 238) 각각에 의해 스퀘어된다. 다음에, 결정값(242) 그룹은 변환기 출력 신호가 상기 직교 코드에 대응하는지를 표시하는 관련된 인덱스 데이타 심볼을 갖는 각 스퀘어된 변환기 출력 신호쌍(즉, 변환기 출력 신호 스퀘어링 메카니즘(236 및 238) 각각으로부터 나온 신호) 모두를 가산하는 가산 메카니즘(240)에 의해 발생된다.

변환기(232 및 234), 스퀘어링 메카니즘(236 및 238) 및 가산 메카니즘(240)에 관한 상세한 예의 특정부분에 대해 고려하면, 동위산(228) 및 구적(229) 샘플된 신호는 샘플된 신호(228 및 229)를 추정된 데이타 비트(268)로 비코히런트하게 검출/디코드하는 통신 시스템의 디코딩부(230)에 각각 입력된다. 샘플된 신호(228 및 229)를 디코드하기 위하여, 샘플된 신호의 64 샘플 길이 그룹은 307.2ksamples/sec 속도로 고속 Hadamard 변환기(232 및 234) 각각에 개별적으로 입력된다. 각 고속 Hadamard 변환기(232 및 234)는 64 변환기 출력 신호(233 및 235) 각각을 출력한다. 각 변환기 출력 신호는 샘플된 신호의 특정 그룹이 64 상호 직교 Walsh 코드의 세트내의 특정 64비트 길이 Walsh 코드에 대응하는지에 대한 신뢰도 측정에 대응한다. 게다가, 각 변환기 출력 신호는 64 상호 직교 Walsh 코드의 세트내의 특정 Walsh 코드가 상기 변환기 출력 신호에 대응하는지를 표시하는 관련된 6비트 길이 인덱스 데이타 심볼을 갖는다. 다음에, 64변환기 출력 신호(233 및 235)의 각 그룹내의 각 변환기 출력 신호는 변환기 출력 신호 스퀘어링 매카니즘(236 및 238)에 의해 각각 스퀘어된다. 다음에, 64 결정 데이타(242)는 그룹이 발생되어 변환기 출력 신호가 상기 Walsh 코드에 대응하는지를 표시하는 관련된 인덱스 데이타 심볼을 갖는 각 스퀘어된 변환기 출력 신호쌍(즉, 변환기 출력 신호 스퀘어링 매카니즘(236 및 238)로부터 나온 신호) 모두를 가산하는 가산 매카니즘(240)에 의해 스퀘어된 변환기 출력 신호 그룹의 각쌍에 대한 307.2kdata/sec 속도로 출력된다.

그리고 나서, 결정 데이타(242)의 각종 그룹은 그룹화에 의해 입력 결정 데이타(242)를 디인터리브하는 디인터리버(244)에 입력된다. 디인터리버(244)에서, 결정 데이타의 각 그룹은 결정 데이타의 소정 블럭 크기를 규정하는 행렬로 각각 입력된다. 결정 데이타의 각 그룹은 행렬이 한행씩 채워지도록 행렬내의 위치로 입력된다. 결정 데이타(246)의 그룹은 행렬이 한열씩 비워지도록 행렬내의 위치로부터 각각 출력된다. 전형적으로, 행렬은 행과 열의 수가 동일한 정방 행렬이다. 그러나, 다른 행렬 형태는 인터리버(208)에 의해 사용되는 행렬 형태와 정합하도록 선택될 수 있다. 행렬에 의해 규정된 결정 데이타의 소정 블럭 크기는 전송된 데이타 심볼을 표시하면서 수신된 소정 길이 전송 블럭으로부터 소정 칩 속도로 샘플될 수 있는 데이타 샘플의 최대수, 데이타 샘플의 각 그룹에서의 데이타 샘플수 및 데이타 샘플의 각 그룹에 대해 발생된 결정 데이타의 수로부터 유도된다. 결정 데이타(246)의 디인터리브된 그룹은 입력되는 속도와 동일한 속도로 디인터리버(244)에 의해 출력된다.

디인터리버(244)에 관한 상세한 예의 특정 부분에 대해 서술하면, 디인터리버(244)는 307.2kdata/sec 속도로 64결정 데이타(242)의 각종 그룹을 수신하는 것이 바람직하다. 디인터리버(244) 블럭은 그룹화에 의해 64결정 데이타(244)의 입력 그룹을 디인터리브한다. 디인터리버(244)에서, 64결정 데이타의 각 그룹은 6144 결정 데이타의 소정 블럭 크기를 규정하는 행렬로 각각 입력된다. 디인터리버(244)의 16×6 행렬은 바람직한 실시예인 인터리버(208)의 16×6 행렬이 제4도에 도시된 바와 같이 데이타 심볼(206)의 그룹으로 로드되고 비로드되는 방식과 반대인 방식으로 거의 유사하게 로드되고 비로드된다. 결정 데이타의 각 그룹은 행렬의 단일 박스(예를 들면, 박스(400))로 로드된다. 결정 데이타의 각 그룹은 행렬이 한 행씩 채워지도록 행렬내의 위치(즉, 박스)로 입력된다. 예를 들어, 행렬 박스의 제1행은 디인터리버(244)로 입력되는 제1결정 데이타(242)의 6그룹으로 채워진다. 제1행은 행렬의 박스(400)로 입력되는 64결정 데이타의 제1그룹 및 행렬의 박스(404)로 입력되는 64결정 데이타의 제2그룹을 포함한다. 박스의 제2열은 다음 결정 데이타의 6그룹으로 채워진다. 제2열은 행렬의 박스(402)로 입력되는 64결정 데이타의 제7그룹을 포함한다.

다른 14개 행은 유사한 방식으로 채워진다. 64결정 데이타 그룹은 행렬이 한열씩 비워지도록 행렬내의 위치로부터 각각 출력된다. 예를 들어, 박스(400) 및 박스(402)를 포함하는 제1열은 박스(404)를 포함하는 제2열에 앞서 출력된다. 행렬의 다른 열은 유사한 방식으로 출력된다. 데이타 심볼(246)의 출력 그룹의 스트림은 디인터리브되어, 예를 들어, 64결정 데이타의 제1그룹이 결정 데이타 그룹의 출력 스트림(246)의 제7그룹은 선행하도록 한다. 게다가, 디인터리브에 입력되는 제2그룹은 다른 제15그룹에 의해 데이타 심볼의 출력 스트림(246)의 제1그룹으로부터 분리된다. 결정 데이타(246)의 디인터리브된 그룹은 인터리버(244)에 입력되는 307.2kdata/sec 속도와 동일한 속도로 디인터리버(244)에 의해 출력된다. 행렬에 의해 규정된 결정 데이타의 소정 블럭 크기는 전송된 데이타 심볼을 표시하면서 수신된 소정 길이 전송 블럭으로부터 소정 칩 속도로 샘플되는 데이타 샘플의 최대수, 데이타 샘플의 각 그룹의 데이타 샘플수 및 데이타 샘플의 각 그룹에 대해 발생된 결정 데이타수로부터 발생된다. 제2도에 도시된 바람직한 실시예에서, 64결정 데이타는 64데이타 샘플의 각 그룹에 대해 발생된다. 게다가, 전송된 데이타 심볼을 표시하면서 20밀리초의 수신된 소정 길이 전송 블럭으로부터 307.2kdata/sec 소정 칩속도로 샘플되는 데이타 샘플의 최대수는 6144 데이타 샘플과 동일한 307.2kdata/sec×20밀리초이다. 그러므로, 결정 데이타의 소정 블럭 크기는 6144 결정 데이타와 동일한 6144 데이타 샘플×64 데이타 샘플당 64 결정 데이타이다.

상술된 바람직한 실시예와 거의 동일한 본 발명의 또 다른 실시예에서, 데이타 샘플(228 및 229)의 그룹이 결정 데이타로 변환되고 디인터리빙하는 순서는 반대가 된다. 샘플된 신호(228,339)를 디코드하기 위하여, 소정 샘플된 신호의 길이 그룹은 상술된 디인터리버(244)와 유사한 두개의 분리된 디인터리브에 각각 입력된다. 데이타 샘플의 각종 그룹은 변환이 그룹화에 의해 입력 데이타 샘플을 디인터리브하는 각 디인터리브에 입력된다. 디인터리브에서, 데이타 샘플의 각 그룹은 소정 데이타 샘플의 변환 크기를 규정하는 행렬로 각각 입력된다. 데이타 샘플의 각 그룹은 행렬이 한행씩 채워지도록 행렬내의 위치로 입력된다.

데이타 샘플 그룹은 행렬이 한 열씩 비워지도록 행렬내의 위치로부터 출력된다. 데이타 샘플의 디인터리브된 그룹은 입력되는 속도와 동일한 속도로 각 디인터리브에 의해 출력된다. 각 디인터리브로부터 나온 데이타 샘플의 디인터리브된 그룹은 (232 및 2434) 각각과 유사한 직교 코드 변환기에 각각 입력된다. 직교 코드 변환기는 코드 변환기(233 및 235) 각각과 유사한 다수의 변환기 출력 신호를 각각 출력한다. 각 변환기 출력 신호는 디인터리브된 샘플 신호의 특정 그룹이 상호 직교 코드의 세트내의 특정 직교 코드에 대응하는지에 대한 신뢰도 측정에 대응한다. 게다가, 각 변환기 출력 신호는 상호 직교 코드의 세트내의 특정 직교 코드가 상기 변환기 출력 신호에 대응하는지를 표시하는 관련된 인덱스 데이타 심볼을 갖는다. 다음에, 변환기 출력 신호의 그룹내의 각 변환기 출력 신호는 (236 및 238) 각각과 유사한 변환기 출력 신호 스퀘어링 매카니즘에 의해 스퀘어된다. 다음에, (246)과 유사한 디인터리브된 결정값 그룹은 변환기 출력 신호가 상기 직교 코드에 대응하는지를 표시하는 관련된 인덱스 데이타 심볼을 갖는 각 스퀘어된 변환기 출력 신호쌍(즉, 변환기 출력 신호 스퀘어링 매카니즘으로부터 나온 신호) 모두를 가산하는 (240)과 유사한 가산 매카니즘에 의해 발생된다. 가산 매카니즘은 데이타 샘플 신호(228 및 229)가 직교 코드 변환기에 입력되기 앞서 디인터리브되고 그 결과로 직교 코드 변환기는 디인터리브된 결정 데이타가 형성되는 디인터리브된 출력 신호를 발생시키기 때문에 바람직한 실시예의 디인터리버(244)에 의해 출력되는 그룹과 유사한 디인터리브된 결정 데이타의 그룹을 발생시킨다.

바람직한 실시예의 상세한 예인 디인터러버(224)의 위치를 대채시키는 디인터리버의 또 다른 위치 예는 다음과 같다. 샘플된 신호(228 및 229)의 64비트 길이 그룹은 상술된 인터리버(244)와 유사한 두개의 분리된 인터리버에 307.2kdata/sec 속도로 각각 입력된다. 각 디인터리버 블럭은 그룹화에 의해 64 데이타 샘플의 입력 그룹을 디인터리브한다. 디인터리버에서, 64 데이타 샘플의 각 그룹은 6144 데이타 샘플의 소정 블럭 크기를 규정하는 16×6 행렬로 각각 입력된다. 각 디인터리버는 바람직한 실시예인 인터리버(244)의 16×6 행렬이 제4도에 도시된 바와 같이 결정 데이타 그룹으로 로드되고 비로드되는 방식과 유사한 방식으로 64 데이타 샘플의 그룹으로 로드되고 비로드된다. 64 데이타 비트의 각 그룹은 행렬이 현행씩 채워지도록 행렬내의 위치로 입력된다. 64 데이타 샘플의 각 그룹은 행렬이 한열씩 비워지도록 행렬내의 위치로부터 출력된다. 데이타 샘플의 디인터리브된 그룹은 입력되는 307.2kdata/sec 속도와 동일한 속도도 각 디인터리버에 의해 출력된다. 각 디인터리버로부터 나온 64 데이타 샘플의 디인터리브된 그룹은 (222 및 234)와 각각 유사한 고속 Hadmard 변환기에 각각 입력된다. 고속 Hadmard 코드 변환기는 (233 및 235)와 유사한 64변환기 출력 신호를 각각 출력한다. 각 변환기 출력 신호는 디인터리브된 샘플 신호의 특정 그룹이 상호 직교 Walsh 코드의 세트내의 특정 Walsh 코드에 대응하는지에 대한 신뢰도 측정에 대응한다. 게다가, 각 변환기 출력 신호는 상기 직교 Walsh 코드의 세트내의 특정 Walsh 코드가 상기 변환기 출력 신호에 대응하는지를 표시하는 관련된 6비트 길이 인덱스 데이타 심볼을 갖는다.

다음에, 64변환기 출력 신호의 그룹내의 각 변환기 출력 신호는 (236 및 238)과 유사한 변환기 출력 신호 스퀘어링 매카니즘에 의해 각각 스퀘어된다. 다음에, (246)과 유사한 64 디인터리브된 결정값의 그룹은 변환기 출력 신호가 상기 Walsh 코드에 대응하는지를 표시하는 관련되 6비트 길이 인덱스 데이타 심볼을 갖는 각 스퀘어된 변환기 출력 신호쌍(즉, 변환기 출력 신호 스퀘어링 매카니즘 각각으로부터 나온 신호)의 모두를 가산하는 (240)과 유사한 가산 매카니즘에 의해 발생된다.

결정 데이타(246)의 디인터리브된 그룹은 메트릭 계산 유닛(248)에 입력된다. 메트릭 계산 유닛(248)은 결정 데이타(246)의 그룹을 소프트 결정 디코딩 메트릭(250)의 그룹으로 변환시킨다. 상기 변환은 전형적으로 결정 데이타(246)의 그룹을 스케일링하는 것을 포함하여, 디코더(266)가 결정 데이타를 소프트 결정 디코딩 메트릭으로서 사용할 수 있도록 한다. 이 스케일링 동작은 수신된 스프레드 스펙트럼 신호와 관계하는 전송된 파워 정보 또는 수신된 신호 강도 정보에 따라서 결정 데이타(246)를 등가화한 것을 포함한다. 당업자는 디코더(266)가 상기 보상 기능을 포함하도록 설계될 수 있다는 것을 알 수 있다. 메트릭 계산 유닛(248)은 메트릭 룩업 테이블(260)에 소프트, 결정 디코딩 메트릭 그룹을 설정하는 어드레스를 발생시키기 위한 어드레싱 매카니즘으로서 작용한다. 각 소프트 결정 메트릭(즉, 스케일된 결정 데이타)과 관계하는 인덱스 데이타 심볼은 메트릭 계산 유닛(248)에 의해 발생된 룩업 테이블 어드레스 부분으로서 사용된다. 소프트 결정 메트릭(250)의 그룹은 결정 데이타(246)가 입력되는 속도와 동일한 속도로 메트릭 계산 유닛(248)에 의해 출력된다. 그러나, 당업자는 메트릭 계산 유닛(248)이 메트릭 룩업 테이블(260)에 대한 버퍼 매카니즘으로서 작용한다는 것을 알 수 있다. 특히, 메트릭 계산 유닛(248)은 소프트 결정 메트릭(250)을 일시적으로 저장하고 필요한 만큼 룩업 테이블(260)에 소프트 결정 메트릭(250)을 출력한다.

메트릭 계산 유닛(248)에 관한 상세한 예의 특정부분을 고려하면, 메트릭 계산 유닛(248)은 64 결정 데이타(246)의 디인터리브된 그룹을 307.2kdata/sec 속도로 수신하는 것이 바람직하다. 메트릭 계산 유닛(248)은 64 결정 데이타(246)의 그룹을 64 소프트 결정 디코딩 메트릭(250)의 그룹으로 변환시킨다. 게다가, 메트릭 산 유닛(248)은 메트릭 룩업 테이블(260)에 64 소프트 결정 디코딩 메트릭의 그룹을 설정하는 인터리버(250')를 발생시킨다. 각 소프트 결정 메트릭과 관계하는 6비트 길이 인덱스 데이타 심볼은 메트릭 계산 유닛(248)에 의해 발생되는 룩업 테이블 어드레스(250')부분으로서 사용된다. 소프트 결정 메트릭(250)의 그룹은 결정 데이타가 입력되는 307.2kmetrics/sec 속도와 동일한 속도로 메트릭 계산 유닛(248)에 의해 출력된다.

소프트 결정 메트릭(250)의 그룹은 메트릭 룩업 테이블(260)에 입력된다. 바람직한 실시예인 메모리를 토대로한 룩업 테이블(250)이 제3도에 도시된다. 룩업 테이블(260)은 메모리부(256) 및 어드레스 버스(252 및 254)를 포함한다. 메트릭 계산 유닛(248)은 각각 관련된 소프트 결정 메트릭(250)에 대한 기록 어드레스(250')를 메트릭 룩업 테이블(260)에 제공한다. 기록 어드레스는 각 소프트 결정 메트릭(250)이 존재하는 것으로부터 소프트 결정 메트릭의 특정 그룹을 식별하는 그룹 어드레스 부 및 특정 소프트 결정 메트릭의 그룹의 특정 소프트 결정 메트릭(250)을 식별하는 옵셋 어드레스부로 구성된다. 엔코더(240)에 의해 원래대로 엔코드된 데이타 비트에 대응하는 그룹 어드레스부는 최대 공산 시쿼스 추정디코더(266)의 특정 시간 상태에 또한 대응한다. 특정 소프트 결정 메트릭과 관계된 인덱스 데이타 심볼에 대응하는 옵셋 어드레스부는 디코더(266)가 다음에 결정하는 최대 공산 디코딩 격자내의 가능 천이에 또한 대응한다. 기록 어드레스(250')의 옵셋 어드레스부 및 그룹 어드레스부는 데이타 버스(252 및 254)상에 각각 배치된다. 다음에, 특정 기록 어드레스(250')와 관계된 각각의 특정 소프트 결정 메트릭(50)은 메모리(256)의 위치내에 저장된다.

메트릭 룩업 테이블(260)에 관한 상세한 예의 특정부분을 고려하면, 메트릭 룩업 테이블(260)은 307.2kmetrics/sec 속도로 소프트 결정 메트릭들(250)의 그룹을 수신하는 것이 바람직하다. 그러나, 상술된 바와 같이, 룩업 테이블은 메트릭 계산 유닛(248)의 버퍼링 매카니즘으로부터 소프트 결정 메트릭들을 필요한 만큼 수신한다. 바람직한 실시예에서, 상기 매카니즘을 토대로한 룩업 테이블(260)이 제3도에 도시되며, 메모리(256)는 64 그룹으로 세그먼트된 랜덤 액세스 메모리(RAM)(256)로 구성된다. 메트릭 계산 유닛(248)은 각각 관련된 소프트 결정 매트릭(250)에 대한 기록 어드레스(250')를 메트릭 룩업 테이블(260)에 제공한다. 기록 어드레스는 각각의 소프트 결정 메트릭(250)이 속하는 64소프트 결정 매트릭의 특정 그룹을 식별하는 그룹 어드레스부 및 64 소프트 결정 메트릭의 특정 그룹의 특정 소프트 결정 메트릭(250)을 식별하는 6비트 길이 옵셋 어드레스부로 구성된다. 2/6 엔코더(206)에 의해 원래대로 엔코드된 2데이타 비트에 대응하는 그룹 어드레스부는 또한 최대 공산 시퀀스 추정 디코더(266)의 특정 시간 상태에 대응한다. 특정 소프트 결정 매트릭과 관계하는 6비트 길이 인덱스 데이타 심볼에 대응하는 6비트 길이 옵셋 어드레스부는 추정된 데이타 비트(268)를 발생하는 동안 디코더(266)가 다음에 결정하는 최대 공산 디코딩 격자내의 가능한 천이에 대응한다. 기록 어드레스(250')의 6비트 길이 옵셋 어드레스부 및 그룹 어드레스부는 데이타 버스(252 및 254)상에 각각 배치된다. 다음에, 특정 기록 어드레스(250')와 관계하는 각각의 특정 소프트 결정 메트릭(250)은 RAM-토대로한 룩업 테이블(256)의 위치내에 저장된다.

소프트 결정 메트릭(250)이 메트릭 룩업 테이블(260)에 저장되기 때문에, 추정된 트래픽 채널 데이타 비트(268)를 발생시키기 위한 최대 공산 디코딩 기술을 사용하는 디코더(266)는 디코딩 동작을 시작한다. 이들 최대 공산 디코딩 기술은 Viterbi 디코딩 알고리즘과 거의 유사한 알고리즘을 이용하므로써 증가된다. 디코더(266)는 최대 공산 시퀀스 추정 디코더(266)의 각 특정 시간 상태에서 가능 천이와 관계하는 소프트 결정 메트릭의 그룹을 이용하여 상기 추정된 데이타 비트를 발생시킨다. 디코더(266)는 판독 어드레스(262)를 룩업 테이블(260)에 제공하여, 특정 소프트 결정 메트릭을 검색한다. 판독 어드레스(262)는 MLSE 디코딩 알고리즘내의 가능 천이에 대응하는 옵셋 어드레스부 및 MLSE 디코더(266)내의 특정 시간 상태에 대응하는 그룹 어드레스부를 포함한다. 판독 어드레스(262)의 옵셋 어드레스부 및 그룹 어드레스부는 어드레스버스(252 및 254)상에 각각 배치된다.

다음에 특정 판독 어드레스(262)와 관계되는 각각의 특정 소프트 결정 메트릭(264)은 메모리(256)의 위치내에서 검색된다. 상기 추정된 데이타 비트(268)는 소프트 결정 데이타(264)가 디코더(266)에 검색되는 속도와 관계되는 속도로 발생되고 소프트 결정 메트릭(264) 그룹당 발생된 추정된 데이타 비트(268)수가 검색되는 속도와 관계되는 속도로 발생된다.

디코더(266)에 관한 상세한 예의 특정 부분을 고려하면, 디코더(266)는 최대 공간 디코딩 기술을 사용하여 추정된 트래픽 채널 데이타 비트(268)를 발생시킨다. 이들 최대 공산 디코딩 기술은 Viterbi 디코딩 알고리즘과 거의 유사한 알고리즘을 사용함으로써 증가된다. 디코더(266)는 트래픽 채널 데이타 비트(202)를 앤코드하기 위하여 원래 사용된 엔코더(204)와 관계되는 2/6 컨볼루션 디코더이다. 디코더(266)는 최대 공산 시퀀스 추정 디코더(266)의 각 특정 시간 상태에서 64 가능 천이와 관계되는 64 소프트 결정 메트릭 그룹을 이용하여, 디코더(266)로 검색된 64 소프트 결정 메트릭의 그룹당 두개의 추정된 데이타 비트(268)를 발생시킨다. 디코더(266)는 판독 어드레스(26)를 룩업 테이블(260)에 제공하여 특정 소프트 결정 메트릭을 검색한다. 판독 어드레스(262)는 MLSE 디코딩 알고리즘내에서 가능 64 천이중 하나의 천이에 대응하는 6비트 길이 옵셋 어드레스부 및 MLSE 디코더(266)내의 특정 시간 상태에 대응하는 그룹 어드레스부를 포함한다. 판독 어드레스(262)와 6비트 길이 옵셋 어드레스부 및 그룹 어드레스부는 데이타 버스(252 및 254)상에 각각 배치된다. 다음에, 특정 판독 어드레스(262)와 관계되는 각 특정 소프트 결정 메트릭(264)은 메모리(256)의 위치내에서 검색된다. 추정된 데이타 비트(268)는 소프트 결정 데이타(264)가 디코더(266)로 검색되는 속도와 관계되는 속도와 검색된 소프트 결정 메트릭(264)의 그룹당 발생된 추정 데이타 비트(268)의 수로 발생된다. 만일 소프트 결정 데이타(264)가 307.2kmetrics/sec 속도로 디코더(266)로 검색되는 두개의 추정된 데이타 비트가 64 메트릭들 입력당 발생되면, 추정된 데이타 비트는 9600 추정된 bits/sec와 동일한 64 메트릭들당 2비트×307.2kmetrics/sec 속도로 발생된다.

비록 본 발명이 특정 실시예에 대해서만 서술하였을 지라도, 청구범위에 청구된 바와 같은 본 발명의 원리를 벗어남이 없이 본 발명의 수정 및 변경이 이루어질 수 있다는 것을 당업자는 알 수 있을 것이다. 예를 들어, 상술된 통신 시스템의 복조기, 안테나 및 복조기는 무선 통신 채널을 거쳐 전송된 CDMA 스프레드 스펙트럼 신호를 가리킨다. 그러나, 당업자는 서술되고 청구된 엔코딩 및 디코딩 기술이 TDMA 및 CDMA를 토대로한 시스템과 같은 다른 여러가지 전송 CDMA를 토대로한 시스템과 같은 다른 여러가지 전송 시스템이 활용될 수 있다는 것을 알 수 있다. 게다가, 통신 채널은 전자 데이타 버스, 와이어라인, 광학 섬유 링크 또는 그의 다른 여러가지 통신 채널이 사용될 수 있다.

Claims (10)

1. 신호의 입력 데이타 비트(202)를 데이타 심볼(206)로 엔코딩하기 위한 엔코딩 수단(204) 및 상기 엔코딩 수단(204)에 동작적으로 연결되어 상기 데이타 심볼(206)을 변환시키는 변환수단(208,212)을 갖는 신호 엔코더(200)를 구비하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치로서, 상기 데이타 심볼은 엔코딩 알고리즘에 따라서 엔코드되고, 상기 엔코딩 알고리즘은 최대 공산 디코딩에 따라서 데이타 신호 비트로 디코드되는 데이타 심볼을 발생시키는 상기 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치에 있어서, (a) 상기 엔코딩 수단(204)은 상기 데이타 심볼(206)을 그룹화하는 수단을 구비하며, (b) 상기 엔코딩 알고리즘은 직교 코딩에 사용하기 위하여 최적화된 가중 스펙트럼을 갖는 적어도 하나의 발생기 함수를 포함하고, (c) 상기 변환 수단(208,212)은 (i) 소정 블럭 크기내에서 데이타 심볼의 그룹을 그룹화함으로써 인터리빙(208)한 다음에, 인터리브된 데이타 심볼(210)의 각 그룹으로부터 직교 코드(214)를 유도하는 것과 (212) (ⅱ) 데이타 심볼(206)의 각 그룹으로부터 직교 코드를 유도한(212) 다음에, 소정 블럭 크기내에서 각 직교 코드를 직교 코딩하므로써 인터리빙(208)하는 것을 반드시 포함하는 상기 데이타 심볼 그룹으로부터 선택된 알고리즘에 따라서 상기 데이타 심볼(206) 그룹을 변화시키는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 엔코딩 알고리즘은 575, 555, 434, 414, 161, 141, 020, 1372, 1332, 1070, 1030, 342, 302 및 040으로 구성되는 8면체 형태의 같은 발생기 함수 그룹으로부터 선택된 적어도 하나의 발생기 함수를 갖는 컨볼루션 코딩 알고리즘을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.
3. 제2항에 있어서, 상기 엔코딩 알고리즘은;

   (a) gl(x)=555, g2(x)=434, g3(x)=141, g4(x)=1332,

   g5(x)=1070, 및 g6(x)=302;

   (b) g1(x)=575, g2(x)=414, g3(x)=020, g4(x)=1372,

   g5(x)=1030, 및 g6(x)=040; 및

   (c) g1(x)=424, g2(x)=161, g3(x)=141, g4(x)=1070,

   g5(x)=342, 및 g6(x)=302.로 구성되는 8면체 형태와 같은 발생기 함수g(k)세트의 그룹으로부터 선택된 6발생기 함수 세트를 갖는턴블루션 코딩 알고리즘을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.
4. 제1항에 있어서, 신호 엔코더(200)에 동작적으로 연결되어 통신 채널을 거쳐서 데이타 심볼(214)의 상기 변환된 그룹을 전송하는 신호 전송 수단(216)을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.
5. 제4항에 있어서, 상기 신호 전송 수단(216)은 데이타 심볼(214)의 상기 변환된 그룹을 상기 통신 체널(220)을 거쳐 전송하기 앞서 스프레딩 코드로 스프레딩하므로써 데이타 심볼(214)의 상기 변환된 그룹을 상기 통신 채널(220)을 거쳐 전송할 수 있도록 준비하는 수단(217)을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.
6. 제4항에 있어서, (a) 상기 통신 채널(220)을 거쳐 수신된 신호를 데이타 샘플들(228,229)로 샘플링하는 신호 수신 수단(222)과, (b) 상기 신호 수신 수단(222)에 동작적으로 결합되는 신호 디코더(230)로서, (i) 수신된 데이타 샘플(228,229)를 그룹화하는 그룹화 수단(232-240)과, (ⅱ) (1) 하나의 인덱스 데이타 심볼이 각 소프트 결정 메트릭과 관계되도록 데이타 샘플들(228,229)의 각 그룹에 대해 다수의 소프트 결정 유사 메트릭과 인덱스 데이타 심볼들을 발생시킨 (232-240) 다음 소정 크기의 블럭내에서 소프트 결정 메트릭(242)의 각 그룹을 그룹화하므로써 디인터리빙(244)하는 것과, (2) 하나의 인덱스 데이타 심볼이 각 소프트 결정 메트릭과 관계되도록 소정 크기의 블럭내에서 데이타 샘플들(228,229)의 각 그룹을 그룹화하므로써 디인터리빙(224)과 다음에 데이타 샘플들의 각 디인터리빙된 그룹에 대해 다수의 소프트 결정 유사 메트릭과, 인덱스 데이타 심볼들을 발생시키는(232-240) 것으로 반드시 구성되는 상기 데이타 샘플 그룹에서 선택된 알고리즘에 따라 상기 데이타 샘플 그룹들을 변환하도록 상기 그룹화 수단(232-240)에 동작적으로 결합된 변환 수단(232-244)으로서, 각 소프트 결정 메트릭은 특정 데이타 샘플 그룹이 상호 직교 코드 세트내의 특정 직교 코드와 거의 유사하다는 신뢰도 측정에 대응하는 상기 변환 수단(232-244); 및 (ⅲ) 상기 소프트 결정 메트릭(250) 및 이와 관계된 인덱스 데이타 심볼들(250')로부터 적어도 하나의 추정 데이타 비트(268)를 유도하는 최대 공산 디코딩 기술을 이용하여 상기 적어도 하나의 추정 데이타 비트(268)를 발생하도록 상기 변환 수단(232-244)에 동작적으로 결합된 디코딩 수단(266)을 구비하는 상기 신호 디코더(230)를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.
7. 제6항에 있어서, 상기 신호 디코더(230) 변환 수단(232-244)의 소정 블럭 크기는 데이타 샘플(228,229)의 각 그룹에 대해 발생된 소프트 결정 메트릭(242)의 수와, 데이타 샘플(228,229)의 각 그룹의 데이타 샘플수 및 수신된 신호 전송 블럭으로부터 샘플될 수 있는 최대 데이타 샘플수로부터 유도되는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.
8. 제6항에 있어서, 상기 신호 수신 수단은 상기 수신된 신호를 스프레딩 코드로 디스프레딩하여 데이타 샘플(228,229)을 유도하는 수단(226)을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.
9. 제6항에 있어서, 상기 신호 디코더(230) 데이타 샘플 변환 수단(232-244)은 데이타 샘플(228,229)의 그룹에 대해 Hadamard 변환 행렬 알고리즘을 활용하므로써 소프트 결정 유사 메트릭스를 발생시키는 수단(232-240)을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.
10. 제6항에 있어서, 상기 신호 디코더(230) 디코딩 수단(266)은 Viterbi 디코딩 알고리즘과 거의 유사한 최대 공산 디코딩 기술을 활용하므로써 적어도 하나의 추정된 데이타 비트(268)를 발생시키는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 시스템에서 직교 코딩을 이용하기 위한 장치.