JPH08289545A - サイクロコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 サイクロコンバータの発生無効電力が最小と
なるように出力電圧を制御し、入力力率を向上させる。 【構成】 サイクロコンバータの線間出力電圧は正弦波
に保ったまま、各相の出力電圧を可変させるサイクロコ
ンバータの制御方法において、サイクロコンバータの各
相の出力電圧と各相の出力電流とを基に発生無効電力を
演算し、この発生無効電力が最小となるように前記各相
の出力電圧を決めることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、サイクロコンバータを
制御するサイクロコンバータの制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】サイクロコンバータを制御する方法とし
て、サイクロコンバータの正弦波電圧指令にバイアス電
圧を加算して、出力電圧を台形状にひずませて出力電圧
の増大、および入力力率の改善を図るバイアス電圧制御
方式は、従来より広く用いられている。

【０００３】図７は、従来のサイクロコンバータの制御
装置を示すブロック図であり、サイクロコンバータには
負荷として３相誘導電動機が接続されている。図７に示
すように、サイクロコンバータの主回路は、３相交流電
源１に接続された電源変圧器２と、その電源変圧器２の
二次巻線２ａ、２ｂ、２ｃに接続された３相グレーツ接
続コンバータ３ａ、３ｂ、３ｃとから構成され、その出
力側に接続される誘導電動機４に電力を供給している。
この３相グレーツ接続コンバータ３ａ、３ｂ、３ｃはサ
イリスタが逆並列に接続され、正逆両方向の電流を流す
ことができる。

【０００４】また、３相グレーツ接続コンバータ３ａ，
３ｂ，３ｃの出力側には、負荷電流を検出する電流検出
器５ａ、５ｂ、５ｃが設けられ、誘導電動機４には、そ
の速度を検出する速度検出器６が取り付けられている。

【０００５】制御回路には、誘導電動機４の速度を設定
する速度設定器10が設けられており、この速度設定器10
で設定された速度基準信号と速度検出器６で検出された
速度フィードバック信号とは速度制御回路11に入力され
る。速度制御回路11は、前記速度基準信号に前記速度フ
ィードバック信号が追従するように、比例積分動作を行
いトルク基準信号を出力する。また、速度検出器６から
得られた速度フィードバック信号は、磁束弱め制御回路
12に入力され、出力として、２次磁束基準信号が得られ
る。

【０００６】ベクトル演算回路13では、速度制御回路11
からのトルク基準信号と、磁束弱め制御回路12からの２
次磁束基準信号が入力され、予め与えられた誘導電動機
４の諸定数を基に、トルク電流基準信号、磁束電流基準
信号、および、すべり角周波数信号が演算される。

【０００７】また、電流検出器５ａ、５ｂ、５ｃで検出
された各相の負荷電流は、３相２相変換器14に入力され
２相変換され、トルク電流フィードバック信号と磁束電
流フィードバック信号とに分けられる。

【０００８】トルク電流制御回路15には、ベクトル演算
回路13からのトルク電流基準信号と３相２相変換器14か
らのトルク電流フィードバック信号とが入力され、トル
ク電流フィードバック信号がトルク電流基準信号に追従
するように比例積分動作が行なわれ、トルク軸電圧信号
Ｖq が出力される。

【０００９】磁束電流制御回路16には、ベクトル演算回
路13からの磁束電流基準信号と３相２相変換器14からの
磁束電流フィードバック信号とが入力され、磁束電流フ
ィードバック信号が磁束電流基準信号に追従するように
比例積分動作が行なわれ、磁束軸電圧信号Ｖd が出力さ
れる。

【００１０】電圧指令回路17では、速度検出器６で検出
された速度フィートバック信号ωrとベクトル演算回路1
3からのすべり角周波数信号ωs とトルク電流制御回路1
5からのトルク軸電圧信号Ｖq と磁束電流制御回路16か
らの磁束軸電圧信号Ｖd とが入力され、各相の出力電圧
を演算し、その演算した出力電圧となるように３相グレ
ーツ接続コンバータ３ａ、３ｂ、３ｃを制御する。

【００１１】上述の制御は、誘導電動機のベクトル制御
として、広く一般に知られている。次に、電圧指令回路
17の詳細について、図８を用いて説明する。図８に示す
ように、電圧指令回路17では、トルク軸電圧信号Ｖq と
磁束軸電圧信号Ｖd を電圧ベクトル演算回路21に入力し
て、電圧振幅指令値Ｖと位相信号θを演算する。

【００１２】また、すべり角周波数ωs と速度フィード
バック信号ωr は、加算器22にて加算され、その後積分
器23を介して磁束角信号θo に変換される。この変換さ
れた磁束角信号θo は、加算器24にて、電圧ベクトル演
算回路21からの位相信号θと加算され、電圧位相指令値
θv として、電圧ベクトル演算回路21からの電圧振幅指
令値Ｖとともに、Ｕ相電圧指令器25とＶ相電圧指令器26
とＷ相電圧指令器27とに入力される。Ｕ相電圧指令器25
とＶ相電圧指令器26とＷ相電圧指令器27では、各相の出
力電圧指令値Ｖu 、Ｖv 、Ｖw を次式により算出する。

【００１３】

【数１】 Ｖu ＝Ｖ（sin θv ＋αsim ｎ・θv ） Ｖv ＝Ｖ（sin （θv − 120°）＋αsim ｎ・（θv − 120°）） Ｖw ＝Ｖ（sin （θv − 240°）＋αsim ｎ・（θv − 240°）） 上式において、各式の第２項はバイパス電圧分であり、
α＝１／６、ｎ＝３と選ぶのが一般的である。

【００１４】算出された各相の出力電圧指令値は、各相
のコンバータ３ａ、３ｂ、３ｃに出力され、各相のコン
バータの出力電圧を制御する。それにより、図９に示す
ような電圧波形が各相のコンバータから出力される。

【００１５】このような、バイアス電圧制御方式のサイ
クロコンバータでは、バイアス電圧を加算して、出力電
圧を台形状にひずませているため、コンバータの点弧位
相角は平均的に進んだ状態であり、サイクロコンバータ
の入力力率が改善される。また、負荷となる電動機にか
かる電圧は、各相の線間電圧が印加されるので、バイア
ス電圧はキャンセルされ、正弦波となる。この線間電圧
の振幅値は、コンバータ電圧を台形波状にひずませてい
る分だけ、増大する。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、このようなバ
イアス電圧制御方式のサイクロコンバータでは、出力電
圧を台形状にひずませてコンバータの点弧位相角を平均
的に進んだ状態とし、入力力率を改善しているが、必ず
しもサイクロコンバータの入力力率を最善とする方式で
はない。

【００１７】よって、本発明では、サイクロコンバータ
の発生無効電力に着目し、これを評価関数として利用し
その値が最小となるように各相の出力電圧を制御するこ
とによって、サイクロコンバータの入力力率を最大とす
るサイクロコンバータの制御方法を提供することを目的
とする。

【００１８】

【課題を解決するための手段および作用】本発明の請求
項１記載のサイクロコンバータの制御方法では、サイク
ロコンバータの線間出力電圧を正弦波に保持し、各相の
出力電圧を可変させるサイクロコンバータの制御方法に
おいて、前記サイクロコンバータの各相の出力電圧と各
相の出力電流とを基に発生無効電力を演算し、この発生
無効電力が最小となるように上記各相の出力電圧を決定
することを特徴とする。

【００１９】本発明の請求項２記載のサイクロコンバー
タの制御方法では、多段構成のサイクロコンバータの線
間出力電圧を正弦波に保持し、各相の出力電圧を可変さ
せるサイクロコンバータの制御方法においてサイクロコ
ンバータの各相の出力電圧と各相の出力電流とを基に発
生無効電力を演算し、この発生無効電力が最小となるよ
うに各段の各相の出力電圧を決定することを特徴とす
る。

【００２０】

【実施例】本発明の実施例を図面を参照して説明する。
本発明の第１の実施例のサイクロコンバータの制御装置
を図１に示す。図１のサイクロコンバータの制御装置
は、図７に示す制御装置の電圧指令回路を図２に示す構
成としたことと、電流検出器５ａ、５ｂ、５ｃの出力が
電圧指令回路30に入力された以外は図７の制御装置と同
一である。尚、本実施例において、従来のサイクロコン
バータの制御装置と同一構成要素には同一符号を付し、
その説明は省略する。

【００２１】図１に示した電圧指令回路30は、トルク軸
電圧信号Ｖq と磁束軸電圧信号Ｖdとが入力され、電圧
振幅指令値Ｖと位相信号θとを演算する電圧ベクトル演
算回路21と、すべり角周波数ωs と速度フィードバック
信号ωr とを加算する加算器22と、加算器22からの信号
を積分して磁束角信号θo に変換する積分器23と、電圧
ベクトル演算回路21からの位相信号θと積分器23からの
磁束角信号とを加算して電圧位相指令値θv を求める加
算器24と、電圧振幅指令値Ｖと電圧位相指令値θｖとが
入力され、Ｕ相の第１の出力電圧指令値Ｖu を求めるＵ
相電圧指令器２５と、Ｖ相の第１の出力電圧指令値Ｖｖ
を求めるＶ相電圧指令器26と、Ｗ相の第１の出力電圧
指令値Ｖw を求めるＷ相電圧指令器27と、各相の第１の
出力電圧指令値Ｖu 、Ｖv 、Ｖw と各相の出力電流Ｉu
、Ｉv 、Ｉw とが入力されサイクロコンバータの発生
無効電力を最小にする各相の第２の出力電圧指令値Ｖu
′、Ｖv′、Ｖw ′を求める無効電力演算回路31とから
なる。

【００２２】次に無効電力演算回路31での発生無効電力
の演算手法について述べる。電動機には、必要な電圧が
与えられなければならないが、図１のような構成に於い
ては、電動機の線間電圧に対し所定の電圧が与えられれ
ば良い。一方、変換器の出力電圧は相電圧となるための
決定には自由度がある。電動機の線間電圧は次式で与え
られる。

【００２３】

【数２】 Ｖuv＝Ｖu −Ｖv Ｖvw＝Ｖv −Ｖw Ｖwu＝Ｖw −Ｖu …式１ また各相の出力電圧指令値をＶ′u 、Ｖ′v 、Ｖ′w と
すると、次の関係を満たさなければならない。

【００２４】

【数３】 Ｖ′u −Ｖ′v ＝Ｖuv Ｖ′v −Ｖ′w ＝Ｖvw Ｖ′w −Ｖ′u ＝Ｖwu …式２ 次に、各相の出力電圧には、通常サイリスタの点弧タイ
ミングに応じた上限値と下限値がある。下限値は逆変換
動作における余裕角により決められるため、下限値の絶
対値は上限値の絶対値より小さくなる。また、変換器の
出力電流の極性により出力電圧の極性と変換動作との関
係が異なるため、正の出力電流時には出力電圧が正のと
きに順変換動作となるのに対して、負の出力電流時には
出力電圧が負のときに逆変換動作となるため、出力電流
の極性により、出力電圧の上限値、下限値を切り換える
必要がある。各相の電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw とすると、各
相の出力電圧の範囲は、

【００２５】

【数４】 ＬＬＭＴ≦Ｖ′u ≦ ＵＬＭＴ（Ｉu ≧０のとき） −ＵＬＭＴ≦Ｖ′u ≦−ＬＬＭＴ（Ｉu ＜０のとき） ＬＬＭＴ≦Ｖ′v ≦ ＵＬＭＴ（Ｉv ≧０のとき） −ＵＬＭＴ≦Ｖ′v ≦−ＬＬＭＴ（Ｉv ＜０のとき） ＬＬＭＴ≦Ｖ′w ≦ ＵＬＭＴ（Ｉw ≧０のとき） −ＵＬＭＴ≦Ｖ′w ≦−ＬＬＭＴ（Ｉw ＜０のとき） …式３ となる。ここで式２より、

【００２６】

【数５】 Ｖ′v ＝Ｖ′u −Ｖuv Ｖ′w ＝Ｖ′u ＋Ｖwu …式４ の関係があるためこの式を式３に代入するとＶ′u に関
して、以下の条件となる。

【００２７】

【数６】 ＬＬＭＴ≦Ｖ′u ≦ ＵＬＭＴ（Ｉu ≧０のとき） −ＵＬＭＴ≦Ｖ′u ≦−ＬＬＭＴ（Ｉu ＜０のとき） ＬＬＭＴ＋Ｖuv≦Ｖ′u ≦ ＵＬＭＴ＋Ｖuv（Ｉv ≧０のとき） −ＵＬＭＴ＋Ｖuv≦Ｖ′u ≦−ＬＬＭＴ＋Ｖuv（Ｉv ＜０のとき） ＬＬＭＴ−Ｖwu≦Ｖ′u ≦ ＵＬＭＴ−Ｖwu（Ｉw ≧０のとき） −ＵＬＭＴ−Ｖwu≦Ｖ′u ≦−ＬＬＭＴ−Ｖwu（Ｉw ＜０のとき）…式５ 一方、サイリスタ変換器の発生無効電力は、点弧角に関
係し、次式で与えられ、

【００２８】

【数７】Ｖu ＝Ｋ×ＣＯＳαＵ とすると、 var ＝sin αu ×｜Ｉu ｜＋sin αv ×｜Ｉv ｜＋sin αw ×｜Ｉw ｜ ＝√（１−（Ｖ′u ／ｋ）² ）×｜Ｉu ｜＋√（１−（Ｖ′v ／ｋ）² ） ×｜Ｉv ｜＋√（１−（Ｖ′w ／ｋ）² ）×｜Ｉw ｜ …６式 この式に式４を代入すると、

【００２９】

【数８】 var ＝√（１−（Ｖ′u ／ｋ）² ）×｜Ｉu ｜ ＋√（１−（Ｖ′u −Ｖuv）／ｋ）² ）×｜Ｉv ｜ ＋√（１−（Ｖ′u ＋Ｖwu）／ｋ）² ）×｜Ｉw ｜ …７式 となる。

【００３０】したがって、発生無効電力を最小にするた
めにはこの式を式５の条件のもとで最小とするＶ′u を
求めれば良い。実際にこの方法により求めた電圧波形を
図３に示す。この場合の発生無効電力は 1.08 であり通
常の方法にくらべ約３／５になっている。（ｋ＝１，Ｅ
１＝ 0.5，電流位相差30°のとき） よって本実施例によれば、サイクロコンバータの発生無
効電力が最小となるように出力電圧が決定されるため、
常に入力力率が高く、経済的なサイクロコンバータの制
御方法を提供することができる。

【００３１】次に本発明の第２の実施例のサイクロコン
バータの制御装置について図面を参照して説明する。図
４はサイクロコンバータの制御装置であり、コンバータ
が２段構成となっていることを除いては第１の実施例の
サイクロコンバータの制御装置と同様である。

【００３２】図５は、サイクロコンバータの制御装置の
電圧指令回路40のブロック図である。図５に示した電圧
指令回路は、トルク軸電圧信号Ｖq と磁束軸電圧信号Ｖ
d とが入力され、電圧振幅指令値Ｖと位相信号θとを演
算する電圧ベクトル演算回路21と、すべり角周波数ωs
と速度フィードバック信号ωr とを加算する加算器22
と、加算器22からの信号を積分して磁束角信号θo に変
換する積分器23と、電圧ベクトル演算回路21からの位相
信号θと積分器23からの磁束角信号とを加算して電圧位
相値θv を求める加算器24と、電圧振幅指令値Ｖと電圧
位相指令値θv とが入力され、Ｕ相の第１の出力電圧指
令値Ｖu を求めるＵ相電圧指令器25と、Ｖ相の第１の出
力電圧指令値Ｖv を求めるＶ相電圧指令器26と、Ｗ相の
第１の出力電圧指令値Ｖw を求めるＷ相電圧指令器27
と、各相の第１の出力電圧指令値Ｖu、Ｖv 、Ｖw と各
相の出力電流Ｉu 、Ｉv 、Ｉw とが入力されサイクロコ
ンバータの発生無効電力を最小にする各相の第２の出力
電圧指令値Ｖ′u1、Ｖ′u2、Ｖ′v1、Ｖ′v2、Ｖ′w1、
Ｖ′w2を求める無効電力演算回路41とからなる。

【００３３】次に無効電力演算回路41での発生無効電力
の演算手法について述べる。電動機には、必要な電圧が
与えられなければならないが、図４のような構成におい
ては、電動機の線間電圧に対し所定の電圧が与えられれ
ば良い。一方、変換器の出力電圧は相電圧となるためそ
の決定には自由度がある。また変換器は２段構成となっ
ており、１段目と２段目の出力電圧は個別に決定でき
る。

【００３４】各相の変換器の出力電圧を、Ｖ′u 、Ｖ′
v 、Ｖ′w とし、１段目と２段目の出力電圧をそれぞ
れ、Ｖ′u1、Ｖ′u2、Ｖ′v1、Ｖ′v2、Ｖ′w1、Ｖ′w2
をとすると、次の関係がある。

【００３５】

【数９】 Ｖ′u ＝Ｖ′u1＋Ｖ′u2 Ｖ′v ＝Ｖ′v1＋Ｖ′v2 Ｖ′w ＝Ｖ′w1＋Ｖ′w2 …式８ また、上限値、下限値についてはそれぞれ以下で与えら
れる。

【００３６】

【数１０】 ＬＬＭＴ／２≦Ｖ′u1，u2≦ ＵＬＭＴ／２ （Ｉu ≧０のとき） −ＵＬＭＴ／２≦Ｖ′u1，u2≦−ＬＬＭＴ／２ （Ｉu ＜０のとき） ＬＬＭＴ／２≦Ｖ′v1，v2≦ ＵＬＭＴ／２ （Ｉv ≧０のとき） −ＵＬＭＴ／２≦Ｖ′v1，v2≦−ＬＬＭＴ／２ （Ｉv ＜０のとき） ＬＬＭＴ／２≦Ｖ′w1，w2≦ ＵＬＭＴ／２ （Ｉw ≧０のとき） −ＵＬＭＴ／２≦Ｖ′w1，w2≦−ＬＬＭＴ／２ （Ｉw ＜０のとき） …式９ 一方、サイリスタ変換器の発生無効電力は、次式で与え
られる。

【００３７】

【数１１】 var ＝√（１−（Ｖ′u1／ｋ）² ）×｜Ｉu ｜ ＋√（１−（Ｖ′u2／ｋ）² ）×｜Ｉu ｜ ＋√（１−（Ｖ′v1／ｋ）² ）×｜Ｉv ｜ ＋√（１−（Ｖ′v2／ｋ）² ）×｜Ｉv ｜ ＋√（１−（Ｖ′w1／ｋ）² ）×｜Ｉw ｜ ＋√（１−（Ｖ′w2／ｋ）² ）×｜Ｉw ｜ …式10 となる。

【００３８】したがって、発生無効電力を最小にするた
めにはこの式を式９のもとで最小にすれば良い。まず、
あるＶ′u が与えられた時、Ｖ′u1は次の関係を満たす
必要がある。

【００３９】

【数１２】 ＬＬＭＴ／２≦Ｖ′u1≦ ＵＬＭＴ／２ （Ｉu ≧０のとき） −ＵＬＭＴ／２≦Ｖ′u1≦−ＬＬＭＴ／２ （Ｉu ＜０のとき） ＬＬＭＴ／２≦Ｖ′u −Ｖ′u1≦ ＵＬＭＴ／２ （Ｉu ≧０のとき） −ＵＬＭＴ／２≦Ｖ′u −Ｖ′u1≦−ＬＬＭＴ／２ （Ｉu ＜０のとき） Ｖ′u1とＶ′u2の組み合わせは、他のＶ相、Ｗ相には影
響を与えたいため、以下の式が最小となるＶ′u1を決め
れば良い。

【００４０】

【数１３】 var ′＝√（１−（Ｖ′u1／ｋ）² ）×｜Ｉu ｜ ＋√（１−（Ｖ′u2／ｋ）² ）×｜Ｉu ｜ 他の相も同様にして、Ｖ′v1、Ｖ′v2、Ｖ′w1、Ｖ′w2
が求められる。その後は、実施例と同様に式（３）が最
小となるＶu を決めれば良い。実際にこの方法により求
めた電圧波形を図９に示す。

【００４１】

【発明の効果】本発明の請求項１記載のサイクロコンバ
ータの制御方法によると、サイクロコンバータの発生無
効電力が最小となるように出力電圧が決められるため、
常に入力力率が高く、経済的な制御を行なうことができ
る。

【００４２】本発明の請求項２記載のサイクロコンバー
タの制御方法によると、多段構成のサイクロコンバータ
において、サイクロコンバータの発生無効電力が最小と
なるように各段の出力電圧が決められるため、常に入力
力率が高く、経済的な制御を行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例のサイクロコンバータの
制御装置のブロック図。

【図２】本発明の第１の実施例の電圧指令回路のブロッ
ク図。

【図３】本発明の第１の実施例により求めた電圧波形。

【図４】本発明の第２の実施例のサイクロコンバータの
制御装置のブロック図。

【図５】本発明の第２の実施例の電圧指令回路のブロッ
ク図。

【図６】本発明の第２の実施例により求めた電圧波形。

【図７】従来のサイクロコンバータの制御装置のブロッ
ク図。

【図８】従来の電圧指令回路のブロック図。

【図９】従来のサイクロコンバータの電圧波形。

【符号の説明】

１…３相交流電源 ２…電源変圧器 ３ａ，３ｂ，３ｃ…３相グレーツ接続コンバータ ４…誘導電動機 ５ａ，５ｂ，５ｃ…電流検
出器 ６…速度検出器 10…速度設定器 11…速度制御回路 12…磁束弱め制御回路 13…ベクトル演算回路 14…３相２相変換器 15…トルク電流制御回路 16…磁束電流制御回路 17，30，40…電圧指令回路 21…電圧ベクトル演算回路 22，24…加算器 23…積分器 25，26，27…電圧指令器 31，41…無効電力演算回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 サイクロコンバータの線間出力電圧を正
   弦波に保持し、各相の出力電圧を可変させるサイクロコ
   ンバータの制御方法において、前記サイクロコンバータ
   の各相の出力電圧と各相の出力電流とを基に発生無効電
   力を演算し、この発生無効電力が最小となるように前記
   各相の出力電圧を決定することを特徴とするサイクロコ
   ンバータの制御方法。
2. 【請求項２】 多段構成のサイクロコンバータの線間出
   力電圧を正弦波に保持し、各相の出力電圧を可変させる
   サイクロコンバータの制御方法において、前記サイクロ
   コンバータの各相の出力電圧と各相の出力電流とを基に
   発生無効電力を演算し、この発生無効電力が最小となる
   ように前記各相の出力電圧を決定することを特徴とする
   サイクロコンバータの制御方法。