JPH08317647A - 部分共振コンバータ回路の駆動回路 - Google Patents
部分共振コンバータ回路の駆動回路Info
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- JPH08317647A JPH08317647A JP7118740A JP11874095A JPH08317647A JP H08317647 A JPH08317647 A JP H08317647A JP 7118740 A JP7118740 A JP 7118740A JP 11874095 A JP11874095 A JP 11874095A JP H08317647 A JPH08317647 A JP H08317647A
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- circuit
- signal
- control signal
- outputs
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 電源の入力電圧の変動に影響されず、スイッ
チング効率を高めることのできる部分共振コンバータ回
路の駆動回路を提供する。 【構成】 二個のスイッチング素子（以下、スイッチ）
Ｓ１，Ｓ２を同期させて動作する部分共振コンバータ回
路の駆動回路であって、定電圧素子Ｑ１を含み、スイッ
チＳ１，Ｓ２の動作を制御するための第一及び第二制御
信号を生成する制御信号生成回路と、制御信号生成回路
によって生成される第一及び第二制御信号をそれぞれ同
一の基準信号波との比較結果に基づいて、パルス幅の異
なる第一及び第二同期パルス信号をスイッチＳ１，Ｓ２
に対してそれぞれ出力するパルス出力回路と、を備え、
パルス出力回路は、主スイッチＳ２に対して第一同期パ
ルス信号を出力するとともに、スイッチＳ１に対して第
二同期パルス信号を出力するように構成する。
チング効率を高めることのできる部分共振コンバータ回
路の駆動回路を提供する。 【構成】 二個のスイッチング素子（以下、スイッチ）
Ｓ１，Ｓ２を同期させて動作する部分共振コンバータ回
路の駆動回路であって、定電圧素子Ｑ１を含み、スイッ
チＳ１，Ｓ２の動作を制御するための第一及び第二制御
信号を生成する制御信号生成回路と、制御信号生成回路
によって生成される第一及び第二制御信号をそれぞれ同
一の基準信号波との比較結果に基づいて、パルス幅の異
なる第一及び第二同期パルス信号をスイッチＳ１，Ｓ２
に対してそれぞれ出力するパルス出力回路と、を備え、
パルス出力回路は、主スイッチＳ２に対して第一同期パ
ルス信号を出力するとともに、スイッチＳ１に対して第
二同期パルス信号を出力するように構成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、二個のスイッチング素
子を同期させて使用する部分共振コンバータ回路の駆動
回路に関する。
子を同期させて使用する部分共振コンバータ回路の駆動
回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の部分共振コンバータ回路
の駆動回路として、図３に示す電源回路１に適用したも
のが知られている。図３において、電源回路１は、大別
して、部分共振コンバータ回路２と、駆動回路３とから
構成されている。
の駆動回路として、図３に示す電源回路１に適用したも
のが知られている。図３において、電源回路１は、大別
して、部分共振コンバータ回路２と、駆動回路３とから
構成されている。
【０００３】部分共振コンバータ回路２は、コンデンサ
Ｃ１〜Ｃ４、ダイオードＤ１〜Ｄ３、トランスＴ、スイ
ッチＳ１，Ｓ２から構成され、駆動回路３は、出力制御
回路１０、比較器１１，１２、インバータ１３、絶縁回
路１４、三角波発振器１５、発光側フォトカプラＰａ、
受光側フォトカプラＰｂ、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成され
ている。なお、スイッチＳ１，Ｓ２は、一方向のみに導
通する半導体スイッチであり、一例としてＭＯＳトラン
ジスタにより構成されている。また、Ｖin1 ，Ｖin2 は
入力端子、Ｖout1，Ｖout2は出力端子であり、Ｖcon1，
Ｖcon2は駆動回路３の電源端子である。
Ｃ１〜Ｃ４、ダイオードＤ１〜Ｄ３、トランスＴ、スイ
ッチＳ１，Ｓ２から構成され、駆動回路３は、出力制御
回路１０、比較器１１，１２、インバータ１３、絶縁回
路１４、三角波発振器１５、発光側フォトカプラＰａ、
受光側フォトカプラＰｂ、抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成され
ている。なお、スイッチＳ１，Ｓ２は、一方向のみに導
通する半導体スイッチであり、一例としてＭＯＳトラン
ジスタにより構成されている。また、Ｖin1 ，Ｖin2 は
入力端子、Ｖout1，Ｖout2は出力端子であり、Ｖcon1，
Ｖcon2は駆動回路３の電源端子である。
【０００４】以上の構成において、出力制御回路１０か
らの出力信号は、発光側フォトカプラＰａにより受光側
フォトカプラＰｂに伝達され、受光側フォトカプラＰｂ
のインピーダンスを変化させる。すると、受光側フォト
カプラＰｂ及び抵抗Ｒ２の接続点の電圧Ｖ１と、抵抗Ｒ
２及び抵抗Ｒ１の接続点の電圧Ｖ２とを変化させる。そ
して、これらの電圧Ｖ１，Ｖ２を三角波発振器１５の出
力電圧Ｖ３と比較することにより、比較器１１，１２か
ら出力される出力パルスＰ１，Ｐ２のパルス幅を制御し
ている。この場合、Ｖ１＞Ｖ２の関係が常に保たれてい
るので、出力パルスＰ１，Ｐ２のオン時間をＴON１，Ｔ
ON２（図４参照）とすると、ＴON１＜ＴON２の関係は常
に保たれることになる。
らの出力信号は、発光側フォトカプラＰａにより受光側
フォトカプラＰｂに伝達され、受光側フォトカプラＰｂ
のインピーダンスを変化させる。すると、受光側フォト
カプラＰｂ及び抵抗Ｒ２の接続点の電圧Ｖ１と、抵抗Ｒ
２及び抵抗Ｒ１の接続点の電圧Ｖ２とを変化させる。そ
して、これらの電圧Ｖ１，Ｖ２を三角波発振器１５の出
力電圧Ｖ３と比較することにより、比較器１１，１２か
ら出力される出力パルスＰ１，Ｐ２のパルス幅を制御し
ている。この場合、Ｖ１＞Ｖ２の関係が常に保たれてい
るので、出力パルスＰ１，Ｐ２のオン時間をＴON１，Ｔ
ON２（図４参照）とすると、ＴON１＜ＴON２の関係は常
に保たれることになる。
【０００５】パルスＰ１よりスイッチＳ２のゲートを駆
動し、パルスＰ２をインバータ１３で反転させたパルス
Ｐ３により絶縁回路１４を経由してスイッチＳ１を駆動
する。ここで、図４に示すように、パルスＰ１がオンす
る時間をｔ１、パルスＰ１がオフする時間をｔ２、パル
スＰ３が関する時間をｔ３、パルスＰ３がオフする時間
をｔ４とし、時間ｔ２〜ｔ３、時間ｔ４〜ｔ１の期間を
デットタイムＴD （Ｖ１−Ｖ２の期間）とし、これを抵
抗Ｒ１，Ｒ２の比で決定する。
動し、パルスＰ２をインバータ１３で反転させたパルス
Ｐ３により絶縁回路１４を経由してスイッチＳ１を駆動
する。ここで、図４に示すように、パルスＰ１がオンす
る時間をｔ１、パルスＰ１がオフする時間をｔ２、パル
スＰ３が関する時間をｔ３、パルスＰ３がオフする時間
をｔ４とし、時間ｔ２〜ｔ３、時間ｔ４〜ｔ１の期間を
デットタイムＴD （Ｖ１−Ｖ２の期間）とし、これを抵
抗Ｒ１，Ｒ２の比で決定する。
【０００６】ｔ１〜ｔ２期間は、スイッチＳ２がオン、
スイッチＳ１がオフとなり、コンデンサＣ１→トランス
Ｔの一次巻線側→スイッチＳ２→コンデンサＣ１の経路
で電流が流れ、トランスＴに励磁エネルギーが蓄えられ
る。ｔ２〜ｔ３期間は、スイッチＳ２がオフ、スイッチ
Ｓ１がオフとなり、コンデンサＣ１→トランスＴの一次
巻線側→共振用コンデンサＣ３→コンデンサＣ１の経路
で電流が流れ、トランスＴと共振用コンデンサＣ３との
共振周波数で、共振用コンデンサＣ３の電圧をクランプ
用コンデンサＣ２の電圧まで充電する。
スイッチＳ１がオフとなり、コンデンサＣ１→トランス
Ｔの一次巻線側→スイッチＳ２→コンデンサＣ１の経路
で電流が流れ、トランスＴに励磁エネルギーが蓄えられ
る。ｔ２〜ｔ３期間は、スイッチＳ２がオフ、スイッチ
Ｓ１がオフとなり、コンデンサＣ１→トランスＴの一次
巻線側→共振用コンデンサＣ３→コンデンサＣ１の経路
で電流が流れ、トランスＴと共振用コンデンサＣ３との
共振周波数で、共振用コンデンサＣ３の電圧をクランプ
用コンデンサＣ２の電圧まで充電する。
【０００７】ｔ３〜ｔ４期間は、スイッチＳ２がオフ、
スイッチＳ１がオンとなり、トランスＴの励磁エネルギ
ーをトランスＴの一次巻線側→ダイオードＤ１→クラン
プ用コンデンサＣ２→トランスＴの一次巻線側の経路で
放出するとともに、トランスＴの二次巻線側→ダイオー
ドＤ３→コンデンサＣ４→トランスＴの二次巻線側の経
路で電流が流れて出力が行われる。そして、クランプ用
コンデンサＣ２にエネルギー（電荷）が蓄えられると、
クランプ用コンデンサＣ２→スイッチＳ１→トランスＴ
の一次巻き線側→クランプ用コンデンサＣ２の経路で電
流が流れ、トランスＴを逆励磁する。
スイッチＳ１がオンとなり、トランスＴの励磁エネルギ
ーをトランスＴの一次巻線側→ダイオードＤ１→クラン
プ用コンデンサＣ２→トランスＴの一次巻線側の経路で
放出するとともに、トランスＴの二次巻線側→ダイオー
ドＤ３→コンデンサＣ４→トランスＴの二次巻線側の経
路で電流が流れて出力が行われる。そして、クランプ用
コンデンサＣ２にエネルギー（電荷）が蓄えられると、
クランプ用コンデンサＣ２→スイッチＳ１→トランスＴ
の一次巻き線側→クランプ用コンデンサＣ２の経路で電
流が流れ、トランスＴを逆励磁する。
【０００８】ｔ４〜ｔ１期間は、スイッチＳ２がオン、
スイッチＳ１がオフとなり、トランスＴの逆励磁エネル
ギーにより、トランスＴの一次巻線側→コンデンサＣ１
→共振用コンデンサＣ３→トランスＴの一次巻き線側の
経路で電流が流れ、トランスＴと共振用コンデンサＣ３
との共振周波数に基づいて共振用コンデンサＣ３内の電
荷が放電される。さらに、励磁エネルギーをトランスＴ
の一次巻き線側→コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→ト
ランスＴの一次巻き線側を経由して入力側に回生する。
スイッチＳ１がオフとなり、トランスＴの逆励磁エネル
ギーにより、トランスＴの一次巻線側→コンデンサＣ１
→共振用コンデンサＣ３→トランスＴの一次巻き線側の
経路で電流が流れ、トランスＴと共振用コンデンサＣ３
との共振周波数に基づいて共振用コンデンサＣ３内の電
荷が放電される。さらに、励磁エネルギーをトランスＴ
の一次巻き線側→コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→ト
ランスＴの一次巻き線側を経由して入力側に回生する。
【０００９】以上のように、スイッチＳ２がオフ、スイ
ッチＳ１がオフとなるデットタイムＴD を最適なものと
することにより、スイッチＳ２がオフしてから、トラン
スＴと共振用コンデンサＣ３との共振周波数によりスイ
ッチＳ２にかかる電圧で共振用コンデンサＣ３に充電し
てスイッチＳ２がオンする前に、共振用コンデンサＣ３
の電圧を放電させ、スイッチＳ２の電圧と電流との度重
なるスイッチング損失を無くしてスイッチング効率を高
めていた。
ッチＳ１がオフとなるデットタイムＴD を最適なものと
することにより、スイッチＳ２がオフしてから、トラン
スＴと共振用コンデンサＣ３との共振周波数によりスイ
ッチＳ２にかかる電圧で共振用コンデンサＣ３に充電し
てスイッチＳ２がオンする前に、共振用コンデンサＣ３
の電圧を放電させ、スイッチＳ２の電圧と電流との度重
なるスイッチング損失を無くしてスイッチング効率を高
めていた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述の
部分共振コンバータ回路の駆動回路を含む電源回路１に
あっては、トランスＴと共振用コンデンサＣ３とによっ
て決定される共振周波数に基づいて、最適なデットタイ
ムＴD を設定するという構成となっていたため、以下に
述べるような問題点があった。
部分共振コンバータ回路の駆動回路を含む電源回路１に
あっては、トランスＴと共振用コンデンサＣ３とによっ
て決定される共振周波数に基づいて、最適なデットタイ
ムＴD を設定するという構成となっていたため、以下に
述べるような問題点があった。
【００１１】すなわち、デットタイムＴD は、トランス
Ｔと共振用コンデンサＣ３とによって決定される共振周
波数に基づいて一義的に設定されるべきものであるが、
このデットタイムＴD は、制御電圧Ｖ１の絶対値に比例
して変化するため、例えば、電源回路１に対する入力電
圧が変動した場合等には、予め最適な値に設定されてい
たデットタイムＴD を維持することができず、スイッチ
ング効率が低下するという問題点があった。
Ｔと共振用コンデンサＣ３とによって決定される共振周
波数に基づいて一義的に設定されるべきものであるが、
このデットタイムＴD は、制御電圧Ｖ１の絶対値に比例
して変化するため、例えば、電源回路１に対する入力電
圧が変動した場合等には、予め最適な値に設定されてい
たデットタイムＴD を維持することができず、スイッチ
ング効率が低下するという問題点があった。
【００１２】本発明の課題は、上記問題点を解消し、電
源の入力電圧の変動に影響されず、スイッチング効率を
高めることのできる部分共振コンバータ回路の駆動回路
を提供することにある。
源の入力電圧の変動に影響されず、スイッチング効率を
高めることのできる部分共振コンバータ回路の駆動回路
を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決する発明
の構成は、例えば、ＭＯＳトランジスタ等により構成さ
れる二個のスイッチング素子を同期させてオン・オフす
ることにより動作する部分共振コンバータ回路の駆動回
路であって、例えば、単体のバイポーラトランジスタ
や、ＰＮＰトランジスタ及びダイオードを用いた複合素
子等から構成される定電圧素子を含み、前記スイッチン
グ素子のスイッチング動作を制御するための第一制御信
号及び第二制御信号を生成する制御信号生成回路と、前
記制御信号生成回路によって生成される第一制御信号及
び第二制御信号をそれぞれ同一の基準信号波との比較結
果に基づいて、パルス幅の異なる第一同期パルス信号及
び第二同期パルス信号を前記スイッチング素子に対して
それぞれ出力するパルス出力回路と、を備える。前記パ
ルス出力回路は、前記スイッチング素子の主スイッチ側
となるいずれか一方のスイッチング素子に対して第一同
期パルス信号を出力するとともに、他方のスイッチング
素子に対して第二同期パルス信号を出力するように構成
している。
の構成は、例えば、ＭＯＳトランジスタ等により構成さ
れる二個のスイッチング素子を同期させてオン・オフす
ることにより動作する部分共振コンバータ回路の駆動回
路であって、例えば、単体のバイポーラトランジスタ
や、ＰＮＰトランジスタ及びダイオードを用いた複合素
子等から構成される定電圧素子を含み、前記スイッチン
グ素子のスイッチング動作を制御するための第一制御信
号及び第二制御信号を生成する制御信号生成回路と、前
記制御信号生成回路によって生成される第一制御信号及
び第二制御信号をそれぞれ同一の基準信号波との比較結
果に基づいて、パルス幅の異なる第一同期パルス信号及
び第二同期パルス信号を前記スイッチング素子に対して
それぞれ出力するパルス出力回路と、を備える。前記パ
ルス出力回路は、前記スイッチング素子の主スイッチ側
となるいずれか一方のスイッチング素子に対して第一同
期パルス信号を出力するとともに、他方のスイッチング
素子に対して第二同期パルス信号を出力するように構成
している。
【００１４】
【作用】パルス出力回路から出力される第一同期パルス
信号及び第二パルス信号を制御するための直流電流電圧
である第一制御信号及び第二制御信号の差分電圧は、定
電圧素子であるバイポーラトランジスタの飽和電圧で一
定となることから、デットタイムＴD は常に一定とな
り、最適なデットタイムＴD を維持することができる。
すなわち、電源の入力電圧等が変化しても、デットタイ
ムＴD を常に一定とすることができ、電源の入力電圧等
の変動に依存しない一定のデットタイムＴDを設定する
ことができる。
信号及び第二パルス信号を制御するための直流電流電圧
である第一制御信号及び第二制御信号の差分電圧は、定
電圧素子であるバイポーラトランジスタの飽和電圧で一
定となることから、デットタイムＴD は常に一定とな
り、最適なデットタイムＴD を維持することができる。
すなわち、電源の入力電圧等が変化しても、デットタイ
ムＴD を常に一定とすることができ、電源の入力電圧等
の変動に依存しない一定のデットタイムＴDを設定する
ことができる。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の好適な一実施例を図面を参照
して説明する。図１は、本実施例における部分共振コン
バータ回路の駆動回路を電源回路１に適用した例を示す
回路図である。なお、図１において、図３に示す従来例
と同一要素には同一の符号を付している。
して説明する。図１は、本実施例における部分共振コン
バータ回路の駆動回路を電源回路１に適用した例を示す
回路図である。なお、図１において、図３に示す従来例
と同一要素には同一の符号を付している。
【００１６】本実施例の電源回路１は、図１に示すよう
に、大別して、部分共振コンバータ回路２と、駆動回路
３とから構成されており、特に、駆動回路３は、制御信
号生成回路及びパルス信号出力回路の機能を有してい
る。部分共振コンバータ回路２は、前述の従来例と同一
構成となっており、コンデンサＣ１〜Ｃ４、ダイオード
Ｄ１〜Ｄ３、トランスＴ、スイッチＳ１，Ｓ２（例え
ば、ＭＯＳトランジスタ等）から構成され、駆動回路３
は、出力制御回路１０、比較器１１，１２、インバータ
１３、絶縁回路１４、三角波発振器１５、発光側フォト
カプラＰａ、受光側フォトカプラＰｂ、定電圧素子であ
るバイポーラトランジスタＱ１、抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４
から構成されている。Ｖin1 ，Ｖin2 は、入力端子、Ｖ
out1，Ｖout2は、出力端子であり、Ｖcon1，Ｖcon2は、
駆動回路３の電源端子である。
に、大別して、部分共振コンバータ回路２と、駆動回路
３とから構成されており、特に、駆動回路３は、制御信
号生成回路及びパルス信号出力回路の機能を有してい
る。部分共振コンバータ回路２は、前述の従来例と同一
構成となっており、コンデンサＣ１〜Ｃ４、ダイオード
Ｄ１〜Ｄ３、トランスＴ、スイッチＳ１，Ｓ２（例え
ば、ＭＯＳトランジスタ等）から構成され、駆動回路３
は、出力制御回路１０、比較器１１，１２、インバータ
１３、絶縁回路１４、三角波発振器１５、発光側フォト
カプラＰａ、受光側フォトカプラＰｂ、定電圧素子であ
るバイポーラトランジスタＱ１、抵抗Ｒ１，Ｒ３，Ｒ４
から構成されている。Ｖin1 ，Ｖin2 は、入力端子、Ｖ
out1，Ｖout2は、出力端子であり、Ｖcon1，Ｖcon2は、
駆動回路３の電源端子である。
【００１７】駆動回路３において、電源端子Ｖcon1，Ｖ
con2間には、受光側フォトカプラＰｂ、バイポーラトラ
ンジスタＱ１、抵抗Ｒ１を直列接続している。さらに、
抵抗Ｒ３をトランジスタＱ１のベース−エミッタ間に接
続するとともに、抵抗Ｒ４を電源端子Ｖcon1及びトラン
ジスタＱ１のベース間に接続している。この抵抗Ｒ３
は、ノイズ等を抑圧して安定動作させるためのものであ
る。
con2間には、受光側フォトカプラＰｂ、バイポーラトラ
ンジスタＱ１、抵抗Ｒ１を直列接続している。さらに、
抵抗Ｒ３をトランジスタＱ１のベース−エミッタ間に接
続するとともに、抵抗Ｒ４を電源端子Ｖcon1及びトラン
ジスタＱ１のベース間に接続している。この抵抗Ｒ３
は、ノイズ等を抑圧して安定動作させるためのものであ
る。
【００１８】そして、受光側フォトカプラＰｂ及びバイ
ポーラトランジスタＱ１（コレクタ側）の接続点を比較
器１１の一方入力端に接続するとともに、バイポーラト
ランジスタＱ１（エミッタ側）及び抵抗Ｒ１の接続点を
比較器１２の一方入力端に接続し、これら比較器１１，
１２の他方入力端には、三角波発振器１５の出力端をそ
れぞれ接続している。さらに、比較器１１の出力端は、
主スイッチＳ２となるＭＯＳトランジスタのゲートに接
続しており、比較器１２の出力端は、インバータ１３及
び絶縁回路１４を介してＳ１となるＭＯＳトランジスタ
のゲートに接続している。
ポーラトランジスタＱ１（コレクタ側）の接続点を比較
器１１の一方入力端に接続するとともに、バイポーラト
ランジスタＱ１（エミッタ側）及び抵抗Ｒ１の接続点を
比較器１２の一方入力端に接続し、これら比較器１１，
１２の他方入力端には、三角波発振器１５の出力端をそ
れぞれ接続している。さらに、比較器１１の出力端は、
主スイッチＳ２となるＭＯＳトランジスタのゲートに接
続しており、比較器１２の出力端は、インバータ１３及
び絶縁回路１４を介してＳ１となるＭＯＳトランジスタ
のゲートに接続している。
【００１９】次に、本実施例の動作を図１及び図２に基
づいて説明する。図２は、本実施例の動作例を説明する
ための制御シーケンス図である。トランジスタＱ１は電
源端子Ｖcon1，Ｖcon2から供給される電源電圧により駆
動され、飽和状態にて動作させるものとし、この場合の
トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧を
ＶCEとする。
づいて説明する。図２は、本実施例の動作例を説明する
ための制御シーケンス図である。トランジスタＱ１は電
源端子Ｖcon1，Ｖcon2から供給される電源電圧により駆
動され、飽和状態にて動作させるものとし、この場合の
トランジスタＱ１のコレクタ−エミッタ間の飽和電圧を
ＶCEとする。
【００２０】まず、出力制御回路１０の出力信号は、発
光側フォトカプラＰａにより受光用フォトカプラＰｂに
伝達され、受光側フォトカプラＰｂのインピーダンスを
変化させる。すると、受光側フォトカプラＰｂ及びトラ
ンジスタＱ１（コレクタ側）の接続点の電圧Ｖ１（第一
制御信号）と、トランジスタＱ１（エミッタ側）及び抵
抗Ｒ１の接続点の電圧Ｖ２（第二制御信号）とを変化さ
せる。そして、これらの電圧Ｖ１，Ｖ２を三角波発振器
１５の出力電圧Ｖ３（基準信号波）と比較することによ
り、比較器１１，１２から出力される出力パルスＰ１
（第一同期パルス信号），Ｐ２（同期パルス元信号）の
パルス幅を制御している。
光側フォトカプラＰａにより受光用フォトカプラＰｂに
伝達され、受光側フォトカプラＰｂのインピーダンスを
変化させる。すると、受光側フォトカプラＰｂ及びトラ
ンジスタＱ１（コレクタ側）の接続点の電圧Ｖ１（第一
制御信号）と、トランジスタＱ１（エミッタ側）及び抵
抗Ｒ１の接続点の電圧Ｖ２（第二制御信号）とを変化さ
せる。そして、これらの電圧Ｖ１，Ｖ２を三角波発振器
１５の出力電圧Ｖ３（基準信号波）と比較することによ
り、比較器１１，１２から出力される出力パルスＰ１
（第一同期パルス信号），Ｐ２（同期パルス元信号）の
パルス幅を制御している。
【００２１】すなわち、パルスＰ１により主スイッチＳ
２であるＭＯＳトランジスタのゲートが駆動され、パル
スＰ２をインバータ１３により反転させたパルスＰ３
（第二同期パルス信号）により絶縁回路１４を介してス
イッチＳ１であるＭＯＳトランジスタのゲートが駆動さ
れる。ここで、前述の受光側フォトカプラＰｂのインピ
ーダンスが変化してトランジスタＱ１に流れる電流が変
化しても飽和電圧ＶCEは一定であり、Ｖ１＝Ｖ２＋ＶCE
＞Ｖ２＝Ｖ１−ＶCEの関係は常に保たれる。したがっ
て、出力パルスＰ１，Ｐ２のオン時間をＴON１，ＴON２
とすると、ＴON１＝ＴON２−２ＴD ＜ＴON２＝ＴON１＋
２ＴD の関係は常に保たれることになる。（但し、デッ
トタイムＴD は、主スイッチＳ２及びスイッチＳ１がオ
フしている時間）これによって、各時間におけるスイッ
チング動作は、図３に示す従来例と同様となる。
２であるＭＯＳトランジスタのゲートが駆動され、パル
スＰ２をインバータ１３により反転させたパルスＰ３
（第二同期パルス信号）により絶縁回路１４を介してス
イッチＳ１であるＭＯＳトランジスタのゲートが駆動さ
れる。ここで、前述の受光側フォトカプラＰｂのインピ
ーダンスが変化してトランジスタＱ１に流れる電流が変
化しても飽和電圧ＶCEは一定であり、Ｖ１＝Ｖ２＋ＶCE
＞Ｖ２＝Ｖ１−ＶCEの関係は常に保たれる。したがっ
て、出力パルスＰ１，Ｐ２のオン時間をＴON１，ＴON２
とすると、ＴON１＝ＴON２−２ＴD ＜ＴON２＝ＴON１＋
２ＴD の関係は常に保たれることになる。（但し、デッ
トタイムＴD は、主スイッチＳ２及びスイッチＳ１がオ
フしている時間）これによって、各時間におけるスイッ
チング動作は、図３に示す従来例と同様となる。
【００２２】以上説明したように、本実施例では、パル
スＰ１及びパルスＰ２（パルスＰ３）を制御する直流電
流電圧Ｖ１及びＶ２の差分電圧は、トランジスタＱ１の
飽和電圧ＶCEで一定となるため、Ｖ１−Ｖ２＝ＶCEとな
り、デットタイムＴD （Ｖ１−Ｖ２の期間）は常に一定
となって最適なデットタイムＴD を維持することができ
る。したがって、電源の入力電圧等が変化しても、デッ
トタイムＴD を常に一定とすることができるため、スイ
ッチング効率を最大限に維持することができる。
スＰ１及びパルスＰ２（パルスＰ３）を制御する直流電
流電圧Ｖ１及びＶ２の差分電圧は、トランジスタＱ１の
飽和電圧ＶCEで一定となるため、Ｖ１−Ｖ２＝ＶCEとな
り、デットタイムＴD （Ｖ１−Ｖ２の期間）は常に一定
となって最適なデットタイムＴD を維持することができ
る。したがって、電源の入力電圧等が変化しても、デッ
トタイムＴD を常に一定とすることができるため、スイ
ッチング効率を最大限に維持することができる。
【００２３】なお、上記実施例において、定電圧素子と
して、バイポーラトランジスタＱ１を用いた場合を例に
採り説明したが、バイポーラトランジスタの代わりに、
例えば、ＰＮＰ型トランジスタやダイオード等を接続し
たものを用いてデットタイムＴD を一定に維持するよう
に構成しても構わない。
して、バイポーラトランジスタＱ１を用いた場合を例に
採り説明したが、バイポーラトランジスタの代わりに、
例えば、ＰＮＰ型トランジスタやダイオード等を接続し
たものを用いてデットタイムＴD を一定に維持するよう
に構成しても構わない。
【００２４】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
によれば、電源の入力電圧等の変動に依存しない一定の
デットタイムＴD を設定することができ、最適なデット
タイムＴD を設定することにより、部分共振コンバータ
回路のスイッチング効率を最適化することができる。
によれば、電源の入力電圧等の変動に依存しない一定の
デットタイムＴD を設定することができ、最適なデット
タイムＴD を設定することにより、部分共振コンバータ
回路のスイッチング効率を最適化することができる。
【図１】本実施例の部分共振コンバータ回路の駆動回路
を適用した電源回路を示す回路図。
を適用した電源回路を示す回路図。
【図２】本実施例の動作例を説明するための制御シーケ
ンス図。
ンス図。
【図３】従来例の部分共振コンバータ回路の駆動回路を
適用した電源回路を示す回路図。
適用した電源回路を示す回路図。
【図４】従来例の動作例を説明するための制御シーケン
ス図。
ス図。
１ 電源回路 ２ 部分共振コンバータ回路 ３ 駆動回路 １０ 出力制御回路 １１，１２ 比較器 １３ インバータ １４ 絶縁回路 １５ 三角波発振器 Ｔ トランス Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサ Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗 Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード Ｓ１，Ｓ２ スイッチ Ｐａ 発光側フォトカプラ Ｐｂ 受光側フォトカプラ Ｑ１ バイポーラトランジスタ（定電圧素子）
Claims (3)
- 【請求項１】 二個のスイッチング素子を同期させてオ
ン・オフすることにより動作する部分共振コンバータ回
路の駆動回路であって、定電圧素子を含み、前記スイッ
チング素子のスイッチング動作を制御するための第一制
御信号及び第二制御信号を生成する制御信号生成回路
と、前記制御信号生成回路によって生成される第一制御
信号及び第二制御信号をそれぞれ同一の基準信号波との
比較結果に基づいて、パルス幅の異なる第一同期パルス
信号及び第二同期パルス信号を前記スイッチング素子に
対してそれぞれ出力するパルス出力回路と、を備え、 前記パルス出力回路は、前記スイッチング素子の主スイ
ッチ側となるいずれか一方のスイッチング素子に対して
第一同期パルス信号を出力するとともに、他方のスイッ
チング素子に対して第二同期パルス信号を出力して成る
ことを特徴とする部分共振コンバータ回路の駆動回路。 - 【請求項２】 前記定電圧素子は、バイポーラトランジ
スタで構成され、前記制御信号生成回路は、電源端子間
に第一抵抗、第二抵抗、第三抵抗をそれぞれ直列に接続
し、第一抵抗及び第二抵抗の接続点に前記バイポーラト
ランジスタのエミッタ端子を接続するとともに、第二抵
抗及び第三抵抗の接続点に前記バイポーラトランジスタ
のベース端子を接続して成り、前記バイポーラトランジ
スタのコレクタ端子を第一制御信号の出力端とするとと
もに、前記バイポーラトランジスタのエミッタ端子を第
二制御信号の出力端とすることを特徴とする請求項１記
載の部分共振コンバータ回路の駆動回路。 - 【請求項３】 前記比較回路は、一方の入力端を第一制
御信号の入力端とするとともに、他方の入力端を三角波
発振器からの基準信号波の入力端とし、各入力信号の比
較結果に基づいて第一同期パルス信号を出力する第一比
較器と、一方の入力端を第二制御信号の入力端とすると
ともに、他方の入力端を三角波発振器からの基準信号波
の入力端とし、各入力信号の比較結果に基づいて同期パ
ルス元信号を出力する第二比較器と、前記第二比較器か
ら出力された同期パルス元信号の反転信号を第二同期パ
ルス信号として出力するインバータと、を有することを
特徴とする請求項１または２記載の部分共振コンバータ
回路の駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7118740A JPH08317647A (ja) | 1995-05-17 | 1995-05-17 | 部分共振コンバータ回路の駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7118740A JPH08317647A (ja) | 1995-05-17 | 1995-05-17 | 部分共振コンバータ回路の駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08317647A true JPH08317647A (ja) | 1996-11-29 |
Family
ID=14743898
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7118740A Pending JPH08317647A (ja) | 1995-05-17 | 1995-05-17 | 部分共振コンバータ回路の駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08317647A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6130824A (en) * | 1998-12-02 | 2000-10-10 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply unit |
| US6201713B1 (en) | 1998-10-29 | 2001-03-13 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply unit having sub-switching element and time constant circuit |
| US7778048B2 (en) | 2007-05-21 | 2010-08-17 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
-
1995
- 1995-05-17 JP JP7118740A patent/JPH08317647A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6201713B1 (en) | 1998-10-29 | 2001-03-13 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply unit having sub-switching element and time constant circuit |
| US6130824A (en) * | 1998-12-02 | 2000-10-10 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply unit |
| US7778048B2 (en) | 2007-05-21 | 2010-08-17 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
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