JPH08172339A

JPH08172339A - 能動型ろ波器、能動型等化器及び発振器

Info

Publication number: JPH08172339A
Application number: JP31718894A
Authority: JP
Inventors: Isao Tsuyama; 功津山
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1994-12-20
Filing date: 1994-12-20
Publication date: 1996-07-02

Abstract

(57)【要約】【目的】能動型ろ波器、能動型等化器及び発振器に関
し、回路の寄生容量の影響を受けない能動型ろ波器、能
動型等化器及び発振器を提供する。【構成】入力電流に対して出力側から負帰還された電
流に電流増幅と積分を施した電流を生成し、該生成され
た電流を出力電流とし、該出力電流に定数を乗じた電流
を負帰還電流とするように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、通信・情報処理機器分
野における符号化・復号化や帯域圧縮・伸長などの信号
処理装置に必須なアナログ回路である能動型ろ波器、能
動型等化器及び発振器に係り、特に、回路の寄生容量の
影響を受けない能動型ろ波器、能動型等化器及び発振器
に関する。

【０００２】通信・情報処理機器は、例えば、電話回線
や電子計算機能を提供するに止まらず、生成された膨大
な量の情報の処理・伝送を行なって、正に、情報化社会
の中枢神経と動脈として機能している。更に、近い将来
には電話音声、データ、イメージのみならず，広帯域音
声（音楽）、画像をも含めたマルチメディア情報の処理
と通信を統合的に行なう情報スーパーハイウェイの実現
が予想されている。

【０００３】これもデジタル技術の進歩により処理・伝
送能力が高められ、又、情報処理と通信とが統合されつ
つあるためである。しかし、如何にデジタル技術が進歩
しても、人間に適合した情報の形態はアナログであるの
で、情報スーパーハイウェイの時代にも人間が感ずる情
報の品質はアナログ回路の性能にかかっている。この意
味で、アナログ回路の高性能化は今後益々重要になって
くる。

【０００４】ところで、通信・情報処理機器を構成する
技術に着目すると、デジタル回路においてはＭＯＳ技術
で実現できる特性の範囲が急速に拡大し、一部の超高速
回路を除いてＭＯＳ技術が主流になっており、集積度も
格段の進歩を遂げている。このような中にあって、アナ
ログ回路もこういうデジタル回路の動向に整合した技術
によって進歩させてゆく必要性が認識されて、ここ数年
でアナログ・デジタル混在回路の技術の開発がさかんに
行なわれている。

【０００５】本発明は、かかる必要性に鑑み、デジタル
回路との混在が可能で、且つ、性能がよいアナログ回路
を提供するもので、特に、能動型ろ波器、能動型等化器
及び発振器の実現に関するものである。

【０００６】

【従来の技術】従来の能動型ろ波器で高域ろ波器を構成
する場合、信号の流れに沿う直列ブランチに容量素子を
配置する。容量素子は、その容量に見合う面積を必要と
するために、その電極の対地寄生容量を無視できない。
従って、理想的には１個の容量であるべき容量素子の等
化回路は、直列ブランチの本来の容量と、並列ブランチ
に入る容量素子の電極の寄生容量とによってなるπ型の
回路となる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】この並列ブランチに入
る寄生容量が従来の能動型ろ波器の高周波特性を劣化さ
せる原因になる。

【０００８】本発明は、かかる問題に対処して、寄生容
量の影響を受けない能動型ろ波器、能動型等化器及び発
振器を提供することと、デジタル回路との共存性が高い
能動型ろ波器、能動型等化器及び発振器を提供すること
を目的とする。

【０００９】

【課題を解決するための手段】図２４は、本発明の能動
型ろ波器、能動型等化器及び発振器の基本回路である積
分回路（その１）である。

【００１０】図２４において、１ａ、１ｂは容量がＣの
容量素子、２ａは変換係数がＧｍである電圧−電流変換
回路である。そして、入力信号は電流Ｉｉ、出力信号は
電流Ｉｏである。

【００１１】電圧−電流変換回路はその入力端子電圧の
Ｇｍ倍の出力電流を供給するものであるから、入出力電
流の関係は次の式で与えられる。

【００１２】

【数１】但し、ｓは複素周波数である。従って、電流伝達関数は
次の式で与えられる。

【００１３】

【数２】即ち、図２４の構成においては出力電流は入力電流の積
分となる。図２５は、積分回路（その２）である。

【００１４】図２５において、１ａ、１ｂは容量がＣの
容量素子、２ａは変換係数がＧｍである電圧−電流変換
回路、３ａは電流増幅率がＡである電流増幅回路であ
る。そして、入力信号は電流Ｉｉ、出力信号は電流Ｉｏ
である。ＩｏとＩｉとの間に成立する（１）式と同様な
関係式から電流伝達関数を求めると次の式のようにな
る。

【００１５】

【数３】即ち、図２５の構成の電流伝達関数は（２）式に電流増
幅率Ａを掛けたものとなる。

【００１６】尚、積分回路や電流増幅回路などの具体的
構成については、本発明の技術について全て説明した後
で詳述する。さて、図１は、本発明の実施例である。

【００１７】図１において、１ａ、１ｂは容量素子、２
ａは第一の電圧−電流変換回路、２ｂは第二の電圧−電
流変換回路、３ａは電流増幅回路である。図１において
は、第二の電圧−電流変換回路の出力を入力端子に負帰
還し、ＩｉとＩｏとの間で一次の低域ろ波器の伝達関数
を得るものである。

【００１８】

【作用】今、第二の電圧−電流変換回路の出力電流をＩ
ｆとすれば、Ｉｉ、Ｉｏ、Ｉｆとの間に次の関係が成立
する。

【００１９】

【数４】この２式からＩｆを消去するとＩｏとＩｉとの関係が求
められ、図１の構成の電流伝達関数は次の式のようにな
る。

【００２０】

【数５】これは一次の低域ろ波器を実現する伝達関数である。図
１の構成を見れば明らかなように、インピーダンスの高
い電流増幅回路の出力端子と電圧−電流変換回路の入力
端子に並列に容量素子が配置されるので、電流増幅回路
の出力端子及び電圧−電流変換回路の入力端子の寄生容
量は容量素子の容量と並列な容量となる。従って、これ
らの寄生容量を考慮して容量素子の容量を決定すれば、
低域ろ波器の遮断周波数を所期の値にすることは容易で
ある。

【００２１】又、図１の第二の電圧−電流変換回路の出
力電流を入力端子に帰還する構成を見ればわかるよう
に、電流を変数としているので加算手段を用いなくても
変数の加算が実現できる。これは、電圧を変数とする場
合に比較して非常に大きな利点である。何故なら、電圧
を変数とする場合の加算は、その電圧が現れる端子を直
列に接続する必要があるが、その端子にバイアスがかか
っている（これが通常である）場合には単純に直列接続
できないので、加算増幅手段などのバッファ手段を介す
る必要があるためである。

【００２２】

【実施例】図２は、本発明の実施例の変形（その１）で
ある。図２において、１ａ、１ｂは容量素子、２ａは第
一の電圧−電流変換回路、４ａは電流増幅係数がＡであ
る電流分岐回路である。ここに示されている電流分岐回
路は入力電流をＡ倍に増幅した電流を二の出力端子から
出力するものである。そして、図２においては、電流分
岐回路の第二の出力端子の電流Ｉｆを入力端子に負帰還
し、電流分岐回路の第一の出力端子の電流Ｉｏと入力電
流Ｉｉとの間で一次の低域ろ波器を特性を得るものであ
る。

【００２３】図２について、Ｉｉ、Ｉｏ、Ｉｆの関係を
求めると、（４）式と全く同じ式が得られる。従って、
図２の構成の電流伝達関数も（５）式と全く同じ式にな
る。図３は、本発明の実施例の変形（その２）である。

【００２４】図３において、１ａ、１ｂは容量素子、２
ａ’は第一の電圧−電流変換回路、２ｂ’は第二の電圧
−電流変換回路、３ａは電流増幅回路である。図３にお
いても、第二の電圧−電流変換回路の出力Ｉｆを入力端
子に負帰還し、入力電流Ｉｉと第一の電圧−電流変換回
路の出力電流であるＩｏとの間で一次の低域ろ波器の伝
達関数を得るものである。

【００２５】この場合、図１の構成とは第一、第二の電
圧−電流変換回路の変換係数が異なるのみで、回路の動
作は図１の構成と本質的には何ら変わらないので、結果
のみを示すと、電流伝達関数は次の式のようになる。

【００２６】

【数６】図４は、本発明の実施例の変形（その３）である。図４
において、１ａ、１ｂは容量素子、２ａは第一の電圧−
電流変換回路、４ａ’は電流分岐回路である。ここに示
されている電流分岐回路は入力電流をＡ₁倍に増幅した
電流を第一の出力端子から出力し、入力電流をＡ₂倍し
た電流を第二の出力端子から出力するものである。そし
て、図４においても、電流分岐回路の第二の出力端子の
電流Ｉｆを入力端子に負帰還し、電流分岐回路の第一の
出力端子の電流Ｉｏと入力電流Ｉｉとの間で一次の低域
ろ波器を特性を得るもので、図２の構成に比べて電流分
岐回路の各々の出力端子への電流増幅係数が異なるのみ
で、回路の動作は本質的に同じである。従って、電流伝
達関数を求めた結果のみを示すと次の式のようになる。

【００２７】

【数７】さて、図１から図４にわたって一次の低域ろ波器を実現
する構成を説明してきたが、これらは全て入力側の電流
に対して電流増幅と積分を施し、該電流増幅と積分を施
した電流を出力側で分岐して、分岐した一方の電流で入
力電流に対して負帰還をかけ、分岐したもう一方の電流
を出力電流とするものである。従って、これらは全て同
一のものであるといえる。

【００２８】又、図１または図３の構成においては、電
流増幅回路や電圧−電流変換回路の出力側が広帯域にわ
たって電流源としての特性を確保でき、出力端子から次
段の回路を見込んだインピーダンスと帰還ループから電
流増幅回路を見込んだインピーダンスが広帯域にわたっ
て一定であれば、下記のように回路を簡略化することも
可能である。即ち、図１と図３の構成においては第二の
電圧−電流変換回路を取り除いて帰還電流を出力端子か
ら直接取り出してもよい。しかし、図２と図４の構成に
おいては、帰還ループから見込んだインピーダンスは周
波数特性を持っているので、帰還電流を出力端子から直
接取り出して帰還ループを入力端子に並列に接続する構
成では一次の低域ろ波器を構成することができない。こ
の意味で、図１から図４のように出力側で電圧−電流変
換回路を複数用いるか、複数の出力端子を持つ電流分岐
回路を用いて電流を分岐するのがよい。

【００２９】図５は、本発明の第二の実施例である。図
５において、１ａ、１ｂは容量素子、２ａは第一の電圧
−電流変換回路、２ｂは第二の電圧−電流変換回路、４
ａは一の入力端子に対して二の出力端子を有し、各出力
端子の電流が入力電流に対して増幅率Ａである電流分岐
回路である。図５は、電流分岐回路の第一の出力端子を
電流を容量素子と電圧−電流変換回路によって構成され
る積分回路に供給し、第二の電圧−電流変換回路の出力
電流Ｉｆを入力電流Ｉｉに対して負帰還し、第一の電圧
−電流変換回路の出力電流Ｉｏ ₁と電流分岐回路の第二
の出力端子の電流Ｉｏ₂とを出力とするものである。そ
して、Ｉｏ₁とＩｉとによって決まる電流伝達関数で低
域ろ波器としての特性を実現し、Ｉｏ₂とＩｉとによっ
て決まる電流伝達関数で高域ろ波器としての特性を実現
する。

【００３０】図５において、Ｉｉ、Ｉｏ₁、Ｉｏ₂、Ｉ
ｆとの関係は次の式で与えられる。

【００３１】

【数８】この式からＩｆを消去して、Ｉｏ₁とＩｉの関係とＩｏ
₂とＩｉの関係とを求めると次の式を得る。

【００３２】

【数９】即ち、Ｉｏ₁とＩｉの関係からは低域ろ波器を実現する
ことができ、Ｉｏ₂とＩｉの関係からは高域ろ波器を実
現することができる点が本発明の第二の実施例の特徴で
ある。

【００３３】図６は、本発明の第二の実施例の変形（そ
の１）である。図６において、１ａ、１ｂは容量素子、
２ａは電圧−電流変換回路、４ａは一の入力端子に対し
て二の出力端子を有し、各出力端子の電流が入力電流に
対して増幅率Ａである第一の電流分岐回路、４ａ’は一
の入力端子に対して二の出力端子を有し、各出力端子の
電流が入力電流に対して増幅率１である第二の電流分岐
回路である。図６は、第二の電流分岐回路の第一の出力
端子を電流を容量素子と電圧−電流変換回路によって構
成される積分回路に供給し、該電圧−電流変換回路の出
力電流を第一の電流分岐回路によって電流増幅して分岐
し、該第一の電流分岐回路の第二の出力端子の電流Ｉｆ
を入力電流Ｉｉに対して負帰還し、該第一の電流分岐回
路の第一の出力端子の電流Ｉｏ₁と第二の電流分岐回路
の第二の出力端子の電流Ｉｏ₂とを出力とするものであ
る。そして、Ｉｏ₁とＩｉとによって決まる電流伝達関
数で低域ろ波器としての特性を実現し、Ｉｏ₂とＩｉと
によって決まる電流伝達関数で高域ろ波器としての特性
を実現する。

【００３４】図５の構成と図６の構成とを比較すると、
Ｉｉ、Ｉｏ₁、Ｉｏ₂、Ｉｆの関係は（８）式と同じに
なることは容易に類推がつく。従って、図６の構成にお
ける電流伝達関数も図５の構成における電流伝達関数と
等しくなり、（９）式で与えられる。

【００３５】図７は、本発明の第二の実施例の変形（そ
の２）である。図７において、１ａ、１ｂは容量素子、
２ａは第一の電圧−電流変換回路、２ｂは第二の電圧−
電流変換回路、２ｃは第三の電圧−電流変換回路、３ａ
は電流増幅回路、４ａ’は一の入力端子に対して二の出
力端子を有し、各出力端子の電流が入力電流に対して増
幅率１である電流分岐回路である。図７は、電流分岐回
路の第一の出力端子を電流を電流増幅し、該増幅された
電流を容量素子と電圧−電流変換回路によって構成され
る積分回路に供給し、第二の電圧−電流変換回路の出力
電流Ｉｆ₁を該電流増幅回路の入力電流に対して負帰還
する。該電流増幅回路の入力電流は回路の入力電流であ
るＩｉに等しいので、図５において第二の電圧−電流変
換回路の出力電流Ｉｆを入力電流Ｉｉに負帰還するのと
同じである。そして、第一の電圧−電流変換回路の出力
電流Ｉｏ₁と電流分岐回路の第二の出力端子の電流から
第三の電圧−電流変換回路の出力電流Ｉｆ₂を減じた電
流Ｉｏ₂とを出力とするものである。今、図７において
Ｉｆ₁とＩｆ₂とは等しいことは容易に理解できる。更
に、図７と図５とを比較すれば、図５におけるＩｆとＩ
ｉ、Ｉｏとの関係と図７におけるＩｆ₁とＩｏ₁、Ｉｉ
との関係、及び、図５におけるＩｆとＩｏ₂、Ｉｉとの
関係と図７におけるＩｆ₂とＩｏ₂、Ｉｉとの関係は等
価であることも容易に理解できる。従って、図７の構成
は図５の構成と全く同じ動作をするもので、Ｉｏ₁側の
出力で低域ろ波器、Ｉｏ₂側の出力で高域ろ波器を構成
することができ、その電流伝達関数は（９）式と同じに
なる。

【００３６】図８は、本発明の第二の実施例の変形（そ
の３）である。図８において、１ａ、１ｂは容量素子、
２ａは電圧−電流変換回路、４ａ’は一の入力の電流を
利得１で二の出力の電流に分岐する第一の電流分岐回
路、５ａは一の入力の電流を利得Ａで三の出力の電流に
分岐する第二の電流分岐回路である。図８は、第一の電
流分岐回路の第一の出力端子を電流を容量素子と電圧−
電流変換回路とによって構成される積分回路で積分し、
該積分された電流を利得がＡの第二の電流分岐回路に供
給し、第二の電流分岐回路の第二の出力端子の電流Ｉｆ
₁を該第一の電流分岐回路の出力電流に対して負帰還す
る。該第一の電流分岐回路の出力電流は回路の入力電流
であるＩｉに等しいので、図５において第二の電圧−電
流変換回路の出力電流Ｉｆを入力電流Ｉｉに負帰還する
のと同じである。そして、第二の電流分岐回路の第一の
出力端子の電流Ｉｏ₁と第一の電流分岐回路の第二の出
力端子の電流から第二の電流分岐回路の第三の出力端子
の電流Ｉｆ₂を減じた電流Ｉｏ₂とを出力とするもので
ある。今、図８においてＩｆ₁とＩｆ₂とは等しいこと
は容易に理解できる。更に、図８と図５とを比較すれ
ば、図５におけるＩｆとＩｉ、Ｉｏとの関係と図８にお
けるＩｆ₁とＩｏ₁、Ｉｉとの関係、及び、図５におけ
るＩｆとＩｏ₂、Ｉｉとの関係と図８におけるＩｆ ₂と
Ｉｏ₂、Ｉｉとの関係は等価であることも容易に理解で
きる。従って、図８の構成は図５の構成と全く同じ動作
をするもので、Ｉｏ₁側の出力で低域ろ波器、Ｉｏ₂側
の出力で高域ろ波器を構成することができ、その電流伝
達関数は（９）式と同じになる。尚、もっと直接的には
図８と図７とを比較すれば、電流増幅と積分とを入れ換
えた関係にあることが直観的に判るので、これからも図
８の回路が一次の低域ろ波器と一次の高域ろ波器として
動作することが理解できる。

【００３７】上記のように、図５から図８の構成は、各
々の構成は異なるが一次の低域ろ波器と一次の高域ろ波
器として動作するもので、この意味では図５から図８の
構成は同一のものである。これは図５から図８が、入力
電流に電流増幅と積分を施し、該電流増幅と積分を施さ
れた電流を出力側で分岐し、該出力側で分岐した電流を
入力電流に対して負帰還電流とし、該分岐したもう一方
の電流を第一の出力電流とし、該負帰還電流と等しい電
流を入力電流から減じた電流を第二の出力電流とする構
成であると見れば理解できるであろう。

【００３８】図９は、本発明の第三の実施例である。図
９において、１ａ、１ｂは容量素子、２ａは第一の電圧
−電流変換回路、２ｂは第二の電圧−電流変換回路、４
ａは一の入力端子の電流を利得Ａで電流増幅して二の出
力端子より出力する電流分岐回路である。図９の構成
は、図５の構成における第一の出力端子と第二の出力端
子を並列接続し、図５におけるＩｏ₁からＩｏ₂を減算
した電流を出力電流とするものである。従って、図９の
構成の電流伝達関数は（９）式の二の電流伝達関数の差
であるので、図９の構成は次の式を電流伝達関数に持つ
一次の全帯域通過回路、即ち、一次の遅延等化器とな
る。

【００３９】

【数１０】尚、図９は図５の構成を基本として一次の遅延等化器を
構成した例を示したものであるが、勿論図６乃至図８の
構成を基本としても一次の遅延等化器を構成することが
できる。

【００４０】図１０は、本発明の第四の実施例である。
図１０において、１ａ、１ｂは容量素子、２ａは第一の
電圧−電流変換回路、２ｂは第二の電圧−電流変換回
路、３ａは第一の電流増幅回路で、これらは一次の低域
ろ波器を構成しうるものである。又、１ｃ、１ｄは容量
素子、２ｃは第三の電圧−電流変換回路、２ｄは第四の
電圧−電流変換回路、３ｂは第二の電流増幅回路で、こ
れらも一次の低域ろ波器を構成しうるものである。そし
て、第一の電流増幅回路に入力電流Ｉｉを印加し、第一
の電圧−電流変換回路の出力電流を第二の電流増幅回路
に印加し、第三の電圧−電流変換回路の出力電流Ｉｏを
出力とし、入力端子が該第一の電圧−電流変換回路と並
列に接続された第二の電圧−電流変換回路の出力電流Ｉ
ｆ₁と、入力端子が該第三の電圧−電流変換回路と並列
に接続された第四の電圧−電流変換回路の出力電流Ｉｆ
₂とを入力電流に対する負帰還電流としている。

【００４１】図１０について、これまでの説明と同様に
Ｉｉ、Ｉｏ、Ｉｆ₁、Ｉｆ₂の関係式を求め、この関係
式からＩｆ₁、Ｉｆ₂を消去すればＩｏとＩｉとの関
係、即ち、図１０の構成の電流伝達関数を求めることが
できる。その結果のみを示せば、図１０の構成の電流伝
達関数は二次の低域ろ波器の電流伝達関数になる。

【００４２】

【数１１】尚、図１０においては、低域ろ波器を構成しうる基本的
構成として図１に適用されている基本的構成を利用する
構成を例示したが、勿論、図２乃至図４に適用されてい
る基本的構成を利用することも可能である。

【００４３】全てを図示はしていないが、図１乃至図４
に適用されている基本的構成を利用した二次の低域ろ波
器は、次のように構成されるといえる。即ち、入力電流
Ｉｉに電流増幅と積分を施した電流Ｉｃを生成し、該電
流Ｉｃに再び電流増幅と積分を施した電流Ｉｏを生成
し、該電流Ｉｃと等しい電流Ｉｆ₁と、該電流Ｉｏと等
しい電流Ｉｆ₂とを入力電流Ｉｉに対する負帰還電流と
し、該電流Ｉｏを出力とするように構成されている。

【００４４】又、図１０の構成においては第一、第二の
電圧−電流変換回路の変換係数が等しく、第三、第四の
電圧−電流変換回路の変換係数が等しい場合を例示して
いるが、それらが等しくなくても二次の低域ろ波器が構
成されることは同様な解析を行なえば理解できる所であ
る。このような場合には上記の表現は、入力電流Ｉｉに
電流増幅と積分を施した電流Ｉｃを生成し、該電流Ｉｃ
に再び電流増幅と積分を施した電流Ｉｏを生成し、該電
流Ｉｃに定数を乗じた電流Ｉｆ₁と、該電流Ｉｏに定数
を乗じたＩｆ₂とを入力電流Ｉｉに対する負帰還電流と
し、該電流Ｉｏを出力とするように構成されている、と
いうように変更されるべきである。

【００４５】図１１は、本発明の第五の実施例である。
図１１において、１ａ、１ｂは容量素子、２ａは第一の
電圧−電流変換回路、３ａは第一の電流増幅回路、１
ｃ、１ｄは容量素子、２ｂは第二の電圧−電流変換回
路、３ｂは第二の電流増幅回路、５ａ’は一の入力端子
の電流を利得１で電流増幅して三の出力端子から出力す
る電流分岐回路である。図１１は、入力電流Ｉｉに積分
と電流増幅とを施して電流Ｉｃを生成し、該電流Ｉｃに
再び積分と電流増幅とを施して電流Ｉｏを生成し、該電
流Ｉｏに等しい電流Ｉｆ₁、Ｉｆ₂を、それぞれ、Ｉｉ
及びＩｃに対する負帰還電流とし、該Ｉｏを出力電流と
するように構成されている。

【００４６】図１１について、これまでに説明したのと
同様な解析を行なうことにより、図１１の構成の電流伝
達関数が次の式で与えられることが判る。

【００４７】

【数１２】そして、（１２）式におけるＱは（１１）式におけるＱ
の逆数になっている。尚、図１１においては電流分岐回
路の各出力端子に対する電流増幅率が等しい場合を例示
したが、該電流分岐回路の各出力端子に対する電流増幅
率が異なる場合にも同様に二次の低域ろ波器が得られる
ことは、同様な解析により確かめることができる。この
ような場合も含めると上記の説明は、入力電流Ｉｉに積
分と電流増幅とを施して電流Ｉｃを生成し、該電流Ｉｃ
に再び積分と電流増幅とを施して電流Ｉｏを生成し、該
電流Ｉｏに第一の定数を乗じたＩｆ₁と、第二の定数を
乗じたＩｆ₂とを、それぞれ、Ｉｉ及びＩｃに対する負
帰還電流とし、該Ｉｏを出力電流とするように構成され
ている、と改めるべきである。

【００４８】図１２は本発明の第五の実施例の変形であ
る。図１２において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは容量素
子、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄは第一乃至第四の電圧−電
流変換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂは第二の
電流増幅回路である。図１２は、図１１が電流Ｉｃに積
分をしてから電流増幅して分岐するのに対して、電流Ｉ
ｃに電流増幅してから積分して分岐する構成になってい
るだけで、図１１と全く同じ動作をすることが直ちに判
る。尚、第二乃至第四の電圧−電流変換回路の変換係数
が各々異なる場合にも二次の低域ろ波器になることは解
析すれば容易に判る。

【００４９】図１３は、本発明の第六の実施例である。
図１３において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは容量素子、
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄは第一乃至第四の電圧−電流変
換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂは第二の電流
増幅回路、４ａ’は利得１で入力電流を二分岐する電流
分岐回路である。図１３は、図１０の構成に電流分岐回
路を付加し、該電流分岐回路の第一の出力端子の電流を
第一の電流増幅回路に印加し、第二、第四の電圧−電流
変換回路の出力電流を該電流分岐回路の入力端子に負帰
還し、第三の電圧−電流変換回路の出力電流を第一の出
力とし、該電流分岐回路の第二の出力端子の出力電流を
第二の出力としている。

【００５０】該電流分岐回路は利得１の電流分岐回路で
あるので、入力電流、負帰還電流及び第一の出力電流の
関係は図１０と全く同じである。即ち、図１３の第一の
出力電流Ｉｏ₁と入力電流Ｉｉとの関係は二次の低域ろ
波器の伝達関数になる。

【００５１】一方、図１３における入力電流、負帰還電
流及び第二の出力電流の関係は、図５における入力電
流、負帰還電流及び第二の出力電流の関係と等価であ
る。従って、図１３における第二の出力電流Ｉｏ₂と入
力電流Ｉｉとの関係は二次の高域ろ波器の伝達関数とな
ることは容易に類推がつく。

【００５２】これらのことは、図１３についてＩｉ、Ｉ
ｏ₁、Ｉｏ₂、Ｉｆ₁、Ｉｆ₂の関係式を求め、この関
係式からＩｆ₁、Ｉｆ₂を消去して、Ｉｏ₁、Ｉｏ₂に
対する電流伝達関数を求めれば確かめることができる。
そして、低域ろ波器の電流伝達関数は（１１）式とな
り、高域ろ波器の電流伝達関数は次の式となる。

【００５３】

【数１３】尚、図１３においては、図１０の構成を基本とした二次
の低域ろ波器と高域ろ波器を提供する構成を例示した
が、図１１、図１２の構成を基本としても同様に二次の
低域ろ波器と高域ろ波器を提供する構成を得ることがで
きる。

【００５４】図１４は、本発明の第七の実施例である。
図１４において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは容量素子、
２ａ乃至２ｄは第一乃至第四の電圧−電流変換回路、３
ａは第一の電流増幅回路、３ｂは第二の電流増幅回路で
ある。図１４において、３ａ、１ａ、１ｂ、２ａ、２ｂ
によって一次の低域ろ波器を構成する基本構成ができあ
がっており、１ｃ、１ｄ、２ｃ、３ｂによってスケール
ファクタがＡの積分回路ができあがっている。そして、
一次の低域ろ波器の基本構成を構成する第二の電圧−電
流変換回路の出力電流と、積分回路の出力電流とを入力
電流に対する負帰還電流とし、第一の電圧−電流変換回
路の出力電流と等しい電流を出力電流としている。

【００５５】図１４について、これまで説明してきたの
と同じ方法で解析すれば、電流伝達関数は次の式のよう
に求められる。

【００５６】

【数１４】これは二次の帯域ろ波器の伝達関数である。尚、第一、
第二の電圧−電流変換回路の変換係数が異なる場合も、
電流分岐回路の二の出力端子に対する電流増幅率がこと
なる場合にも同様に二次の帯域ろ波器になることは、こ
れまでの回路と同様である。

【００５７】図１５は、本発明の第七の実施例の変形
（その１）である。図１５において、１ａ、１ｂは容量
素子、２ａ、２ｂ、２ｃ、は第一乃至第三の電圧−電流
変換回路、３ａは第一の電流増幅回路で、これらによっ
て低域ろ波器の基本構成ができあがっている。又、１
ｃ、１ｄは容量素子、２ｄは第四の電圧−電流変換回
路、３ｂは第二の電流増幅回路で、これらによってスケ
ールファクタがＡの積分回路が構成されている。

【００５８】図１５における入力電流Ｉｉ、出力電流Ｉ
ｏ、入力電流に対する負帰還電流Ｉｆと、図１４におけ
るそれらの関係は全く同じになるので、図１５の構成の
電流伝達関数も二次の帯域ろ波器の伝達関数となる。

【００５９】尚、図１４と図１５においては一次の低域
ろ波器の基本構成を作りあげている複数の電圧−電流変
換回路の変換係数が等しい場合を例示しているが、これ
らが異なる場合にも同様に二次の帯域ろ波器を構成する
ことができる。

【００６０】図１６は、本発明の第八の実施例である。
図１６において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは容量素子、
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄは第一乃至第四の電圧−電流変
換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂは第二の電流
増幅回路、４ａ’は利得１で入力電流を二分岐する第一
の電流分岐回路、４ｂは利得１で入力電流を二分岐する
第二の電流分岐回路である図１６の構成は、図１３の構成に対して第二の電流分岐
回路を付加し、第三の電圧−電流変換回路の出力電流に
第一の電流分岐回路の第二の出力の電流を加算し、該加
算の結果得られる電流から第二の電流分岐回路の第二の
出力の電流を減算して出力電流を得る形になっている。

【００６１】図１６について同様な解析をすれば、次の
式で表される電流伝達関数を持つ二次の全域通過型回
路、即ち、二次の遅延等化器であることが判る。

【００６２】

【数１５】尚、図１６においては、第一、第二の電圧−電流変換回
路の変換係数が等しく、第三、第四の電圧−電流変換回
路の変換係数が等しい場合を例示しているが、それらが
異なる場合にも同様に二次の遅延等化器が構成できる。

【００６３】図１７は、本発明の第八の実施例の変形で
ある。図１７において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは容量
素子、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ、２ｅは第一乃至第五の
電圧−電流変換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂ
は第二の電流増幅回路、４ａ’は利得１で入力電流を二
分岐する電流分岐回路である。図１７と図１６とを比較
すると、図１６の第一の電流分岐回路の第二の出力端子
の電流と図１７の電流分岐回路の第二の出力端子の電流
とは等しく、図１６の第二の電流分岐回路の第二の出力
端子の電流と図１７の第三の電圧−電流変換回路の出力
電流とは等しく、且つ、それらと出力電流との関係も同
じであるので、図１７の電流伝達関数はやはり二次の遅
延等化器となり、（１５）式で表される。

【００６４】図１８は、本発明の第九の実施例である。
図１８において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは容量素子、
２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄは第一乃至第四の電圧−電流変
換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂは第二の電流
増幅回路、４ａ’は電流利得１で入力電流を二分岐する
電流分岐回路、６は電流増幅係数が±Ｋの電流増幅回路
である。図１８は、図１３の構成において、Ｉｏ₂を±
Ｋ倍に電流増幅してＩｏ₁に加算して出力電流とするも
のである。

【００６５】図１８について、Ｉｉ、Ｉｏ、Ｉｆ₁、Ｉ
ｆ₂の関係式を導出し、該関係式からＩｆ₁、Ｉｆ₂を
消去するとＩｏとＩｉとの関係、即ち、図１８の構成の
電流伝達関数が得られ、それは次の式で表される。

【００６６】

【数１６】これは二次の振幅等化器であり、Ｋの符号が“−”の時
は高域強調型の等化器、Ｋの符号が“＋”の時は帯域素
子型の等化器となる。

【００６７】尚、図１８においては、図１０の構成を基
本とした二次の振幅等化器を提供する構成を例示した
が、図１１、図１２の構成を基本としても同様に二次の
振幅等化器を提供する構成を得ることができる。

【００６８】図１９は、本発明の第十の実施例である。
図１９において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは容量素子、
２ａは第一の電圧−電流変換回路、２ｂは第二の電圧−
電流変換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂは第二
の電流増幅回路、４ａ’は電流利得１で入力の電流を二
分岐する第二の電流分岐回路、５ａ’は電流利得１で入
力の電流を三分岐する第一の電流分岐回路、６は電流利
得が±Ｋの電流増幅回路である。図１９は、図１１の構
成において、入力側に第二の電流増幅回路を設けて入力
電流を二分岐し、その一方を±Ｋ倍に電流増幅した電流
を生成し、該±Ｋ倍に電流増幅された電流を第二の電流
増幅回路の出力電流に加算するものである。

【００６９】図１９について、Ｉｉ、Ｉｏ、Ｉｆ₁、Ｉ
ｆ₂の関係式を導出し、該関係式からＩｆ₁、Ｉｆ₂を
消去するとＩｏとＩｉとの関係、即ち、図１９の構成の
電流伝達関数が得られ、それは次の式で表される。

【００７０】

【数１７】これは二次の振幅等化器であり、Ｋの符号が“−”の時
は高域強調型の等化器、Ｋの符号が“＋”の時は帯域素
子型の等化器となる。尚、（１７）式におけるＱは（１
６）式におけるＱの逆数になっている。

【００７１】図２０は、本発明の第十の実施例の変形で
ある。図２０において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは容量
素子、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄは第一乃至第四の電圧−
電流変換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂは第二
の電流増幅回路、４ａ’は電流利得１で入力の電流を二
分岐する第一の電流分岐回路、７は電流利得±Ｋで入力
の電流を三分岐する第二の電流分岐回路である。図２０
は、図１２において第一の電流分岐回路を設けて入力電
流を二分岐し、該第一の電流分岐回路の第一の出力端子
の電流を図１２の入力端子に印加し、該第一の電流分岐
回路の第二の出力端子の電流を±Ｋ倍に電流増幅して三
分岐し、各々の出力電流を図１２の第二乃至第四の電圧
−電流変換回路の出力電流に加算する構成になってい
る。

【００７２】図１９において、入力電流を±Ｋ倍に増幅
した電流を第二の電流増幅回路の出力電流に加算するこ
とと、入力電流を±Ｋ倍に増幅した電流を第一の電流分
岐回路の三の出力電流に加算するのは等価である。そし
て、図２０において入力電流を±Ｋ倍に増幅した電流を
第二乃至第四の電圧−電流変換回路の出力電流に加算す
ることと、図１９において入力電流を±Ｋ倍に増幅した
電流を第一の電流分岐回路の三の出力電流に加算するこ
とも等価である。従って、図２０お構成の動作は図１９
の構成の動作と全く同じで、その電流伝達関数は（１
７）式で表される。

【００７３】図２１は、本発明の第十一の実施例であ
る。図２１において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄは容量素
子、２ａは第一の電圧−電流変換回路、２ｂは第二の電
圧−電流変換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂは
第二の電流増幅回路、４ａ’は電流利得１で入力の電流
を二分岐する電流分岐回路である。

【００７４】図２１について、仮に入力電流を設定して
電流伝達関数を求めると次の式を得る。

【００７５】

【数１８】これは共振点を有する高域ろ波器の電流伝達関数であ
る。今、図２１では入力電流Ｉｉは実在しないので、
（１８）式においてＩｉ＝０とおくと、次の式が成立し
なければならない。

【００７６】

【数１９】即ち、図２１は周波数ω₀で発振する発振器である。図
２２は、本発明の第十一の実施例の変形である。

【００７７】図２２において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ
は容量素子、２ａは第一の電圧−電流変換回路、２ｂは
第二の電圧−電流変換回路、２ｃは第三の電圧−電流変
換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂは第二の電流
増幅回路である。

【００７８】既に何度も説明した如く、図２２の構成は
図２１の構成と等価であるので、図２２の構成も周波数
ω₀で発振する発振器である。図２３は、本発明の第十
二の実施例である。

【００７９】図２３において、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ
は容量素子、２ａ乃至２ｃは第一乃至第三の電圧−電流
変換回路、３ａは第一の電流増幅回路、３ｂは第二の電
流増幅回路、４ａ’は利得１で入力の電流を二分岐する
第一の電流分岐回路、４ｂ’は利得１で入力の電流を二
分岐する第二の電流分岐回路である。図２３は、図１４
の構成において第二の電流分岐回路を設けて第一の電流
分岐回路の第二の出力端子の電流を二分岐し、一方を出
力電流とし、もう一方を入力側に正帰還する構成になっ
ている。

【００８０】図２３において、図２１において行なった
のと同じように、仮に入力電流を設定して電流伝達関数
を求めると、図２１と同様に共振点を有する高域ろ波器
の電流伝達関数が得られる。実際には図２３には入力電
流が存在しないので、図２３についても（１９）式が成
立しなければならない。即ち、図２３も周波数ω₀で発
振する発振器である。

【００８１】尚、図２３は図１４の構成を基本とする発
振器であるが、図１５の構成は図１４の構成と同一であ
るので、図１５において第二の電流分岐回路を設けて第
一の電流分岐回路の第二の出力端子の電流を二分岐し、
一方を出力電流とし、もう一方を入力側に正帰還する構
成にしても同じ発振器を得ることができる。

【００８２】以上、能動型ろ波器、能動型等化器及び発
振器に関して詳述したが、上記においては積分回路、電
流増幅回路、電流分岐回路などについては既に実現され
ているものとして説明してきたが、これらは公知の技術
によって実現することができる。以下にこれを説明す
る。

【００８３】図２６は、電圧−電流変換回路及び積分回
路の構成例である。図２６において、Ｔ１乃至Ｔ10はト
ランジスタで、ここでは電界効果トランジスタを想定し
て図示している。又、Ｔ１とＴ２は同じ特性になるよう
に形成されており、Ｔ５乃至Ｔ８も同じ特性、Ｔ９とＴ
10 G同じ特性になるように形成されている。ＣＳ１はバ
イアスのための定電流源で、その電流をＩ₁とする。Ｚ
１、Ｚ２はインピーダンス素子で、そのインピーダンス
をＺとする。

【００８４】ところで、Ｔ５とＴ６、Ｔ７とＴ８はカレ
ント・ミラーを構成しているので、Ｔ５とＴ６及びＴ７
とＴ８とは交流的にも同じ挙動をする。つまり、Ｔ５の
電流が増加しようとすればＴ６の電流も同様に増加しよ
うとし、Ｔ８の電流が増加しようとすればＴ７の電流も
同様に増加しようとする。そして、Ｔ５とＴ８のドレイ
ンは互いに逆相である入力端子に接続されているので、
もしＴ５の電流が増加しようとするとＴ８の電流は同じ
だけ減少しようして、Ｔ８の電流の減少分がＴ７を介し
てＴ５の電流の増加分を相殺し、Ｔ５の電流の増加分が
Ｔ６を介してＴ８の電流の減少分を相殺する。このた
め、Ｔ５とＴ７の電流の和と、Ｔ８とＴ６の電流の和は
常に一定となり、入力端子からＴ５、Ｔ８をのぞき込ん
だインピーダンスは無限大になる。従って、Ｔ５乃至Ｔ
８は入力信号に対しては存在しないのと等価で、直流的
にはＴ５、Ｔ８によって入力端子の電位を決定するよう
になっている。又、Ｔ５乃至Ｔ８にバイアス電流を供給
するのがＴ４とカレント・ミラーになっているＴ９及び
Ｔ10で、入力端子からＴ９及びＴ10を見込んだインピー
ダンスも無限大である。従って、入力電流は入力端子と
アースとの間に接続されたインピーダンス素子に流れ
て、入力端子の電位を変化させる。

【００８５】一方、Ｔ３とＴ４もカレント・ミラーとな
っており、Ｔ３にはＣＳ１の電流Ｉ ₁が供給され、Ｔ１
とＴ２にはその１／２のバイアス電流が供給される。も
とより、Ｔ１とＴ２はそのゲート電位の変化を、バイア
ス電流に依存して、ドレイン電流の変化に変換する作用
を持っているので、図２６の構成によって電圧─電流変
換回路が構成される。

【００８６】そして、インピーダンス素子として容量素
子を適用すれば、容量素子の端子電圧は入力電流を積分
したものであるので、図２６の構成によって積分回路が
実現できる。

【００８７】尚、Ｔ１とＴ２のドレイン側のバイアス回
路は、図の煩雑化をさけるために省略している。図２７
は、電流増幅回路の構成例である。

【００８８】図２７において、Ｔ１乃至Ｔ１２はトラン
ジスタ、ＣＳ１、ＣＳ２は電流値が各々Ｉ₁、Ｉ₂のバ
イアス電流源である。ここで、Ｔ１とＴ２とは同じ特
性、Ｔ５乃至Ｔ８は同じ特性、Ｔ９とＴ10は同じ特性で
ある。

【００８９】今、Ｔ９とＴ10はゲートとソースを接続さ
れているので、抵抗として作用し、その等価抵抗Ｒｅｑ
はＴ９とＴ10の電圧−電流変換係数をＧｍ₁とすればＲｅｑ＝１／Ｇｍ₁ となる。そして、前にも説明したように、入力端子から
Ｔ５、Ｔ８を見込んだインピーダンスは無限大であるの
で、入力電流はＴ９とＴ10を流れて入力端子の電位を変
化させる。その電位の変化をＴ１とＴ２とが電圧−電流
変換（電圧−電流変換係数をＧｍ₂とする）するので、
出力電流Ｉｏは次の式で与えられる。

【００９０】Ｉｏ＝Ｉｉ・Ｒｅｑ・Ｇｍ₂ ＝Ｉｉ（Ｇｍ₂／Ｇｍ₁）即ち、電流増幅係数はＧｍ₂／Ｇｍ₁となる。Ｇｍ₂と
Ｇｍ₁はバイアス電流やトランジスタの構成パラメタに
よって決まるので、電流増幅係数は任意に設計すること
が可能である。

【００９１】尚、ＣＳ２とＴ12を省略してＴ11のゲート
をＴ４のドレインに接続し、Ｔ11とＴ３のパラメタを異
なる値にすればＴ９とＴ10の電圧−電流変換係数Ｇｍ₁
とＴ１とＴ２の電圧−電流変換係数Ｇｍ₂の比を任意に
設計できる。又、Ｔ１とＴ２のドレイン側のバイアス回
路は、図の煩雑化をさけるために省略している。

【００９２】次に、電流分岐回路であるが、図２６の場
合には点Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３においてＴ１とＴ２とＴ３と
で構成される回路と同様な回路を必要な数だけ並列に接
続すれば構成でき、図２７の回路の場合には点Ｐ４、Ｐ
５、Ｐ６においてＴ１とＴ２とＴ３とで構成される回路
と同様な回路を必要な数だけ並列に接続すれば構成でき
る。

【００９３】ところで、上の説明では電界効果トランジ
スタで構成する例について説明したが、バイポーラ・ト
ランジスタでも同様にして構成できる。この場合、ベー
ス接地電流増幅率が十分に大きいことが望ましい。

【００９４】又、上記では平衡回路での構成例を示した
が、それらは容易に不平衡回路に変換できる。従って、
能動型ろ波器、能動型等化器、発振器の全ての実施例に
おいて、積分回路、電流増幅回路、電流分岐回路などに
ついて平衡回路による実現を前提にした図を示したが、
当然全ての実施例は不平衡回路によっても実現できる。

【００９５】

【発明の効果】以上詳述した如く、積分回路、電流増幅
回路、電流分岐回路の組み合わせにより多彩な能動型ろ
波器、能動型等化器及び発振器を実現することができ
る。しかも、本発明の回路は容量素子が直列ブランチに
使用されなくても任意の特性の回路を実現することが可
能であり、特に、容量素子の寄生容量による周波数特性
の劣化がないという大きな利点がある。

【００９６】更に、本発明の回路はデジタル回路と親和
性のよい回路で実現することが可能で、これも通信・情
報処理装置への適用に極めて都合がよい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例。

【図２】本発明の実施例の変形（その１）。

【図３】本発明の実施例の変形（その２）。

【図４】本発明の実施例の変形（その３）。

【図５】本発明の第二の実施例。

【図６】本発明の第二の実施例の変形（その１）。

【図７】本発明の第二の実施例の変形（その２）。

【図８】本発明の第二の実施例の変形（その３）。

【図９】本発明の第三の実施例。

【図１０】本発明の第四の実施例。

【図１１】本発明の第五の実施例。

【図１２】本発明の第五の実施例の変形。

【図１３】本発明の第六の実施例。

【図１４】本発明の第七の実施例。

【図１５】本発明の第七の実施例の変形。

【図１６】本発明の第八の実施例。

【図１７】本発明の第八の実施例の変形。

【図１８】本発明の第九の実施例。

【図１９】本発明の第十の実施例。

【図２０】本発明の第十の実施例の変形。

【図２１】本発明の第十一の実施例。

【図２２】本発明の第十一の実施例の変形。

【図２３】本発明の第十二の実施例。

【図２４】積分回路（その１）。

【図２５】積分回路（その２）。

【図２６】電圧−電流変換回路及び積分回路の構成
例。

【図２７】電流増幅回路の構成例。

【符号の説明】

１ａ、１ｂ容量素子２ａ、２ｂ電圧−電流変換回路３ａ電流増幅回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力電流に対して出力側から負帰還され
た電流に電流増幅と積分を施した電流を生成し、該生成された電流を出力電流とし、該出力電流に定数を乗じた電流を負帰還電流とすること
を特徴とする能動型ろ波器。
【請求項２】入力電流に対して出力側から負帰還され
た電流を二分岐して二の電流を生成し、該二の電流の一方に電流増幅と積分を施した電流を生成
して第一の出力電流とすると共に、該第一の出力電流に
定数を乗じた電流を負帰還電流とし、該二の電流のもう一方を第二の出力電流とすることを特
徴とする能動型ろ波器。
【請求項３】請求項２記載の能動型ろ波器において、前記第一の出力電流から前記第二の出力電流を減算した
電流を出力電流とすることを特徴とする能動型等化器。
【請求項４】入力電流Ｉｉに対して後段から負帰還さ
れた電流に電流増幅と積分を施した電流Ｉｃを生成し、該電流Ｉｃに再び電流増幅と積分を施した電流を出力電
流Ｉｏとすると共に、該電流Ｉｃに定数を乗じた電流と、該出力電流に第二の
定数を乗じた電流との和を負帰還電流とすることを特徴
とする能動型ろ波器。
【請求項５】入力電流Ｉｉに対して出力側から負帰還
された電流に対して電流増幅と積分を施した電流Ｉｃを
生成し、該電流Ｉｃに出力側から負帰還された電流に対して電流
増幅と積分を施した電流を出力電流Ｉｏとすると共に、該出力電流Ｉｏに定数を乗じた二の電流を生成し、該二
の電流の一方を入力電流Ｉｉに対する負帰還電流とし、
該二の電流のもう一方を電流Ｉｃに対する負帰還電流と
することを特徴とする能動型ろ波器。
【請求項６】入力電流Ｉｉに対して後段から負帰還さ
れた電流を二の電流に分岐し、該二の電流の一方に電流増幅と積分を施した電流Ｉｃを
生成し、該電流Ｉｃに電流増幅と積分を施した電流を第
一の出力電流Ｉｏ₁とすると共に、該電流Ｉｃに定数を
乗じた電流と、該出力電流Ｉｏに定数を乗じた電流との
和の電流を入力電流Ｉｉに対する負帰還電流とし、該二の電流のもう一方を第二の出力電流Ｉｏ₂とするこ
とを特徴とする能動型ろ波器。
【請求項７】入力電流に対して後段から負帰還された
電流に電流増幅と積分を施した電流Ｉｃ₁を生成し、該電流Ｉｃ₁を分岐して二の電流を生成し、該二の電流の一方に電流増幅と積分を施した電流Ｉｃ₂
を生成し、該電流Ｉｃ ₁に定数を乗じた電流と、該電流
Ｉｃ₂に定数を乗じた電流との和の電流を入力電流に対
する負帰還電流とし、該二の電流のもう一方の電流を出力電流とすることを特
徴とする能動型ろ波器。
【請求項８】入力電流に対して後段から負帰還された
電流を第一の電流分岐回路によって二の電流に分岐し、該第一の電流分岐回路で分岐された二の電流の一方に電
流増幅と積分を施した電流Ｉｃ₁を生成し、該電流Ｉｃ
₁を第二の電流分岐回路によって二の電流に分岐し、該
第二の電流分岐回路で分岐された一方の電流に電流増幅
と積分を施した電流Ｉｃ₂を生成し、該電流Ｉｃ₂に該第一の電流分岐回路によって分岐され
たもう一方の電流を加算した電流から該第二の電流分岐
回路によって分岐された電流を減算した電流を出力電流
Ｉｏとし、該電流Ｉｃ₁に定数を乗じた電流と、該電流Ｉｃ₂に定
数を乗じた電流との和の電流を入力電流Ｉｉに対する負
帰還電流とすることを特徴とする能動型等化器。
【請求項９】入力電流に対して後段から負帰還された
電流を二の電流に分岐し、該二の電流の一方に電流増幅と積分を施した電流Ｉｃ₁
を生成し、該電流Ｉｃ ₁に電流増幅と積分を施した電流
Ｉｃ₂を生成し、該二の電流のもう一方に電流増幅した電流と該電流Ｉｃ
₂との和の電流を出力電流とし、該電流Ｉｃ₁に定数を乗じた電流と、該電流Ｉｃ₂に定
数を乗じた電流の和の電流を入力電流Ｉｉに対する負帰
還電流とすることを特徴とする能動型等化器。
【請求項１０】入力電流を二の電流に分岐し、該二の電流の一方に電流増幅と積分を施した電流Ｉｃ₁
を生成し、該電流Ｉｃ ₁に電流増幅と積分を施した電流
Ｉｃ₂を生成し、該二の電流のもう一方の電流に電流増幅を施した電流Ｉ
ｃ₃を生成して該電流Ｉｃ₂との和の電流を生成し、該電流Ｉｃ₂と該電流Ｉｃ₃との和の電流を出力電流と
すると共に、該電流Ｉｃ₂と該電流Ｉｃ₃との和の電流に定数を乗じ
た電流を該二の電流のうち電流増幅と積分を施す方の電
流に対する負帰還電流とし、該電流Ｉｃ₂と該電流Ｉｃ
₃との和の電流に定数を乗じた電流を該電流Ｉｃ₁に対
する負帰還電流とすることを特徴とする能動型等化器。
【請求項１１】電流増幅器と積分回路とを縦続接続し
た第一、第二の積分手段を縦続接続し、該第二の積分手
段の出力側で電流を二の電流に分岐し、該二の電流の一方を極性を変えて該第一の積分手段の入
力端子に印加し、該二の電流のもう一方を出力電流とすることを特徴とす
る発振器。
【請求項１２】請求項７記載の能動型ろ波器におい
て、該能動型ろ波器の出力電流を二の電流に分岐し、該二の電流の一方を該能動型ろ波器の入力端子に供給
し、該二の電流のもう一方を出力電流とすることを特徴とす
る発振器。