JPH08274660A

JPH08274660A - Ｆｍワイヤレスマイク

Info

Publication number: JPH08274660A
Application number: JP10071295A
Authority: JP
Inventors: Tadataka Oe; 忠孝大江
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1995-03-31
Filing date: 1995-03-31
Publication date: 1996-10-18

Abstract

(57)【要約】【目的】集積化が可能であり、構成が簡単なＦＭワイ
ヤレスマイクを提供すること。【構成】発振器２は、２つの移相回路１０，３０と非
反転回路５０とを含んでおり、一巡する信号の位相シフ
ト量が０°となるような周波数の正弦波発振が行われ
る。特に、コンデンサマイク３６−２を一方の移相回路
３０のキャパシタとして使用しており、このコンデンサ
マイク３６−２の静電容量の音圧に応じた変化を直接Ｆ
Ｍ変調に利用して、アンテナ１からＦＭキャリアを出力
する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、音声をＦＭ変調して送
信するＦＭワイヤレスマイクに関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭワイヤレスマイクは、マイクロホン
で集めた音声を増幅した後、ＦＭ変調を行い、このＦＭ
変調された信号を増幅してアンテナから送信するもので
あり、そのために、マイクロホン，低周波増幅回路，Ｆ
Ｍ変調回路，高周波増幅回路，アンテナを含んで構成さ
れている。

【０００３】このような構成の中でＦＭ変調回路は、一
般には歪みの少ない正弦波を発生するＬＣ発振器が用い
られている。このＬＣ発振器としては、例えばコルピッ
ツ型等の各種の発振器があり、例えばその内部に含まれ
るＬＣ共振回路のキャパシタをバリキャップ（可変容量
ダイオード）で構成し、そのキャパシタンスを音声出力
の電圧レベルの変動に応じて変化させることにより、Ｆ
Ｍ変調を行っている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来のＦＭワイヤレスマイクに使用されているＦＭ変調回
路は、一般には上述したＬＣ発振器が用いられており、
大きなインダクタ（例えば１００ｎＨ程度）を使用して
いる。したがって、インダクタのみは外付け部品にしな
ければならず、集積化が困難であった。

【０００５】また、従来からある各種のＬＣ発振器は、
発振周波数を大きく変えると発振出力の電圧レベルも変
化してしまい、そのままでは実用的でなかった。そのた
め、このようなＬＣ発振器を用いた場合には、ＦＭキャ
リアの電圧レベルを一定にする回路が必要であり、構成
が複雑になる。

【０００６】そこで、本発明はこのような課題に鑑みて
創作されたものであり、その目的は集積化が可能なＦＭ
ワイヤレスマイクを提供することをにある。本発明の他
の目的は、回路構成が簡単なＦＭワイヤレスマイクを提
供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、請求項１のＦＭワイヤレスマイクは、音声を集
音するコンデンサマイクと、前記コンデンサマイクが接
続される発振器と、前記発振器から出力される信号を空
中に出力するアンテナとを含むＦＭワイヤレスマイクに
おいて、前記発振器は、入力された交流信号を同相およ
び逆相の交流信号に変換して出力する変換手段と、前記
変換手段によって変換された一方の交流信号をキャパシ
タを介して他方の交流信号を抵抗を介して合成する合成
手段とを含む２つの移相回路と、後段に接続された前記
移相回路から出力される交流信号の位相を変えずに所定
の増幅度で増幅して出力する非反転回路と、を備え、前
記非反転回路の出力を前段に接続された前記移相回路の
入力側に帰還させるとともに、前記コンデンサマイクを
前記２つの移相回路のいずれか一方に含まれる前記キャ
パシタとして用いることにより、前記２つの移相回路お
よび前記非反転回路のいずれかからＦＭ変調された信号
を出力することを特徴とする。

【０００８】請求項２のＦＭワイヤレスマイクは、請求
項１のＦＭワイヤレスマイクにおいて、前記移相回路に
含まれる前記変換手段は、ソースおよびドレインのそれ
ぞれにあるいはエミッタおよびコレクタのそれぞれに抵
抗値がほぼ等しい抵抗が接続されているとともに、ゲー
トあるいはベースに入力信号が入力されるトランジスタ
によって構成されており、前記トランジスタのソース・
ドレイン間あるいはエミッタ・コレクタ間に前記合成手
段を構成する前記キャパシタおよび前記抵抗からなる直
列回路を接続し、これらの前記キャパシタおよび前記抵
抗の接続の仕方を前記２つの移相回路において反対にし
たことを特徴とする。

【０００９】請求項３のＦＭワイヤレスマイクは、音声
を集音するコンデンサマイクと、前記コンデンサマイク
が接続される発振器と、前記発振器から出力される信号
を空中に出力するアンテナとを含むＦＭワイヤレスマイ
クにおいて、前記発振器は、入力された交流信号を同相
および逆相の交流信号に変換して出力する変換手段と、
前記変換手段によって変換された一方の交流信号をキャ
パシタを介して他方の交流信号を抵抗を介して合成する
合成手段とを含む２つの移相回路と、後段に接続された
前記移相回路から出力される交流信号の位相を反転する
とともに所定の増幅度で増幅して出力する位相反転回路
と、を備え、前記位相反転回路の出力を前段に接続され
た前記移相回路の入力側に帰還させるとともに、前記コ
ンデンサマイクを前記２つの移相回路のいずれか一方に
含まれる前記キャパシタとして用いることにより、前記
２つの移相回路および前記位相反転回路のいずれかから
ＦＭ変調された信号を出力することを特徴とする。

【００１０】請求項４のＦＭワイヤレスマイクは、請求
項３のＦＭワイヤレスマイクにおいて、前記移相回路に
含まれる前記変換手段は、ソースおよびドレインのそれ
ぞれにあるいはエミッタおよびコレクタのそれぞれに抵
抗値がほぼ等しい抵抗が接続されているとともに、ゲー
トあるいはベースに入力信号が入力されるトランジスタ
によって構成されており、前記トランジスタのソース・
ドレイン間あるいはエミッタ・コレクタ間に前記合成手
段を構成する前記キャパシタおよび前記抵抗からなる直
列回路を接続し、これらの前記キャパシタおよび前記抵
抗の接続の仕方を前記２つの移相回路において同じにし
たことを特徴とする。

【００１１】請求項５のＦＭワイヤレスマイクは、請求
項１〜４のいずれかのＦＭワイヤレスマイクにおいて、
前記コンデンサマイクに直列あるいは並列に静電容量が
固定のキャパシタを接続することを特徴とする。

【００１２】請求項６のＦＭワイヤレスマイクは、請求
項１〜５のいずれかのＦＭワイヤレスマイクにおいて、
前記２つの移相回路内の前記合成手段の少なくとも一方
に含まれる前記抵抗が可変抵抗であることを特徴とす
る。

【００１３】請求項７のＦＭワイヤレスマイクは、請求
項６のＦＭワイヤレスマイクにおいて、前記可変抵抗を
電界効果トランジスタのチャネルによって形成し、ゲー
ト電圧を変えてチャネル抵抗を変えることを特徴とす
る。

【００１４】請求項８のＦＭワイヤレスマイクは、請求
項６のＦＭワイヤレスマイクにおいて、前記可変抵抗を
ｐチャネル型の電界効果トランジスタとｎチャネル型の
電界効果トランジスタとを並列接続することにより形成
し、極性が異なる各電界効果トランジスタのゲート電圧
の大きさを変えてチャネル抵抗を変えることを特徴とす
る。

【００１５】請求項９のＦＭワイヤレスマイクは、請求
項１〜５のいずれかのＦＭワイヤレスマイクにおいて、
前記２つの移相回路内の前記合成手段の少なくとも一方
に含まれる前記キャパシタが可変容量素子であることを
特徴とする。

【００１６】請求項１０のＦＭワイヤレスマイクは、請
求項１〜５のいずれかのＦＭワイヤレスマイクにおい
て、前記２つの移相回路内の前記合成手段の少なくとも
一方に含まれる前記抵抗として抵抗値が固定の複数の抵
抗を有しており、スイッチ切り換えにより選択的に接続
することを特徴とする。

【００１７】請求項１１のＦＭワイヤレスマイクは、請
求項１〜５のいずれかのＦＭワイヤレスマイクにおい
て、前記２つの移相回路内の前記合成手段の少なくとも
一方に含まれる前記キャパシタとして静電容量が固定の
複数のキャパシタを有しており、スイッチ切り換えによ
り選択的に接続することを特徴とする。

【００１８】請求項１２のＦＭワイヤレスマイクは、請
求項１〜１１のいずれかのＦＭワイヤレスマイクにおい
て、前記発振器の各構成部品を半導体基板上に一体形成
したことを特徴とする。

【００１９】

【作用】請求項１〜４の発明において、発振器は、一方
のキャパシタとしてコンデンサマイクを使用した２つの
移相回路と、非反転回路あるいは位相反転回路とを含ん
で構成されており、非反転回路あるいは位相反転回路か
ら出力される信号を前段の移相回路の入力側に帰還させ
ている。各移相回路では、所定の位相シフトを行ってお
り、非反転回路あるいは位相反転回路の増幅度を調整し
てループゲインを１以上に設定することにより、発振器
内の閉ループを一巡する信号の位相シフト量が０°とな
る周波数で正弦波発振が行われる。特に、一方のキャパ
シタをコンデンサマイクで構成しているため、集音した
音声の大きさに応じてこのコンデンサマイクの静電容量
が変化し、容易にＦＭ変調された信号を得ることができ
る。

【００２０】請求項１〜４の発明では、コンデンサマイ
クの静電容量の変化を利用して直接ＦＭ変調が可能であ
り、静電容量の変化を一旦電圧の変化に変換する等の付
加回路が不要となるため、ＦＭワイヤレスマイク全体の
回路構成を簡略化することができる。また、インダクタ
を使用していないため、半導体基板上に一体形成を行う
集積化が容易となる。

【００２１】特に、上述した発振器内の各移相回路に含
まれる変換手段が具体的にトランジスタとキャパシタお
よび抵抗によって構成されており、ソース抵抗とドレイ
ン抵抗を調整することにより、あるいはエミッタ抵抗と
コレクタ抵抗を調整することにより入力信号と同相およ
び逆相の交流信号を発生させることができ、これら２つ
の交流信号をキャパシタと抵抗からなる直列回路の両端
に入力することにより、位相が所定量シフトされた交流
信号を得ることができる。このように、各変換手段をト
ランジスタとキャパシタおよび抵抗により、しかも一方
のキャパシタはコンデンサマイクによって兼用すること
により、簡単な構成とすることができ、ＦＭワイヤレス
マイク全体の回路規模の簡素化が可能となる。

【００２２】また、請求項５の発明では、コンデンサマ
イクそのものをキャパシタとして使用する代わりに、静
電容量が固定のキャパシタと組み合わせている。したが
って、組み合わせる方法および組み合わせるキャパシタ
の静電容量に応じて、組み合わせ後の全体の静電容量の
変化に占めるコンデンサマイクの静電容量の変化分の割
合を任意に調整することが可能であり、ＦＭ変調度を容
易に調整することができる。

【００２３】また、請求項６〜８の発明では、発振器内
の移相回路に含まれた抵抗の抵抗値を変化させることに
より、具体的にはＦＥＴによって可変抵抗を形成してチ
ャネル抵抗を変化させることにより、移相回路における
位相シフト量が変化するため、送信するＦＭキャリアの
周波数を任意に変化させることができる。

【００２４】特に、ＦＥＴによって可変抵抗を形成する
場合には、ｐチャネルＦＥＴとｎチャネルＦＥＴとを並
列接続して用いることにより、ＦＥＴの非線形領域の改
善を行うことができ、高調波成分を低減した歪みの少な
いＦＭキャリアを送信することができる。

【００２５】また、請求項９の発明では、可変抵抗を用
いる代わりに、キャパシタを可変容量素子によって形成
することにより、移相回路における移相シフト量を変化
させ、これにより送信するＦＭキャリアの周波数を任意
に変化させることができる。

【００２６】また、請求項１０または１１の発明では、
可変抵抗や可変容量素子のように素子定数自体が可変の
素子を利用する代わりに、抵抗やキャパシタとして素子
定数が異なる複数の素子を用意しておいて、スイッチ切
り換えにより任意の素子を選択して、あるいは任意の素
子を組み合わせて使用する。このため、ＦＭキャリアの
周波数を不連続的に変化させることができる。例えば、
混信を避けるために複数の周波数を用意しておく場合等
に適している。

【００２７】また、請求項１２の発明では、発振器の全
体を半導体基板上に一体形成しており、集積化による回
路の小型化や製造コスト低減が可能となる。

【００２８】

【実施例】以下、本発明を適用した一実施例のＦＭワイ
ヤレスマイクについて、図面を参照しながら具体的に説
明する。

【００２９】（第１実施例）図１は、本発明を適用した
第１実施例のＦＭワイヤレスマイクの構成を示す図であ
る。

【００３０】同図に示す本実施例のＦＭワイヤレスマイ
クは、ＦＭキャリアを送信するためのアンテナ１と、Ｆ
Ｍ変調された信号を出力する発振器２と、この発振器２
とアンテナ１との間に挿入された電力増幅回路３とを含
んで構成されている。なお、電力増幅回路３は、発振器
２の出力に対して電力増幅を行うものであり、ＦＭワイ
ヤレスマイクの出力が小さくてもよい場合には省略する
こともできる。

【００３１】上述した発振器２は、それぞれが入力信号
の位相を所定量シフトさせることにより所定の周波数に
おける合計の位相シフト量が０°となる２つの移相回路
１０，３０と、移相回路３０の出力信号の位相を変えず
に所定の増幅度で増幅して出力する非反転回路５０と、
非反転回路６０の出力を前段の移相回路１０の入力側に
帰還させる帰還抵抗７０とを含んで構成されている。

【００３２】この帰還抵抗７０は、０Ωから有限の抵抗
値を有している。また、帰還抵抗７０と直列に接続され
たキャパシタ７２は、直流電流を阻止するためのもので
あり、そのインピーダンスは動作周波数において極めて
小さく、すなわち大きな静電容量を有している。

【００３３】図２は、図１に示した前段の移相回路１０
の構成を抜き出して示したものである。同図に示す移相
回路１０は、ゲートが入力端２２に接続されたＦＥＴ１
２と、このＦＥＴ１２のソース・ドレイン間に直列に接
続された抵抗１４およびキャパシタ１６と、ＦＥＴ１２
のドレインと正電源との間に接続された抵抗１８と、Ｆ
ＥＴ１２のソースとアースとの間に接続された抵抗２０
とを含んで構成されている。

【００３４】ここで、上述したＦＥＴ１２のソースおよ
びドレインに接続された２つの抵抗２０，１８の抵抗値
はほぼ等しく設定されており、入力端２２に印加される
入力電圧の交流成分に着目すると、位相が一致した信号
がＦＥＴ１２のソースから、位相が反転した信号がＦＥ
Ｔ１２のドレインからそれぞれ出力されるようになって
いる。

【００３５】なお、図１に示した移相回路１０内の抵抗
２６は、ＦＥＴ１２に適切なバイアス電圧を印加するた
めのものである。

【００３６】このような構成を有する移相回路１０にお
いて、所定の交流信号が入力端２２に入力されると、す
なわちＦＥＴ１２のゲートに所定の交流電圧（入力電
圧）が印加されると、ＦＥＴ１２のソースにはこの入力
電圧と同相の交流電圧が現れ、反対にＦＥＴ１２のドレ
インにはこの入力電圧と逆相であって、ソースに現れる
電圧と振幅が等しい交流電圧が現れる。このソースおよ
びドレインに現れる交流電圧の振幅をともにＥi とす
る。

【００３７】このＦＥＴ１２のソース・ドレイン間には
抵抗１４とキャパシタ１６とにより構成される直列回路
が接続されている。したがって、ＦＥＴ１２のソースお
よびドレインに現れる電圧のそれぞれをキャパシタ１６
あるいは抵抗１４を介して合成した信号が出力端２４か
ら出力される。

【００３８】図３は、移相回路１０の入出力電圧とキャ
パシタ等に現れる電圧との関係を示すベクトル図であ
る。

【００３９】ＦＥＴ１２のソースとドレインにはそれぞ
れ入力電圧と同相および逆相であって電圧振幅がＥi の
交流電圧が現れるため、ソース・ドレイン間の電位差
（交流成分）は２Ｅi となる。また、抵抗１４の両端に
現れる電圧ＶR1とキャパシタ１６の両端に現れる電圧Ｖ
C1とは互いに９０°位相がずれており、これらをベクト
ル的に合成（加算）したものが、ＦＥＴ１２のソース・
ドレイン間の電位差２Ｅi に等しくなる。

【００４０】したがって、図３に示すように、電圧Ｅi
の２倍を斜辺とし、抵抗１４の両端電圧ＶR1とキャパシ
タ１６の両端電圧ＶC1とが直交する２辺を構成する直角
三角形を形成することになる。このため、入力信号の振
幅が一定（半径に対応するＥi が一定）で周波数のみが
変化した場合には、図３に示す半円の円周に沿って抵抗
１４の両端電圧ＶR1とキャパシタ１６の両端電圧ＶC1と
が変化する。

【００４１】ところで、抵抗１４とキャパシタ１６の接
続点とグランドレベルとの電位差を出力電圧Ｅo として
取り出すものとすると、この出力電圧Ｅo は、図３に示
した半円においてその中心点を始点とし、電圧ＶR1と電
圧ＶC1とが交差する円周上の一点を終点とするベクトル
で表すことができ、その大きさは半円の半径Ｅi に等し
くなる。しかも、入力信号の周波数が変化しても、この
ベクトルの終点は円周上を移動するだけであるため、周
波数に応じて出力振幅が変化しない安定した出力を得る
ことができる。

【００４２】また、図３から明らかなように、電圧ＶR1
と電圧ＶC1とは円周上で直角に交わるため、理論的には
ＦＥＴ１２のゲートに印加される入力電圧と電圧ＶR1と
の位相差は、周波数ωが０から∞まで変化するに従って
９０°から０°まで変化する。そして、移相回路１０全
体の位相シフト量φ1 はその２倍であり、周波数に応じ
て１８０°から０°まで変化する。

【００４３】次に、上述した入出力電圧間の関係を定量
的に検証する。図４は、上述した移相回路１０を等価的
に表した図である。

【００４４】ＦＥＴ１２のソースおよびドレインには、
ゲートに印加される入力電圧と同相あるいは逆相の電圧
がそれぞれ発生するため、これら２つの電圧を発生する
２つの電圧源２７，２８に置き換えて考えることができ
る。このとき、図４に示す等価回路の閉ループに流れる
電流Ｉは、抵抗１４の抵抗値をＲ、キャパシタ１６の静
電容量をＣとすると、

【数１】となる。また、図４に示す出力端２４の電位を出力電圧
Ｅo として取り出すものとすると、電圧Ｅi と出力電圧
Ｅo を加算した電圧が抵抗１４の両端電圧に等しいこと
から、

【数２】の関係が成立する。上述した（２）式に（１）式を代入
して計算すると、

【数３】となる。ここで、ＣＲ回路の時定数をＴ（＝ＣＲ）とし
た。

【００４５】この（３）式においてｓ＝ｊωを代入して
変形すると、

【数４】となる。（４）式から出力電圧Ｅo の絶対値を求める
と、

【数５】となる。すなわち、（５）式は、本実施例の移相回路１
０は入出力間の位相がどのように回転しても、その出力
信号の振幅は一定であることを表している。

【００４６】また、（４）式から出力電圧Ｅo の入力電
圧に対する位相シフト量φ1 を求めると、

【数６】となる。この（６）式から、例えば、ωがほぼ１／Ｔ
（＝１／（ＣＲ））となるような周波数における位相シ
フト量φ1 はほぼ９０°となる。

【００４７】図５は、図１に示した後段の移相回路３０
の構成を抜き出して示したものである。なお、図５にお
いては、図１に示した後段の移相回路３０内のキャパシ
タ３６−１とコンデンサマイク３６−２の全体を等価な
１つのキャパシタ３６に置き換えて表している。

【００４８】図５に示す後段の移相回路３０は、ゲート
が入力端４２に接続されたＦＥＴ３２と、このＦＥＴ３
２のソース・ドレイン間に直列に接続された上記キャパ
シタ３６および抵抗３４と、ＦＥＴ３２のドレインと正
電源との間に接続された抵抗３８と、ＦＥＴ３２のソー
スとアースとの間に接続された抵抗４０とを含んで構成
されている。

【００４９】移相回路１０と同様に、図５に示したＦＥ
Ｔ３２のソースおよびドレインに接続された２つの抵抗
４０，３８の抵抗値はほぼ等しく設定されており、入力
端４２に印加される入力電圧の交流成分に着目すると、
位相が一致した信号がＦＥＴ３２のソースから、位相が
反転した信号がＦＥＴ３２のドレインからそれぞれ出力
されるようになっている。

【００５０】なお、図１に示した移相回路３０内の抵抗
４６はＦＥＴ３２に適切なバイアス電圧を印加するため
のものであり、移相回路３０と１０との間に設けられた
キャパシタ４８は、移相回路１０の出力から直流成分を
取り除く直流電流阻止用であり、交流成分のみが移相回
路３０に入力される。

【００５１】このような構成を有する移相回路３０にお
いて、所定の交流信号が入力端４２に入力されると、す
なわちＦＥＴ３２のゲートに所定の交流電圧（入力電
圧）が印加されると、ＦＥＴ３２のソースにはこの入力
電圧と同相の交流電圧が現れ、反対にＦＥＴ３２のドレ
インにはこの入力電圧と逆相であって、ソースに現れる
電圧と振幅が等しい交流電圧が現れる。このソースおら
びドレインに現れる交流電圧の振幅をともにＥi とす
る。

【００５２】このＦＥＴ３２のソース・ドレイン間には
キャパシタ３６と抵抗３４とにより構成される直列回路
が接続されている。したがって、ＦＥＴ３２のソースお
よびドレインに現れる電圧のそれぞれを抵抗３４あるい
はキャパシタ３６を介して合成した信号が出力端４４か
ら出力される。

【００５３】ＦＥＴ３２のソースとドレインにはそれぞ
れ入力電圧と同相および逆相であって電圧振幅がＥi の
交流電圧が現れるため、ソース・ドレイン間の電位差は
２Ｅi となる。また、キャパシタ３６の両端に現れる電
圧ＶC2と抵抗３４の両端に現れる電圧ＶR2とは互いに９
０°位相がずれており、これらをベクトル的に加算した
ものが、ＦＥＴ３２のソース・ドレイン間の電位差２Ｅ
i に等しくなる。

【００５４】したがって、図６に示すように、電圧Ｅi
の２倍を斜辺とし、キャパシタ３６の両端電圧ＶC2と抵
抗３４の両端電圧ＶR2とが直交する２辺を構成する直角
三角形を形成することになる。このため、入力信号の振
幅が一定で周波数のみが変化した場合には、図６に示す
半円の円周に沿ってキャパシタ３６の両端電圧ＶC2と抵
抗３４の両端電圧ＶR2とが変化する。

【００５５】抵抗３４とキャパシタ３６の接続点とグラ
ンドレベルとの電位差を出力電圧Ｅo として取り出すも
のとすると、この出力電圧Ｅo は、図６に示した半円に
おいてその中心点を始点とし、電圧ＶC2と電圧ＶR2とが
交差する円周上の一点を終点とするベクトルで表すこと
ができ、その大きさは半円の半径Ｅi に等しくなる。し
かも、入力信号の周波数が変化しても、このベクトルの
終点は円周上を移動するだけであるため、周波数に応じ
て出力振幅が変化しない安定した出力を得ることができ
る。

【００５６】また、図６から明らかなように、電圧ＶC2
と電圧ＶR2とは円周上で直角に交わるため、理論的には
ＦＥＴ３２のゲートに印加される入力電圧と電圧ＶC2と
の位相差は、周波数ωが０から∞まで変化するに従って
０°から９０°まで変化する。そして、移相回路３０全
体の位相シフト量φ2 はその２倍であり、周波数に応じ
て０°から１８０°まで変化する。

【００５７】次に、上述した入出力電圧間の関係を定量
的に検証する。図７は、上述した移相回路３０を等価的
に表した図である。

【００５８】ＦＥＴ３２のソースおよびドレインには、
ゲートに印加される入力電圧と同相あるいは逆相の電圧
がそれぞれ発生するため、上述した移相回路１０の場合
と同様に、これら２つの電圧を発生する２つの電圧源２
７，２８に置き換えて考えることができる。このとき、
図７に示す等価回路の閉ループに流れる電流Ｉは、キャ
パシタ３６の静電容量をＣ、抵抗３４の抵抗値をＲとす
ると、上述した（１）式で表すことができる。したがっ
て、図７に示す出力端４４の電位を出力電圧Ｅo として
取り出すものとすると、電圧Ｅi と出力電圧Ｅo を加算
した電圧がキャパシタ３６の両端電圧に等しいことか
ら、

【数７】の関係が成立する。上述した（７）式に（１）式を代入
して計算すると、

【数８】となる。ここで、移相回路１０の場合と同様にＣＲ回路
の時定数をＴとした。

【００５９】この（８）式においてｓ＝ｊωを代入して
変形すると、

【数９】となる。

【００６０】上述した（８）式および（９）式は、移相
回路１０について計算した（３）式および（４）式と符
号のみ異なっている。したがって、出力電圧Ｅo の絶対
値は（５）式をそのまま適用することができ、移相回路
３０は、入出力間の位相がどのように回転しても、その
出力信号の振幅は一定であることを表している。

【００６１】また、（９）式から出力電圧Ｅo の入力電
圧に対する位相シフト量φ2 を求めると、

【数１０】となる。この（１０）式から、例えば、ωがほぼ１／Ｔ
（＝１／（ＣＲ））となるような周波数における位相シ
フト量φ2 はほぼ９０°となる。

【００６２】ところで、一般のコンデンサマイク３６−
２は、平行板コンデンサの静電容量の変化を利用したマ
イクロホンであり、平行電極間に数十ＭΩの抵抗を介し
て所定の直流電圧を印加し、音圧による静電容量の変化
に応じた電圧変化を電気信号として取り出している。し
たがって、通常の使い方をする場合には所定の直流電圧
を印加する必要があるが、本実施例では音圧に応じて静
電容量が変化するキャパシタとしてコンデンサマイク３
６−２を使用しているため、所定の直流電圧を印加する
必要はない。

【００６３】このように、キャパシタ３６−１とコンデ
ンサマイク３６−２はともにキャパシタであって全体を
図５に示した１つのキャパシタ３６に置き換えることが
できるため、移相回路３０は、基本的に移相回路１０と
同じ構成となる。したがって、キャパシタ３６−１とコ
ンデンサマイク３６−２の全体を１つのキャパシタ３６
と考えた場合の静電容量をＣとすると、移相回路３０
は、上述した（１０）式で表されるような位相シフト量
φ2 を有している。したがって、例えばωがほぼ１／Ｔ
となるような周波数における位相シフト量φ2 はほぼ９
０°となる。

【００６４】このようにして、２つの移相回路１０，３
０のそれぞれにおいて位相が所定量シフトされる。しか
も、図３および図６に示すように、各移相回路１０，３
０における入出力電圧の相対的な位相関係は反対方向で
あって、所定の周波数において２つの移相回路１０，３
０の全体により位相シフト量が０°となる信号が出力さ
れる。

【００６５】また、図１に示した非反転回路５０は、ド
レインと正電源との間に抵抗５４が、ソースとアースと
の間に抵抗５６がそれぞれ接続されたＦＥＴ５２と、ベ
ースがＦＥＴ５２のドレインに接続されているとともに
コレクタが抵抗６０を介してソースに接続されたトラン
ジスタ５８と、ＦＥＴ５２に適切なバイアス電圧を印加
するための抵抗６２とを含んで構成されている。なお、
図１に示した非反転回路５０の前段に設けられたキャパ
シタ６４は、移相回路３０の出力から直流成分を取り除
く直流電流阻止用であり、交流成分のみが非反転回路５
０に入力される。

【００６６】ＦＥＴ５２は、ゲートに交流信号が入力さ
れると、逆相の信号をドレインから出力する。また、ト
ランジスタ５８は、ベースにこの逆相の信号が入力され
ると、さらに位相を反転した信号、すなわちＦＥＴ５２
のゲートに入力された信号の位相を基準に考えると同相
の信号をコレクタから出力し、この同相の信号が非反転
回路５０から出力される。この位相反転回路５０の出力
は、出力端子９２から発振器２の出力として取り出され
るとともに、帰還抵抗７０を介して前段の移相回路１０
の入力側に帰還されている。

【００６７】また、上述した非反転回路５０の増幅度
は、上述した抵抗５４，５６，６０の各抵抗値によって
決まり、これら各抵抗の抵抗値を調整することにより、
図１に構成を示す発振器２のループゲインが１以上に設
定されている。すなわち、実際には信号振幅の減衰が生
じてループゲインが１よりかなり小さくなるため、この
減衰分を非反転回路５０による増幅で補うことにより、
ループゲインを１以上に設定することが可能となる。こ
のようにループゲインを１以上に設定することにより、
閉ループを一巡したときに位相シフト量が０°となるよ
うな周波数で正弦波発振が行われる。

【００６８】図８は、上述した構成を有する２つの移相
回路１０，３０の全体を伝達関数Ｋ1 を有する回路に置
き換えたシステム図であり、伝達関数Ｋ1 を有する回路
と抵抗値Ｒ0 の帰還抵抗７０とによって閉ループが形成
されている。図９は、図８に示すシステムをミラーの定
理によって変換したシステム図であり、同図に示すよう
に抵抗値Ｒ0 を有する帰還抵抗７０を入力シャント抵抗
に変換すると、その抵抗値Ｒs は、

【数１１】で表すことができる。

【００６９】この式において、Ｋ1 が１より大きい場合
を考えると、入力シャント抵抗Ｒsは負性抵抗となるこ
とがわかる。

【００７０】伝達関数Ｋ1 を有する理想的な移相回路
（オール・パス・ネットワーク）で任意の有限な周波数
において位相シフト量が０°である条件を満たすものと
すれば、この周波数において、選択的に負性抵抗を実現
することになり、発振が可能となる。実際には入力シャ
ント抵抗は移相回路の入力インピーダンスと並列接続さ
れた形となり、これらを合成したものが負性抵抗となる
必要があるが、帰還抵抗７０の抵抗値Ｒ0 を低く設定し
たり、移相回路の入力インピーダンスを高く設定するこ
とは設計上極めて容易であるため、理論上は移相回路の
入力インピーダンスの影響を無視して考えることができ
る。

【００７１】ところで、（３）式から明らかなように、
前段の移相回路１０の伝達関数Ｋ2は、

【数１２】であり、（８）式から明らかなように、後段の移相回路
３０の伝達関数Ｋ3 は、

【数１３】である。但し、移相回路１０および３０内の各ＣＲ回路
の時定数は異なる場合も想定し、それぞれをＴ₁，Ｔ₂
とした。

【００７２】したがって、移相回路１０と３０を２段縦
続接続した場合の全体の伝達関数Ｋ1 は、

【数１４】となる。なお、上述したように実際には２つの移相回路
１０，３０の後段に非反転回路５０を接続してループゲ
インを１以上に設定しているが、（１２）式および（１
３）式によって表される伝達関数Ｋ2 ，Ｋ3 は各移相回
路において信号振幅の減衰が生じないものとして求めた
ものであり、（１４）式により求めた伝達関数Ｋ1 は、
実際に２つの移相回路１０，３０に非反転回路５０を接
続した全体の伝達関数と同じとなる。

【００７３】ここで、計算を簡単にするために、ｓ＝ｊ
ω、ｓ²＝−ω²、Ａ＝１＋Ｔ₁Ｔ₂ｓ²＝１−Ｔ₁Ｔ
₂ω²、Ｂ＝Ｔ₁＋Ｔ₂とおくと、

【数１５】となる。この（１５）式において、移相回路１０，３０
を２段接続した全体の入出力間の位相差が０°となるに
は、（１５）式の右辺の虚数項が０にならなければなら
ないので、次の式が成立する。

【００７４】

【数１６】したがって、１−Ｔ₁Ｔ₂ω²＝０またはω＝０とな
る。ここで、ω＝０の場合は入力信号が直流の場合であ
って位相差が１８０°となるので、結局他方の条件（１
−Ｔ₁Ｔ₂ω²＝０）を満たすω＝１／√（Ｔ₁Ｔ₂）
のときに位相差が０°となる。この周波数において入力
シャント抵抗Ｒs は負性抵抗となって、発振電圧条件と
周波数条件を同時に満たすことになる。

【００７５】このように、２つの移相回路１０，３０を
組み合わせることにより、閉ループを一巡する信号の位
相シフト量をある周波数において０°とすることがで
き、このときのループゲインを１より大きくすることに
より正弦波発振が持続される。しかも、２段目の移相回
路３０に接続されたコンデンサマイク３６−２は、音圧
に応じて静電容量が変化し、移相回路３０による移相量
も音圧に応じて変化するため、音声から直接ＦＭ変調が
かかった信号をつくって出力端子９２から出力すること
ができる。出力端子９２から出力されるＦＭ変調された
信号は、電力増幅回路３によって電力増幅された後にア
ンテナ１から空中に放出される。

【００７６】このように、本実施例のＦＭワイヤレスマ
イクは、コンデンサマイク３６−２が有する静電容量の
変化を直接ＦＭ変調に利用しており、回路構成を簡素化
することができる。特に、コンデンサマイクの出力を増
幅してバリキャップに印加する逆バイアス電圧をつくる
従来のＦＭワイヤレスマイクに比べると、この逆バイア
ス電圧をつくるための構成が不要であり、その分だけ回
路構成が簡単となる。

【００７７】また、本実施例のＦＭワイヤレスマイク
は、発振器２をＦＥＴ，抵抗およびキャパシタのみで構
成しておりインダクタを使用していないことから、コン
デンサマイク３６−２を除く回路全体の集積化に適して
いる。しかも、インダクタを使用しないため、磁気遮蔽
等の対策をたてる必要もない。

【００７８】なお、本実施例のＦＭワイヤレスマイク
は、２段目の移相回路３０にコンデンサマイクを接続し
たが、１段目の移相回路１０にコンデンサマイクを接続
するようにしてもよい。

【００７９】図１０は、本実施例のＦＭワイヤレスマイ
クに含まれる発振器の変形例を示す図である。同図に示
す発振器２ａは、図１に示す後段の移相回路３０内のキ
ャパシタ３６−１およびコンデンサマイク３６−２の全
体を静電容量が固定のキャパシタ３６ａに置き換えて後
段の移相回路３０ａを構成するとともに、図１に示す前
段の移相回路１０内のキャパシタ１６を静電容量が固定
のキャパシタ１６ａ−１とコンデンサマイク３６ａ−２
に置き換えて前段の移相回路１０ａを構成したものであ
る。２つの移相回路１０ａ，３０ａのそれぞれの動作
は、基本的に図１に示した移相回路１０，３０と同じで
あり、前段の移相回路１０ａに接続されたコンデンサマ
イク１６ａ−２が有する静電容量の変化を直接ＦＭ変調
に利用して、ＦＭキャリアをアンテナ１から送出するよ
うになっている。

【００８０】また、２つの移相回路１０，３０あるいは
１０ａ，３０ａの全体によって位相シフト量の合計が０
°となればよいため、図１において前段の移相回路１０
と後段の移相回路３０の前後の配置を入れ換えたり、図
１０において前段の移相回路１０ａと後段の移相回路３
０ａの前後の配置を入れ換えるようにしてもよい。

【００８１】また、上述した実施例では、発振器２ある
いは２ａとアンテナ１との間に電力増幅回路３を挿入す
ることにより送信出力を大きくするようにしたが、非反
転回路５０に電力増幅の機能を追加するようにしてもよ
い。この場合には、発振器２あるいは２ａの後段に挿入
した電力増幅回路３を省略することができる。

【００８２】また、上述した本実施例の発振器に含まれ
る非反転回路５０は、バイポーラトランジスタ５８を含
んで構成したが、これをＦＥＴに置き換えて、２段のソ
ース接地回路によって構成するようにしてもよい。この
場合には、発振器２あるいは２ａに使用されるトランジ
スタの全てがＦＥＴで統一されるため、製造プロセスの
簡略化が可能となる。

【００８３】また、非反転回路５０は、図１に示すよう
に少なくともトランジスタ２段構成によって構成される
ため、大きな増幅度に設定することができ、出力バッフ
ァとしての使用に適しており、また、２つの移相回路１
０，３０によって信号振幅が大きく減衰した場合にそれ
を補うことも容易である。

【００８４】（第２実施例）上述した第１実施例のＦＭ
ワイヤレスマイクに含まれる発振器２および２ａは、構
成が異なる２つの移相回路１０および３０を組み合わせ
て構成したが、同じ構成を有する２つの移相回路を組み
合わせて発振器を構成するようにしてもよい。

【００８５】図１あるいは図１０に示す発振器に含まれ
る一方の移相回路１０，１０ａは図２に示した基本構成
を有しており、移相回路１０，１０ａの入力と出力との
間には（３）式で表される関係が成立する。以下では、
図２に示す構成を有する移相回路１０等を（３）式中の
分数の符号を用いて便宜上「−型の移相回路」と称して
説明を行う。また、図１あるいは図８に示す発振器に含
まれる他方の移相回路３０，３０ａは図５に示した基本
構成を有しており、移相回路３０，３０ａの入力と出力
との間には（８）式で表された関係が成立する。以下で
は、図５に示す構成を有する移相回路３０等を（８）式
中の分数の符号を用いて便宜上「＋型の移相回路」と称
して説明を行う。

【００８６】このように各移相回路を便宜上２つのタイ
プに分類した場合には、第１実施例のＦＭワイヤレスマ
イクに含まれる発振器２，２ａは、タイプが異なる２つ
の移相回路１０および３０を組み合わせることにより、
全体としての位相シフト量が０°となる周波数において
発振動作を行うようになっている。

【００８７】ところで、１つの−型の移相回路１０の後
段に信号の位相を反転させる位相反転回路を接続した場
合のその全体の入出力間の関係に着目すると、（３）式
において分数の符号「−」を反転して「＋」にすればよ
く、１つの−型の移相回路の後段に位相反転回路を接続
した構成が１つの＋型の移相回路に等価であるといえ
る。同様に、１つの＋型の移相回路３０の後段に信号の
位相を反転させる位相反転回路を接続した場合のその全
体の入出力間の関係に着目すると、（８）式において分
数の符号「＋」を反転して「−」にすればよく、１つの
＋型の移相回路の後段に位相反転回路を接続した構成が
１つの−型の移相回路に等価であるといえる。なお、位
相反転回路を用いた場合にはこの回路に所定の増幅度を
持たせればよいため、図１に示した非反転回路５０を省
略することができる。

【００８８】したがって、第１実施例においてタイプが
異なる２つの移相回路１０および３０を組み合わせて発
振器を構成する代わりに、同タイプの２つの移相回路と
位相反転回路を組み合わせて発振器を構成し、これを用
いて第１実施例と同様の特徴を有するＦＭワイヤレスマ
イクを実現することができる。

【００８９】図１１は、第２実施例のＦＭワイヤレスマ
イクの構成を示す図であり、発振器２ｂの詳細構成が示
されている。

【００９０】同図に示す発振器２ｂは、図１および図８
に示す−型の２つの移相回路１０，１０ａと、後段の移
相回路１０ａの出力信号の位相をさらに反転する位相反
転回路８０と、位相反転回路８０の出力を前段の移相回
路１０の入力側に帰還させる帰還抵抗７０とを含んで構
成されている。

【００９１】位相反転回路８０は、ドレインと正電源と
の間に抵抗８４が、ソースとアースとの間に抵抗８６が
それぞれ接続されたＦＥＴ８２と、ＦＥＴ８２のゲート
に所定のバイアス電圧を印加する抵抗８８とを含んで構
成されている。ＦＥＴ８２のゲートに交流信号が入力さ
れると、ＦＥＴ８２のドレインからは位相を反転した逆
相の信号が出力される。また、この位相反転回路８０
は、２つの抵抗８４，８６の抵抗比によって定まる所定
の増幅度を有する。

【００９２】このような構成を有する位相反転回路８０
を用いることにより、入力信号の位相を反転するととも
に、増幅度を調整して発振器２ｂのループゲインを１よ
り大きく設定することが容易となる。

【００９３】ところで、上述した第１実施例で説明した
ように、−型の２つの移相回路１０，１０ａのそれぞれ
は、入力信号の周波数ωが０から∞まで変化するにした
がって位相シフト量が１８０°から０°まで変化する。

【００９４】例えば、２つの移相回路１０，１０ａ内の
ＣＲ回路の時定数が同じであると仮定し、これをＴとお
くと、ω＝１／Ｔの周波数では２つの移相回路１０，１
０ａのそれぞれにおける位相シフト量が９０°となる。
したがって、２つの移相回路１０，１０ａによって位相
が１８０°シフトされ、さらに後段に接続された位相反
転回路８０によって位相が反転され、全体として、位相
が一巡してシフト量が０°となる信号が位相反転回路８
０から出力される。したがって、この位相反転回路８０
の出力を帰還抵抗７０を介して前段の移相回路１０の入
力側に帰還させることにより、周波数ωを有する正弦波
発振が行われる。

【００９５】２つの移相回路１０，１０ａの伝達関数Ｋ
21は、それぞれの移相回路内のＣＲ回路の時定数をＴす
ると、（１２）においてＴ₁をＴに置き換えて、

【数１７】となる。したがって、これら２つの移相回路１０，１０
ａを縦続接続した場合の全体の伝達関数Ｋ41は、

【数１８】となる。したがって、これら２つの移相回路１０，１０
ａのさらに後段に位相反転回路８０を接続した場合の全
体の伝達関数Ｋ5 は、

【数１９】となる。この（１９）式の右辺は、第１実施例において
（１４）式に示した伝達関数Ｋ1 のＴ₁とＴ₂をＴに置
き換えたものに等しい。すなわち、（１９）式は第１実
施例において示した２つの移相回路１０，３０と非反転
回路５０とを接続した場合の全体の伝達関数に等しいも
のであり、本実施例において同タイプの２つの移相回路
１０，１０ａと位相反転回路８０とを接続した構成が、
第１実施例において図１あるいは図１０に示した構成に
等価であることがわかる。

【００９６】別の見方をすれば、図１１に示した後段の
移相回路１０ａと位相反転回路８０とを接続した場合の
全体の伝達関数は、１つの移相回路１０ａの伝達関数の
符号を反転したものであるといえる。したがって、（１
２）式に示した移相回路１０ａの伝達関数Ｋ2 の符号
「−」を反転して「＋」にしたものが移相回路１０ａと
位相反転回路８０を接続した全体の伝達関数となり、こ
れはとりもなおさずＴ₁＝Ｔ₂とした場合の（１３）式
に示した移相回路３０の伝達関数Ｋ3 に等しくなる。こ
のように考えても、本実施例において同タイプの２つの
移相回路１０，１０ａと位相反転回路８０とを接続した
構成が、第１実施例においてタイプが異なる２つの移相
回路１０，３０を接続した構成に等価であることがわか
る。

【００９７】したがって、本実施例の発振器２ｂにおい
て、位相反転回路８０の増幅度を適切な値にしてループ
ゲインを１以上に設定することにより、一巡したときに
位相シフト量が０°となるような周波数で正弦波発振が
持続される。しかも、２段目の移相回路１０ａに接続さ
れたコンデンサマイク１６ａ−２は、音圧に応じて静電
容量が変化し、移相回路１０ａにおける移相量も音圧に
応じて変化するため、音声から直接ＦＭ変調がかかった
信号をつくって出力端子９２から出力することができ
る。出力端子９２から出力されたＦＭ変調された信号
は、電力増幅回路３によって電力増幅された後にアンテ
ナ１から空中に放出される。

【００９８】このように、本実施例のＦＭワイヤレスマ
イクは、第１実施例のＦＭワイヤレスマイクと同様に、
コンデンサマイク１６ａ−２が有する静電容量の変化を
直接ＦＭ変調に利用しており、回路構成を簡素化するこ
とができる。また、本実施例のＦＭワイヤレスマイク
は、発振器２ｂをＦＥＴ，抵抗およびキャパシタのみで
構成しておりインダクタを使用していないことから、コ
ンデンサマイク１６ａ−２を除く回路全体の集積化に適
しており、インダクタを使用する場合の磁気遮蔽等の対
策も不要となる。

【００９９】なお、本実施例のＦＭワイヤレスマイク
は、２段目の移相回路にコンデンサマイクを接続した
が、１段目の移相回路にコンデンサマイクを接続するよ
うにしてもよい。すなわち、図１１に示した２つの移相
回路１０，１０ａの配置を入れ換えて発振器を構成する
ようにしてもよい。

【０１００】（第３実施例）上述した第２実施例のＦＭ
ワイヤレスマイクでは−型の２つの移相回路１０，１０
ａを２段接続した場合を説明したが、＋型の移相回路を
２段接続することにより発振器を構成するようにしても
よい。

【０１０１】図１２は、第３実施例のＦＭワイヤレスマ
イクの構成を示す図であり、発振器２ｃの詳細構成が示
されている。

【０１０２】同図に示す発振器２ｃは、図１および図１
０に示す＋型の２つの移相回路３０ａ，３０と、後段の
移相回路３０の出力信号の位相をさらに反転する位相反
転回路８０と、位相反転回路８０の出力を前段の移相回
路３０ａの入力側に帰還させる帰還抵抗７０とを含んで
構成されている。

【０１０３】位相反転回路８０は、第２実施例において
図１１に示したものであり、ＦＥＴ８２のゲートに交流
信号が入力されると、このＦＥＴ８２のドレインからは
位相を反転した逆相の信号が出力される。

【０１０４】上述した第１実施例で説明したように、＋
型の２つの移相回路３０ａ，３０のそれぞれは、入力信
号の周波数ωが０から∞まで変化するにしたがって位相
シフト量が０°から１８０°まで変化する。例えば、２
つの移相回路３０ａ，３０内のＣＲ回路の時定数が同じ
であると仮定し、その値をＴとおくと、ω＝１／Ｔの周
波数では２つの移相回路３０ａ，３０のそれぞれにおけ
る位相シフト量が９０°となる。したがって、２つの移
相回路３０ａ，３０によって位相が１８０°シフトさ
れ、さらに後段に接続された位相反転回路８０によって
位相が反転され、全体として、位相が一巡してシフト量
が０°となる信号が位相反転回路８０から出力される。
したがって、この位相反転回路８０の出力を帰還抵抗７
０を介して前段の移相回路３０ａの入力側に帰還させる
ことにより、周波数ωを有する正弦波発振が行われる。

【０１０５】ところで、２つの移相回路３０ａ，３０の
伝達関数Ｋ31は、それぞれの移相回路内のＣＲ回路の時
定数をＴとすると、（１８）式においてＴ₂をＴに置き
換えて、

【数２０】となる。この伝達関数Ｋ31は（１７）式に示した伝達関
数Ｋ21の符号「−」を「＋」に置き換えたものであり、
２つの移相回路３０ａ，３０を縦続接続した場合の全体
の伝達関数Ｋ41は、第２実施例において示した（１８）
式をそのまま当てはめることができる。したがって、こ
れら２つの移相回路３０ａ，３０のさらに後段に位相反
転回路８０を接続した場合の全体の伝達関数Ｋ5 も、第
２実施例において示した（１９）式をそのまま当てはめ
ることができる。

【０１０６】すなわち、本実施例において同タイプの２
つの移相回路３０ａ，３０と位相反転回路８０とを接続
した構成が、第１実施例においてタイプが異なる２つの
移相回路１０，３０と非反転回路５０とを接続した構成
や、第２実施例において−型の２つの移相回路１０，１
０ａと位相反転回路８０とを接続した構成に等価である
といえる。

【０１０７】別の見方をすれば、図１２に示した後段の
移相回路３０と位相反転回路８０とを接続した場合の全
体の伝達関数は、１つの移相回路３０の伝達関数の符号
を反転したものであるといえる。したがって、（１３）
式に示した移相回路３０の伝達関数Ｋ3 の符号「＋」を
反転して「−」にしたものが移相回路３０と位相反転回
路８０を接続した全体の伝達関数となり、これはとりも
なおさずＴ₁＝Ｔ₂とした場合の（１２）式に示した移
相回路１０の伝達関数Ｋ2 に等しくなる。このように考
えても、本実施例において同タイプの２つの移相回路３
０ａ，３０と位相反転回路８０とを接続した構成が、第
１実施例においてタイプが異なる２つの移相回路１０，
３０と非反転回路５０とを接続した構成に等価であるこ
とがわかる。

【０１０８】したがって、本実施例の発振器２ｃにおい
て、位相反転回路８０の増幅度を適切な値にしてループ
ゲインを１以上に設定することにより、一巡したときに
位相シフト量が０°となるような周波数で正弦波発振が
持続される。しかも、２段目の移相回路３０に接続され
たコンデンサマイク３６−２は、音圧に応じて静電容量
が変化し、移相回路３０における移相量も音圧に応じて
変化するため、音声から直接ＦＭ変調がかかった信号を
つくって出力端子９２から出力することができる。出力
端子９２から出力されたＦＭ変調された信号は、電力増
幅回路３によって電力増幅された後にアンテナ１から空
中に放出される。

【０１０９】このように、本実施例のＦＭワイヤレスマ
イクは、第１実施例や第２実施例のＦＭワイヤレスマイ
クと同様に、コンデンサマイク３６−２が有する静電容
量の変化を直接ＦＭ変調に利用しており、回路構成を簡
素化することができる。また、本実施例のＦＭワイヤレ
スマイクは、発振器２ｃをＦＥＴ，抵抗およびキャパシ
タのみでで構成しておりインダクタを使用していないこ
とから、コンデンサマイク３６−２を除く回路全体の集
積化に適しており、インダクタを使用する場合の磁気遮
蔽等の対策も不要となる。

【０１１０】なお、本実施例のＦＭワイヤレスマイク
は、２段目の移相回路にコンデンサマイクを接続した
が、１段目の移相回路にコンデンサマイクを接続するよ
うにしてもよい。すなわち、図１２に示した２つの移相
回路３０ａ，３０の配置を入れ換えて発振器を構成する
ようにしてもよい。

【０１１１】なお、本発明は上記実施例に限定されるも
のではなく、本発明の要旨の範囲内で種々の変形実施が
可能である。

【０１１２】例えば、上述した各実施例においては、コ
ンデンサマイクとキャパシタとを直列接続した場合につ
いて説明したが、原理的にはこれら直列接続されたコン
デンサマイクとキャパシタの全体を１つのキャパシタと
して機能させればよいことから、コンデンサマイクに直
列に接続したキャパシタを省略したり、コンデンサマイ
クとキャパシタとを並列接続、あるいはコンデンサマイ
クと複数のキャパシタを並列および直列に組み合わせる
ようにしてもよい。コンデンサマイクを単体で用いる場
合と、コンデンサマイクとキャパシタとを直列または並
列あるいはこれらを組み合わせて接続した場合とを比べ
ると、後者の場合には接続するキャパシタの静電容量の
値を変えることにより全体の静電容量の変化の度合い、
すなわちＦＭ変調度を調整できる利点がある。

【０１１３】また、上述した各実施例においては、非反
転回路５０あるいは位相反転回路８０に出力端子９２を
接続したが、前段あるいは後段の移相回路１０等に出力
端子９２を接続し、この出力端子９２から出力されるＦ
Ｍ変調された信号を直接アンテナ１に、あるいは電力増
幅回路３によって電力増幅を行った後にアンテナ１に送
るようにしてもよい。

【０１１４】また、上述した各実施例においては、各移
相回路内の各素子の素子定数を固定して、送信周波数が
固定のＦＭワイヤレスマイクを実現したが、各素子定数
を可変してキャリア周波数を任意に変更できるようにし
てもよい。例えば図１を例にとって説明すると、移相回
路１０あるいは３０内の抵抗１４，３４の少なくとも一
方を可変抵抗に置き換えてこの抵抗値を可変することに
より、あるいは移相回路１０あるいは３０内のキャパシ
タ１６，３６−１の少なくとも一方を可変容量素子に置
き換えてこの静電容量を可変することにより、各移相回
路により位相シフト量を変化させてキャリア周波数を変
えることができる。さらに具体的には、上述した可変抵
抗をゲート電圧が変更可能なＦＥＴのチャネルによって
形成することができ、可変容量素子をアノード・カソー
ド間に印加する逆バイアス電圧が変更可能な可変容量ダ
イオードによって、あるいはゲート電圧によってゲート
容量が変更可能なＦＥＴによって形成することができ
る。

【０１１５】特に、ＦＥＴのチャネルを利用して可変抵
抗を形成する場合には、ｐチャネルのＦＥＴとｎチャネ
ルのＦＥＴとを並列接続して１つの可変抵抗を構成し、
各ＦＥＴのゲートとサブストレート間に大きさが等しく
極性が異なるゲート電圧を印加するようにしてもよい。
このように、２つのＦＥＴを組み合わせて可変抵抗を構
成することにより、ＦＥＴの非線形領域の改善を行うこ
とができるため、高調波成分を低減した歪みの少ないＦ
ＥＴキャリアを送信することができる。

【０１１６】また、上述したように可変抵抗や可変容量
素子を用いる場合の他、素子定数が異なる複数の抵抗あ
るいはキャパシタを用意しておいて、スイッチを切り換
えることにより、これら複数の素子の中から１つあるい
は複数を選ぶようにしてもよい。この場合には、素子定
数を不連続的に切り換えることができることから、ＦＭ
ワイヤレスマイクの送信周波数を不連続的に切り換える
ことができる。このため、混信を避けるために周波数を
切り換えるような用途に適している。

【０１１７】また、各実施例の発振器を集積化する際に
は、例えばＳｉＯ₂などの絶縁酸化膜を介して電極を形
成したり、上述したようにＦＥＴのゲート容量を利用し
てキャパシタを形成することができる。

【０１１８】また、上述した各実施例においては、接合
型のＦＥＴを用いて移相回路１０等を構成する場合を図
示したが、ＭＯＳ型のＦＥＴにより、あるいはバイポー
ラトランジスタによって移相回路を構成するようにして
もよい。

【０１１９】ＦＥＴをバイポーラトランジスタに置き換
えた移相回路においては、入力信号がベースに入力され
たときにベース・エミッタ間に電流が流れるため、エミ
ッタに現れる電圧（交流電圧）とコレクタに現れる電圧
（交流電圧）とは正確には同じにはならない。但し、電
流増幅度が数十倍から百倍程度である場合には、その差
は１％から数％であり、事実上無視することができる。
あるいはエミッタ抵抗よりコレクタ抵抗を若干大きく設
定することにより、この差を補正するようにしてもよ
い。

【０１２０】特に、バイポーラトランジスタを用いて移
相回路を構成した場合には、動作周波数の上限を高くす
ることができ、また、入出力間の信号振幅の減衰を少な
くすることができる。したがって、少なくとも前段の位
相回路１０，１０ａ等をバイポーラトランジスタを用い
て構成することが好ましい。但し、２段目の移相回路は
高入力インピーダンスにする必要があるため、ＦＥＴを
用いて構成することが好ましい。

【０１２１】

【発明の効果】上述したように、請求項１〜４の発明に
よれば、コンデンサマイクの静電容量の変化を利用して
直接ＦＭ変調が可能であり、静電容量の変化を一旦電圧
の変化に変換する等の付加回路が不要となるため、ＦＭ
ワイヤレスマイク全体の回路構成を簡略化することがで
きる。また、インダクタを使用していないため、半導体
基板上に一体形成を行う集積化が容易となる。

【０１２２】特に、各変換手段をトランジスタとキャパ
シタおよび抵抗により、しかも一方のキャパシタはコン
デンサマイクによって兼用することにより、簡単な構成
とすることができ、ＦＭワイヤレスマイク全体の回路規
模の簡素化が可能となる。

【０１２３】また、請求項５の発明によれば、コンデン
サマイクそのものをキャパシタとして使用する代わりに
静電容量が固定のキャパシタと組み合わせており、組み
合わせる方法および組み合わせるキャパシタの静電容量
に応じてＦＭ変調度を容易に調整することができる。

【０１２４】また、請求項６〜８の発明によれば、発振
器内の移相回路に含まれた抵抗の抵抗値を変化させるこ
とにより、具体的にはＦＥＴによって可変抵抗を形成し
てチャネル抵抗を変化させることにより、移相回路にお
ける位相シフト量が変化するため、送信するＦＭキャリ
アの周波数を任意に変化させることができる。

【０１２５】特に、ＦＥＴによって可変抵抗を形成する
場合には、ｐチャネルＦＥＴとｎチャネルＦＥＴとを並
列接続して用いることにより、ＦＥＴの非線形領域の改
善を行うことができ、高調波成分を低減した歪みの少な
いＦＭキャリアを送信することができる。

【０１２６】また、請求項９の発明によれば、可変抵抗
を用いる代わりに、キャパシタを可変容量素子によって
形成することにより、移相回路における移相シフト量を
変化させ、これにより送信するＦＭキャリアの周波数を
任意に変化させることができる。

【０１２７】また、請求項１０または１１の発明によれ
ば、可変抵抗や可変容量素子のように素子定数自体が可
変の素子を利用する代わりに、抵抗やキャパシタとして
素子定数が異なる複数の素子を用意しておいて、スイッ
チ切り換えにより任意の素子を選択して、あるいは任意
の素子を組み合わせて使用する。このため、ＦＭキャリ
アの周波数を不連続的に変化させることができる。

【０１２８】また、請求項１２の発明によれば、発振器
の全体を半導体基板上に一体形成しており、集積化によ
る回路の小型化や製造コスト低減が可能となる。

【０１２９】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を適用した第１実施例のＦＭワイヤレス
マイクの構成を示す図である。

【図２】図１に示した前段の移相回路の構成を抜き出し
て示した図である。

【図３】前段の移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に
現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図４】図２に示した移相回路を等価的に表した図であ
る。

【図５】図１に示した後段の移相回路の構成を抜き出し
て示した図である。

【図６】後段の移相回路の入出力電圧とキャパシタ等に
現れる電圧との関係を示すベクトル図である。

【図７】図５に示した移相回路を等価的に表した図であ
る。

【図８】２つの移相回路および非反転回路の全体を伝達
関数Ｋ1 を有する回路に置き換えたシステム図である。

【図９】図８に示すシステムをミラーの定理によって変
換したシステム図である。

【図１０】第１実施例のＦＭワイヤレスマイクの変形例
を示す図である。

【図１１】第２実施例のＦＭワイヤレスマイクの構成を
示す図である。

【図１２】第３実施例のＦＭワイヤレスマイクの構成を
示す図である。

【符号の説明】

１アンテナ２発振器３電力増幅回路１０，３０移相回路１２，３２，５２電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）１４，３４抵抗１６，３６−１キャパシタ３６−２コンデンサマイク５０非反転回路７０帰還抵抗９２出力端子

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】音声を集音するコンデンサマイクと、前
記コンデンサマイクが接続される発振器と、前記発振器
から出力される信号を空中に出力するアンテナとを含む
ＦＭワイヤレスマイクにおいて、前記発振器は、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に変換
して出力する変換手段と、前記変換手段によって変換さ
れた一方の交流信号をキャパシタを介して他方の交流信
号を抵抗を介して合成する合成手段とを含む２つの移相
回路と、後段に接続された前記移相回路から出力される交流信号
の位相を変えずに所定の増幅度で増幅して出力する非反
転回路と、を備え、前記非反転回路の出力を前段に接続された前記
移相回路の入力側に帰還させるとともに、前記コンデン
サマイクを前記２つの移相回路のいずれか一方に含まれ
る前記キャパシタとして用いることにより、前記２つの
移相回路および前記非反転回路のいずれかからＦＭ変調
された信号を出力することを特徴とするＦＭワイヤレス
マイク。
【請求項２】請求項１において、前記移相回路に含まれる前記変換手段は、ソースおよび
ドレインのそれぞれにあるいはエミッタおよびコレクタ
のそれぞれに抵抗値がほぼ等しい抵抗が接続されている
とともに、ゲートあるいはベースに入力信号が入力され
るトランジスタによって構成されており、前記トランジ
スタのソース・ドレイン間あるいはエミッタ・コレクタ
間に前記合成手段を構成する前記キャパシタおよび前記
抵抗からなる直列回路を接続し、これらの前記キャパシ
タおよび前記抵抗の接続の仕方を前記２つの移相回路に
おいて反対にしたことを特徴とするＦＭワイヤレスマイ
ク。
【請求項３】音声を集音するコンデンサマイクと、前
記コンデンサマイクが接続される発振器と、前記発振器
から出力される信号を空中に出力するアンテナとを含む
ＦＭワイヤレスマイクにおいて、前記発振器は、入力された交流信号を同相および逆相の交流信号に変換
して出力する変換手段と、前記変換手段によって変換さ
れた一方の交流信号をキャパシタを介して他方の交流信
号を抵抗を介して合成する合成手段とを含む２つの移相
回路と、後段に接続された前記移相回路から出力される交流信号
の位相を反転するとともに所定の増幅度で増幅して出力
する位相反転回路と、を備え、前記位相反転回路の出力を前段に接続された前
記移相回路の入力側に帰還させるとともに、前記コンデ
ンサマイクを前記２つの移相回路のいずれか一方に含ま
れる前記キャパシタとして用いることにより、前記２つ
の移相回路および前記位相反転回路のいずれかからＦＭ
変調された信号を出力することを特徴とするＦＭワイヤ
レスマイク。
【請求項４】請求項３において、前記移相回路に含まれる前記変換手段は、ソースおよび
ドレインのそれぞれにあるいはエミッタおよびコレクタ
のそれぞれに抵抗値がほぼ等しい抵抗が接続されている
とともに、ゲートあるいはベースに入力信号が入力され
るトランジスタによって構成されており、前記トランジ
スタのソース・ドレイン間あるいはエミッタ・コレクタ
間に前記合成手段を構成する前記キャパシタおよび前記
抵抗からなる直列回路を接続し、これらの前記キャパシ
タおよび前記抵抗の接続の仕方を前記２つの移相回路に
おいて同じにしたことを特徴とするＦＭワイヤレスマイ
ク。
【請求項５】請求項１〜４のいずれかにおいて、前記コンデンサマイクに直列あるいは並列に静電容量が
固定のキャパシタを接続することを特徴とするＦＭワイ
ヤレスマイク。
【請求項６】請求項１〜５のいずれかにおいて、前記２つの移相回路内の前記合成手段の少なくとも一方
に含まれる前記抵抗が可変抵抗であることを特徴とする
ＦＭワイヤレスマイク。
【請求項７】請求項６において、前記可変抵抗を電界効果トランジスタのチャネルによっ
て形成し、ゲート電圧を変えてチャネル抵抗を変えるこ
とを特徴とするＦＭワイヤレスマイク。
【請求項８】請求項６において、前記可変抵抗をｐチャネル型の電界効果トランジスタと
ｎチャネル型の電界効果トランジスタとを並列接続する
ことにより形成し、極性が異なる各電界効果トランジス
タのゲート電圧の大きさを変えてチャネル抵抗を変える
ことを特徴とするＦＭワイヤレスマイク。
【請求項９】請求項１〜５のいずれかにおいて、前記２つの移相回路内の前記合成手段の少なくとも一方
に含まれる前記キャパシタが可変容量素子であることを
特徴とするＦＭワイヤレスマイク。
【請求項１０】請求項１〜５のいずれかにおいて、前記２つの移相回路内の前記合成手段の少なくとも一方
に含まれる前記抵抗として抵抗値が固定の複数の抵抗を
有しており、スイッチ切り換えにより選択的に接続する
ことを特徴とするＦＭワイヤレスマイク。
【請求項１１】請求項１〜５のいずれかにおいて、前記２つの移相回路内の前記合成手段の少なくとも一方
に含まれる前記キャパシタとして静電容量が固定の複数
のキャパシタを有しており、スイッチ切り換えにより選
択的に接続することを特徴とするＦＭワイヤレスマイ
ク。
【請求項１２】請求項１〜１１のいずれかにおいて、前記発振器の各構成部品を半導体基板上に一体形成した
ことを特徴とするＦＭワイヤレスマイク。