JPH08272465A - 出力電圧の温度特性の制御方法、この方法を用いて温度特性を調整した電圧源回路、その方法を用いて温度特性を変化させる機構を有する電圧源回路、ならびにその方法を用いて温度特性を変化させる機構を有する液晶用安定化電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 一つの電源回路の出力電圧の温度特性を高精
度に調整できるようにし、その結果として、例えば、種
々の液晶パネルに適用可能な、使い勝手が向上した電源
回路を実現することにある。 【構成】 本発明の電圧出力の温度特性の制御方法は、
温度勾配Ｃ_T（単位：％／℃）という、温度特性を判断
するための新規な基準を採用し、定電流を抵抗ならびに
ダイオードの直列接続回路に供給し、この直列接続回路
の両端に発生する電圧を電圧出力とし、前記ダイオード
の接続個数（ｎ）あるいは前記抵抗の抵抗値の調整によ
って出力電圧（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）を制御して温
度特性を制御することを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、出力電圧の温度特性の
制御方法、この方法を用いて温度特性を調整した電圧源
回路、その方法を用いて温度特性を変化させる機構をも
つ電圧源回路、ならびにその方法を用いて温度特性を変
化させる機構を有する液晶用安定化電源回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】液晶パネルをマルチプレクシング（時分
割）駆動する場合の、駆動電圧（Ｖ_OP）に対する輝度特
性の一例が図２０に示される。

【０００３】この輝度特性は、図示されるように選択波
形によるものと非選択波形によるものとに区別され、自
動車用に多く用いられるネガ表示の場合には、選択波形
における輝度特性が５０％以上、非選択波形における輝
度特性が５％以下になるように駆動電圧Ｖ_OP（それぞれ
Ｖ１，Ｖ２）を設定するのが一般的である。

【０００４】しかし、液晶のしきい値電圧（Ｖ_th）は、
弾性定数や誘電率の温度特性のために温度が上がると低
下する、負の温度係数を有する。

【０００５】このため、特に時分割数を多くした場合に
は選択波形と非選択波形との差が小さくなり、クロスト
ークのない動作電圧範囲（図２０中のＴ２）は非常に小
さなものとなる。

【０００６】したがって、液晶パネルのしきい値の温度
特性を何ら考慮せずに、常に一定の液晶駆動電圧を与え
ると、上述した適切な動作電圧範囲を外れてクロストー
クが生じ、本来なら選択されないドットが選択されてし
まう恐れがある。

【０００７】このような液晶パネルのしきい値の温度依
存性に対する対策としては、図２１に示される、サーミ
スタ（８００）を用いて液晶駆動用ＩＣ（９００）の電
源電圧（Ｖ_DD）に液晶パネルと同様の温度特性をもたせ
る方法がある。

【０００８】また、特公平３−４５３９１号公報には、
液晶表示体用安定化電源を用い、ｐｎ接合の温度係数
に、抵抗の分割比できまる可変の補正定数を乗算して、
電源電圧の温度係数を液晶パネルの温度係数に合わせて
変化させるという技術が開示されている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】液晶パネルのしきい値
の温度依存性は各種の液晶パネル毎に異なる。したがっ
て、その液晶パネルの温度特性に対応した電源回路を液
晶パネル毎に用意しなければならず、実際の使用上、不
便である。

【００１０】そこで、本発明の発明者は、一つの電源回
路の出力電圧を各種の液晶パネルの特性に合わせて自在
に高精度に変化させて、一つの電源回路で種々の液晶パ
ネルに適合させることができないかを検討した。

【００１１】その結果、以下のことが明らかとなった。

【００１２】（１）つまり、上述したサーミスタを用い
る技術では、モノリシック化が困難であり、したがって
温特の制御精度が悪く、また、温特制御の自由度も小さ
く、上述の目的を達成し得ないことがわかった。

【００１３】（２）また、上述した特公平３−４５３９
１号公報の技術は、充分に実用に耐えるものであるが、
一つの電源回路で種々の液晶パネルの温特に高精度に適
合させるという目的達成には、精度，調整の自由度の点
で不十分な点があり、また、この技術によれば、チップ
面積の増大やコスト高も生じやすいことがわかった。

【００１４】このことについて、以下、説明する。この
技術では、次のようにして出力電圧Ｖ_OUTの温特を制御
する。

【００１５】Ｖ_OUT＝（Ｒ４／Ｒ３）Ｖ_BE＋（Ｒ４／Ｒ
３）・（Ｒ２／Ｒ１）・Ｖ_st となる。

【００１６】ここで、Ｖ_stは温度に対して安定な一定の
電圧，Ｖ_BEはｐｎ接合ダイオードの順方向電圧であり、
さらに、仮にＶ_BEの温特をγ（ｍｖ／℃），（Ｒ４／Ｒ
３）＝Ａ，（Ｒ２／Ｒ１）＝Ｂとおくと、出力電圧Ｖ
_OUTの温度係数α（ｍｖ／℃）は、上式を温度で微分し
て求められ、したがって、α＝Ａγとなる。

【００１７】つまり、定数Ａを選択することにより、出
力電圧の温度係数αを変化させることができる。

【００１８】また、Ａ・Ｂ・Ｖ_stで定まる定数の値によ
り、Ｖ_OUTのレベルシフトが可能である。

【００１９】しかし、この技術では、温特源としてＶ_BE
のみを用い、細かな温特の制御はすべて抵抗の分割比に
よってのみ行うため、その抵抗分割比を多段階に高精度
に制御する機構（例えば、公告公報に記載されるよう
に、分割比を記憶したメモリや、抵抗とトランスファー
ゲート（アナログスイッチ）と組み合わせて構築される
抵抗網等）が必要であり、チップ面積が増大しやすく、
また、抵抗分割して得た電圧をトランスファゲート（ア
ナログスイッチ）を介して出力するためにその歪みによ
り出力電圧に誤差が生じやすい等、精度ならびに調整の
自由度の面で、一定の限界がある。

【００２０】本発明は、このような本願発明者の検討の
結果に基づいてなされたものであり、その目的は、出力
電圧の温度特性を高精度に、かつより自由に調整できる
ようにした出力電圧の温度特性の制御方法を提供するこ
とであり、他の目的は、その方法を用いて温度特性を調
整した電圧源回路を提供することであり、さらに他の目
的は、その方法を用いて温度特性を変化させる機構を有
する電圧源回路を提供することであり、さらに他の目的
は、その方法を用いて温度特性を変化させる機構を有す
る液晶用安定化電源回路を提供することである。

【００２１】

【課題を解決するための手段】上述した目的を達成する
本発明は、以下のような構成となっている。

【００２２】（１）請求項１記載の、本発明の出力電圧
の温度特性の制御方法は、温度勾配Ｃ_T（単位：％／
℃）という、温度特性を判断するための新規な基準を採
用し、定電流を抵抗ならびにダイオードの直列接続回路
に供給し、この直列接続回路の両端に発生する電圧を電
圧出力とし、前記ダイオードの接続個数（ｎ）あるいは
前記抵抗の抵抗値の調整によって出力電圧（Ｖ_ref）の
温度勾配（Ｃ_T）を制御して温度特性を制御することを
特徴とする。

【００２３】（２）請求項２記載の本発明の電圧源回路
は、第１および第２の基準電流作成手段によって得られ
た第２の基準電流（Ｉ２）を、抵抗（Ｒ２）とｎ個（ｎ
は１以上の自然数）のダイオード（Ｄ１〜Ｄｎ）とが直
列に接続されてなる直列接続回路に供給し、この直列接
続回路の両端に、温度勾配（Ｃ_T）が調整された電圧出
力（Ｖ_ref）を得ることを特徴とする。

【００２４】（３）請求項３記載の本発明の電圧源回路
は、出力電圧（Ｖ_ref）の電圧値を調整するためのレベ
ルシフト回路をさらに具備することを特徴とする。

【００２５】（４）請求項４記載の本発明の電圧源回路
は、請求項２または３において、第２の基準電流作成手
段をカレントミラーで構成し、第１の基準電流をカレン
トミラーの基準側トランジスタに供給し、カレントミラ
ー比に対応した第２の基準電流をカレントミラーの出力
側トランジスタより得るようにしたことを特徴とするも
のである。

【００２６】（５）請求項５記載の本発明の電圧源回路
は、請求項２〜４のいずれかにおいて、第１の基準電流
を決定する抵抗と、直列接続回路を構成する抵抗とを同
一の特性とすることを特徴とする。

【００２７】（６）請求項６記載の本発明の電圧源回路
は、請求項２〜４のいずれかにおいて、第１の基準電流
を決定する抵抗と、直列接続回路を構成する抵抗とを異
なる特性とすることを特徴とする。

【００２８】（７）請求項７記載の本発明の電圧源回路
は、請求項２〜６において、直列接続回路を構成するダ
イオード（Ｄ１〜Ｄｎ）を、半導体基板の表面絶縁膜上
に形成されたポリシリコン中にｐ型不純物ならびにｎ型
不純物を導入してｐｎ接合を構成することにより形成さ
れたポリシリコンダイオードにより構成したことを特徴
とする。

【００２９】（８）請求項８記載の本発明の電圧源回路
は、請求項２〜７のいずれかにおいて、出力電圧の温度
特性が補償された定電圧回路であって、半導体基板に他
の回路とともに集積して形成され、極めて小さな温度依
存性を有する定電圧回路を使用して、第１の基準電流を
作成することを特徴とする。

【００３０】（９）請求項９記載の本発明の電源回路
は、請求項２〜７のいずれかにおいて、半導体の禁制帯
幅に相当する電圧を発生するバンドギャップ回路、ある
いは、ＭＯＳ（金属−絶縁体−半導体）構造の仕事関数
の差に相当する電圧を発生する仕事関数差回路のいずれ
かを用いて第１の基準電流を作成することを特徴とする
ものである。

【００３１】（１０）請求項１０記載の本発明は、直列
接続回路を構成する抵抗の一端を動作電源電位に接続し
たものである。

【００３２】（１１）請求項１１記載の本発明の電圧源
回路は、第２の基準電流を直列接続回路に供給して、そ
の直列接続回路の両端に発生する電圧を電圧出力（Ｖ
_ref）とすると共に、さらに、直列接続回路のダイオー
ドの段数ならびに抵抗値を調整するための調整回路を設
け、その調整回路におけるスイッチ手段の開閉制御によ
ってダイオードの個数（ｎ）または抵抗の抵抗値の少な
くとも一つを制御し、これによって、出力電圧
（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）を制御可能となっているこ
とを特徴とする。

【００３３】（１２）請求項１２記載の本発明の液晶表
示体に駆動電圧を供給する液晶用安定化電源回路は、駆
動電圧を作成するための電圧源として、液晶表示体のし
きい値電圧の温度に依存した変化に伴って出力電圧（Ｖ
_ref）が変化する定電圧回路を用い、この定電圧回路
は、第２の基準電流を直列接続回路に供給して、その直
列接続回路の両端に発生する電圧を電圧出力（Ｖ_ref）
とすると共に、さらに、直列接続回路のダイオードの段
数ならびに抵抗値を調整するための調整回路を設けた構
成を有しており、その調整回路におけるスイッチ手段の
開閉制御によってダイオードの個数（ｎ）または抵抗の
抵抗値の少なくとも一つを制御し、これによって、出力
電圧（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）を制御可能となってい
ることを特徴とするものである。

【００３４】

【作用】

（１）請求項１記載の本発明の電圧出力の温度特性の制
御方法では、「温度勾配」という新規な基準を導入し、
従来にない相対的な概念で温度特性を精度よく、かつ、
より自由に制御するものである。

【００３５】（２）請求項２の本発明では、請求項１の
本発明の方法を用いて、電圧源回路を構築したものであ
る。

【００３６】この電圧源回路は、設計，製造段階におけ
る基準電圧源の温特，抵抗の温特，カレントミラー比等
の調整や、ＩＣ製造後における、制御信号によるダイオ
ードの接続個数や基準温度における抵抗の抵抗値の調整
等によって、出力電圧（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）を広
範囲にわたって高精度に制御できる。

【００３７】（３）請求項３の本発明では、出力段にレ
ベルシフト回路を設け、出力電圧の絶対値を調整する。

【００３８】つまり、請求項１の制御方法は、分母と分
子の相対比を調整することによって温度勾配を種々に制
御できるが、これはあくまで相対的な割合を制御してい
るのであり、この場合には、電圧源回路の出力電圧の絶
対値はそのような割合の調整に対応して変動し、所望の
範囲外となることも考えられる。

【００３９】したがって、出力段にレベルシフト回路を
接続することにより、所定の温度勾配の出力電圧（Ｖ
_ref）が得られた後に、その温度勾配はそのままに、出
力電圧の絶対値を所定のレベルに調整することができ
る。

【００４０】これにより、温度勾配を制御する機能をも
った定電圧回路が得られる。

【００４１】（４）請求項４の本発明では、第１の基準
電流と第２の基準電流との比をカレントミラー比（つま
りトランジスタのサイズ）によって調整する。

【００４２】これにより、抵抗のみにより電流比を調整
する場合に比べ、極めてコンパクトに、かつ、精度よ
く、第１の基準電流に対して所定の比率を持った第２の
基準電流を作成することができる。

【００４３】（５）請求項５ならびに６の本発明では、
半導体回路の製造プロセスにおいて、抵抗の温特（温度
係数）の極性を調整することにより、出力電圧の温度勾
配の微妙な調整が可能となる。

【００４４】（６）請求項７の本発明では、直列接続回
路を構成するダイオードを、ポリシリコンダイオードで
形成する。ポリシリコンダイオードのｐｎ接合形成のた
めの不純物導入工程は、ＭＯＳトランジスタの製造工程
と共用化されている。

【００４５】このポリシリコンダイオードの順方向電圧
（Ｖ_F）は、通常の拡散層を利用したｐｎ接合ダイオー
ドの順方向電圧よりかなり小さく、したがって、接続段
数（ｎ）の調整による出力電圧の温度勾配の制御に適し
ている。

【００４６】（７）請求項８および９の本発明では、第
１の基準電流を作成するための定電圧源として、バンド
ギャップ回路等の極めて高精度に温特の補償がなされた
電圧源回路を用いて温度による変動を抑えて、出力電圧
（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）の調整を容易化している。

【００４７】その一方で、その定電圧源の、半導体集積
回路化に伴う微少な温特を積極的に利用して、出力電圧
（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）をより高精度に制御するこ
ともできる。

【００４８】（８）請求項１０記載の本発明では、直列
接続回路を構成する抵抗を動作電源電位に接続する。

【００４９】抵抗は半導体基板に形成する場合には寄生
のｐｎ接合容量が付加されるために空乏層の影響をうけ
て、両端電位が微妙に変動しやすい。したがって、抵抗
の一端を安定な動作電源電位に接続することにより、そ
の電圧変動を低減することができる。

【００５０】（９）請求項１１記載の本発明は、直列接
続回路におけるダイオードの接続段数（ｎ）や抵抗の抵
抗値を、調整回路により外部から可変できるようにした
ものである。これにより、電圧源回路の使用の自由度が
広がる。

【００５１】（１０）請求項１２記載の本発明では、液
晶用安定化電源回路のユーザーが、使用する液晶パネル
に応じて適宜に駆動電圧の温特の調整をすることができ
るようになり、使い勝手が向上する。

【００５２】

【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。

【００５３】（実施例１）まず、本発明の電圧出力の温
度特性の制御方法の内容を、図１〜図３を用いて説明す
る。

【００５４】（ａ）本発明では、図１の左上に例示され
るような、ｎ個のダイオード（Ｄ１〜Ｄｎ）と抵抗（Ｒ
２）で構成される直列接続回路を定電流（Ｉ）で電流バ
イアスし、その直列接続回路の両端に発生する電圧を出
力電圧（Ｖ_ref）とする。

【００５５】この直列接続回路は、温特源として、抵抗
Ｒ２（例えば、温度係数＋β（Ω／℃））と，ダイオー
ド（順方向電圧Ｖ_F，温度係数は、例えば−α（ｖ／
℃））と，電流Ｉ（例えば、温度係数＋γ（Ａ／℃））
とを有している。

【００５６】したがって、出力電圧（Ｖ_ref）の温度係
数は、△Ｉに対するダイオードの順方向電圧の変化分を
無視すれば、−α＋β・γ（ｖ／℃）となる。

【００５７】ここで、「温度係数」とは、温度と共に変
化する量Ａがあるとき、温度ｔについての微分ｄＡ／ｄ
ｔをいい、Ａの温度変化の大きさを表す量である。

【００５８】従来、半導体ＩＣの分野では、この温度係
数を基準として温度特性を表現してきた。これは、トラ
ンジスタ回路の動作は、素子に与えられるバイアス自体
によって変化するため、電圧の絶対値（ｖ）が温度に対
してどれだけ変動するかが重要であるからである。

【００５９】したがって、半導体回路における温特制御
は、もっぱら、この温度係数自体を変化させることによ
って行われてきた。

【００６０】上述した特公平３−４５３９１号公報の技
術でも同様であり、この場合、制御に一定の限界があっ
た。

【００６１】そこで、本発明では、温度勾配（Ｃ_T＝％
／℃）なる相対的な温特の基準を新しく導入し、この新
規な基準をもとにして温特制御のための新規な回路を構
築したものである。

【００６２】ここで、「温度勾配」とは、基準となる温
度（例えば２５℃）における物理量Ａ₀が、１℃の温度
に変化によって△Ａ変化したとき（△Ａ＝温度係数αの
絶対値）の、△Ａ／Ａ₀をいう。

【００６３】すなわち、１℃あたりの変化量△Ａが基準
温度における物理量Ａ₀に占める割合をいう（単位は１
／℃，またはこれに１００をかけて％／℃）。

【００６４】このような相対的な温特基準は、液晶の分
野ではよく使われており、したがって、種々の液晶パネ
ルのもつ温度特性に半導体回路の出力電圧（Ｖ_ref）の
温特を追従させるためには、半導体回路の出力電圧（Ｖ
_ref）の温特の基準として、液晶で使用されている相対
的な基準を導入する必要があるのである。

【００６５】本発明はこの知見に基づき、温度勾配なる
基準を導入し、図１の下側に示されるように、出力電圧
（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）を定義する。なお、以下、
本明細書では、基準温度を２５℃とし、このときの物理
量には下付きの「０」をつけて表示する。

【００６６】（ｂ）この温度勾配の考え方を用いると、
図２に示すように、従来にない相対的な概念で温度特性
を制御できるようになる。

【００６７】つまり、図２の上側に示すように、各素子
の温度係数α，β，γ（分数の分子）は同じでも、２５
℃（基準温度）における初期物理量（Ｖ_F0，Ｒ₀，Ｉ₀）
を変えれば、分数の分母が変化し、よって、温度勾配が
変化するという特徴が生じる。本発明ではこの考え方を
採用し、従来のように温度係数の直接的な変化のみを追
求するのではなく、分母と分子の割合を変化させて所望
の温特を実現させるものである。

【００６８】つまり、図３に示されるように、本発明で
は、温度に対するＶ_OUTの変化量は同じでも、２５℃に
おける電圧（つまりオフセット量（Ｖ_off））を変え
て、温度勾配を制御し得るということである。

【００６９】そして、このような考え方を用いることに
よって、図２の下に示されるように、直列接続回路にお
けるダイオードの個数（ｎ）ならびに抵抗の抵抗値（つ
まり、図１の直列接続回路の抵抗部に発生する電圧）を
外部より調整することにより、温度勾配を容易に制御し
得るようになる。

【００７０】ダイオードの個数（ｎ），抵抗の抵抗値
（直列接続回路の抵抗部に発生する電圧）による温度勾
配（Ｃ_T）の制御の概要（Ｃ_Tがいかに変動するかの概
略）が、図５に示されている。

【００７１】図示されるように、かなりの広範囲にわた
って温度勾配Ｃ_Tを外部から調整できる。

【００７２】さらに、図４に示すように、この出力電圧
（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）は、設計段階やＩＣの製造
段階におけるパラメータ設定によっても種々に調整で
き、したがって、広範囲にわたって、極めて高精度な制
御が可能となる。

【００７３】（実施例２）図６は、本発明の電圧源回路
の一実施例の構成を示す回路図である。

【００７４】本実施例は、基準電圧源１０（図８のバン
ドギャップ回路や図９の仕事関数差回路により構成され
る）と、ＭＯＳトランジスタにより構成された差動対回
路（具体的構成例は図７に示される）２０と、第１の基
準電流Ｉ１の電流量を決定する抵抗Ｒ１と、ＭＯＳトラ
ンジスタＭ１（チャンネルコンダクタンスβ１），ＭＯ
ＳトランジスタＭ２（チャネルコンダクタンスβ２）に
より構成されるカレントミラー（カラントミラー比β２
／β１）と、抵抗Ｒ２ならびにダイオードＤ１〜Ｄｎと
を直列に接続してなる直列接続回路１２とを有してい
る。

【００７５】そして、カレントミラーの出力電流（第２
の基準電流）Ｉ２により直列接続回路１２を電流バイア
スし、直列接続回路１２の両端に発生する電圧を出力電
圧（Ｖ_ref）とする。

【００７６】本実施例においては、直列接続回路１２に
おいて、抵抗Ｒ２を高レベル電源電位（グランド）に接
続する回路構成をとっているが、もちろん、図１８に示
されるような、ダイオードＤ１のアノードを高レベル電
源電位に接続する回路構成としてもよい。

【００７７】但し、図１９（ｂ）に示されるように、図
１８の構成では、空乏層の影響が抵抗Ｒ２の抵抗値変動
に現れやすいが、図６の構成では図１９（ａ）に示され
るように電位的に安定している分、悪影響が少ないと考
えられる。したがって、実際の使用にあたっては、図１
８の構成よりは、図６の構成の方が望ましい。

【００７８】図６において、基準電圧源１０は、温特補
償がなされた回路であって、例えば、図８のバンドギャ
ップ回路や図９の仕事関数差回路を使用できる。

【００７９】図８のバンドギャップ回路の出力Ｖ_R0は、
下記のように示される。

【００８０】Ｖ_R0＝ＶＢ−Ｉ・Ｒ５２＝−Ｖ_BEQ1−（Ｖ
_BEQ1−Ｖ_BEQ2）・（Ｒ５２／Ｒ５１） したがって、異なる電流密度でバイアスしたバイポーラ
トランジスタＱ１，Ｑ２のベース・エミッタ間電圧の温
特の差により正の温特を作りだし、トランジスタＱ１の
ベースエミッタ間電圧の負の温特をキャンセルすること
により、温度による変動が極めて小さい出力Ｖ_R0を得る
ことができる。

【００８１】また、図９の仕事関数差回路は、ポリシリ
コンゲートの導電型のみが異なる（他の構造は同じ）ｎ
ＭＯＳトランジスタＱ５と、Ｑ６およびＱ７のソース・
ドレイン経路を直列に接続し、ｎＭＯＳトランジスタＱ
５とＱ６の接続点より出力Ｖ_R0を取り出す。

【００８２】ｎＭＯＳトランジスタＱ６，Ｑ７のポリシ
リコンゲートにはｎ型不純物が導入されており、ｎＭＯ
ＳトランジスタＱ５のポリシリコンゲートにはｐ型不純
物が導入されており、この結果としてＭＯＳトランジス
タの仕事関数差に相当する温度依存性の少ない電圧（例
えば、温度係数が０．６ｍＶ／℃）が得られる。この回
路の詳細は、特公平４−６５５４６号公報に記載されて
いる。

【００８３】また、図６の差動対回路２０は、図７に示
されるように、差動対をなすｐＭＯＳトランジスタＱ１
１，Ｑ１２と、負荷回路を構成するｎＭＯＳトランジス
タＱ１３，Ｑ１４とからなっており、この差動対２０と
ｎＭＯＳトランジスタＭ１とでオペアンプが構成され
る。

【００８４】つまり、図６において、仮想接地により抵
抗Ｒ１の一端の電位がＶ_R0となり、したがって、第１の
基準電流Ｉ１＝Ｖ_R0／Ｒ１となり、この電流がトランジ
スタＭ１，Ｍ２で構成されるカレントミラーの基準側電
流となる。

【００８５】また、カレントミラーを構成するｎＭＯＳ
トランジスタＭ１，Ｍ２の伝達コンダクタンスβ１，β
２は、以下のように表される。

【００８６】β１，β２＝（Ｗ／Ｌ）・μ・｛（ε₀・
ε_OX）／ｔ_OX｝ 但し、Ｗはゲート幅であり、Ｌはゲート長であり、ε₀
は真空の誘電率であり、ε_OXは酸化膜の比誘電率であ
り、ｔ_OXはゲート酸化膜厚であり、μはチャネル中のキ
ャリアの移動度である。

【００８７】上式の右辺は、プロセスにより一義的に決
まるため、実質的に、伝達コンダクタンスβ１，β２
は、ゲート幅（Ｗ）／ゲート長（Ｌ）により制御される
ことになる。

【００８８】したがって、ｎＭＯＳトランジスタＭ１，
Ｍ２のＷ／Ｌを制御してβ１，β２を決めることによ
り、カレントミラー比（β２／β１）を調整することが
でき、基準電流Ｉ１とＩ２の比を調整できる。

【００８９】このようにして作成された電流Ｉ２が、ダ
イオードＤ１〜Ｄｎと抵抗Ｒ２とで構成される直列接続
回路１２を電流的にバイアスし、この結果、出力電圧Ｖ
_refが発生する。

【００９０】次に、図６の回路の出力電圧（Ｖ_ref）の
温度勾配（Ｃ_T）を決定（算出）する方法を説明する。

【００９１】温度勾配（Ｃ_T）は、下記（５）式〜
（９）式に基き、（１０）式に示すように表すことがで
きる。

【００９２】

【数５】

【００９３】つまり、電流Ｉ１，Ｉ２は（５）式 、
（６）式のように示され、Ｖ_refは（７）式のようにな
る。２５℃のときのＶ_refは（８）式のようになり、温
度係数（１℃あたりの変化量）は（９）式のようにな
る。したがって、出力電圧Ｖ_refの温度勾配（Ｃ_T）は、
（１０）式のようになる。

【００９４】したがって、図４において説明したよう
に、この温度勾配（Ｃ_T）は、ダイオードの段数
（ｎ），基準電圧Ｖ_R0の２５℃における電圧値，Ｖ_R0の
温度係数，カレントミラー比（β２／β１），抵抗Ｒ２
の抵抗値ならびに温度係数，抵抗Ｒ１とＲ２の温度係数
の極性によって、種々に変化させることができる。

【００９５】温度勾配（Ｃ_T）を制御するための素子を
同一半導体基板上に構成する場合の例を図１０に示す。

【００９６】カレントミラー比は、ゲート長（Ｌ１）を
固定してゲート幅（Ｗ１，Ｗ２）を変化させることによ
り、あるいは、ゲート幅（Ｗ１，Ｗ２）を固定してゲー
ト長（Ｌ１）を変化させることにより調整できる。図１
０では、ゲート長を固定してゲート幅を変化させる手法
を採用している。

【００９７】また、カレントミラーを構成するトランジ
スタをなるべく近接させて配置すると、２つのトランジ
スタの伝達コンダクタンスβ１，β２において、（Ｗ／
Ｌ）以外のプロセスにより決定される項の差が小さくな
るため、カレントミラー比を精度よく調整することがで
きる。

【００９８】また、直列接続回路１２を構成するダイオ
ードＤ１（〜Ｄｎ）は、図１０に示されるように、半導
体基板の絶縁膜上に形成されたポリシリコンダイオード
により形成できる。ＰＮ接合の形成を最も簡単に行うた
めには、ＭＯＳトランジスタのＳ／Ｄ形成用のイオン注
入を兼用して行うのがよい。但し、ダイオードのＶ_F特
性を合わせ込むために、専用のイオン注入を追加する方
法を採用してもよい。また、ダイオードを複数個ならべ
る場合、カレントミラー比の場合と同様に、各ダイオー
ドをなるべく近接させて配置する方が特性差をなくすう
えで好ましい。

【００９９】このポリシリコンダイオードの順方向電圧
Ｖ_Fは、０．２８（Ｖ）程度であり、その温度係数は−
１．６４６ｍＶ／℃程度である。

【０１００】また、抵抗Ｒ１，Ｒ２は半導体基板上で製
造できる抵抗（例えば、ｎ型拡散抵抗，ｐ型ポリシリコ
ン抵抗，ｎ型ポリシリコン抵抗，ｎ型基板抵抗等）を幅
広く利用できる。

【０１０１】但し、図１０では、イオン注入により形成
されたｐ型拡散抵抗を採用している。

【０１０２】この理由は、正の温度係数をもつ（温度が
上昇すると抵抗値も上昇する）ため、出力電圧Ｖ_refの
温度勾配をより増長させる方向に作用するためであり、
また、抵抗値により基準電流が決定されるために、でき
るだけ精度が高い方がよいからである。つまり、ｐ
（ｎ）型拡散抵抗の場合、トランジスタのソース／ドレ
インと同等の不純物注入工程で製造できるため、ｎ型基
板抵抗などと比べて精度が高く、したがって、高精度化
に適する。

【０１０３】但し、逆に精度を犠牲にすれば、抵抗の種
類によって基準電流の温特を変化させることも可能と考
えらえる。例えば、ポリシリコン抵抗の場合、不純物濃
度によって温度特性が変化するため、適切にプロセス条
件を制御すれば、温度変化がない抵抗素子を作ることも
可能である。また、上述のカレントミラー比やダイオー
ドの場合と同様に、抵抗Ｒ１とＲ２もなるべく近接させ
て配置する方が特性差をなくす上で好ましい。

【０１０４】このように、精度よく温度勾配（Ｃ_T）の
制御ができるが、この温度勾配（Ｃ_T）が決まれば、逆
に、その温度勾配を実現するための各種パラメータを逆
算して求めることができる。

【０１０５】例えば、下記の１１式，１２式に基づき、
抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値を求めることができる。

【０１０６】

【数６】

【０１０７】つまり、自由度の高い設計が可能であると
いうことである。

【０１０８】次に、本実施例の効果を図１１を参照して
説明する。図１１は、図６の回路において、抵抗Ｒ２の
抵抗値の変化と、ダイオードの個数ｎ（ｎ＝１〜６）の
変化により温度勾配（Ｃ_T）と出力電圧（Ｖ_ref）がどう
変化するかを示す図（コンピュータシミュレーション
図）である。

【０１０９】この特性を得るにあたって使用した回路パ
ラメータは以下のとおりである。

【０１１０】基準電圧Ｖ_R0＝１．５（ｖ）， 抵抗Ｒ１の抵抗値１．５×１０^-6（Ω）， Ｉ１＝１．０（μＡ）， Ｉ２＝０．５（μＡ）， カレントミラー比（β２／β１）＝０．５， ダイオード１個の順方向電圧Ｖ_F＝０．２８４５
（Ｖ）， 基準電圧Ｖ_R0の温度係数△Ｖ_R0＝０．６（ｍＶ／℃，） 抵抗Ｒ１，Ｒ２の温特ＣＲ＝０．００４（１／℃）， ダイオードの順方向電圧Ｖ_F自体がもつ温特ＣＶ_F＝−
１．４７（ｍＶ） 電流Ｉ２の変化に対する、ダイオードの順方向電圧Ｖ_F
の変化αＶ_FI＝０．０８８（Ｖ／μＡ） ダイオードの順方向電圧Ｖ_Fの総合温度係数△Ｖ_F △Ｖ_F＝ＣＶ_F＋（−ＣＲ・Ｉ２・αＶ_FI）＝１．６４６
（ｍｖ／℃） 但し、上記した、電流Ｉ２の変化に対するダイオードの
順方向電圧Ｖ_Fの変化（αＶ_FI）は、ダイオードの電流
式（Ｉ＝Ｉ_S・ｅｘｐ（ｑＶ_F／ｋＴ）−１）より明らか
なように、本来なら１次式では表すことはできない。し
かし、本実施例では、Ｉ２がある一定の範囲では、Ｖ_F
は一次式によって近似できる（直線的に変化変化する）
と仮定して、係数αＶ_FIを使用している。

【０１１１】図１１の上側の図より、抵抗Ｒ２の値を変
化させることによって温度勾配（Ｃ_T）を−０．１％／
℃〜−０．６％／℃に渡って変化させることができ、ま
た、ダイオードの個数（ｎ）を１〜６の範囲で変化させ
ることにより、温度勾配（Ｃ_T）の抵抗Ｒ２の抵抗値変
化に対する変化率（傾き）を変えることができることが
わかる。

【０１１２】また、この図１１において重要な点は、抵
抗の抵抗値とダイオードの組合せを適切に選ぶことによ
り、出力電圧Ｖ_refをほぼ一定値に保ちつつ、温度勾配
を−０．１％／℃〜−０．６％／℃に渡って変化させる
ことができることである。

【０１１３】つまり、抵抗Ｒ２の値のみを変化させるこ
とで、温度勾配（Ｃ_T）を−０．１％／℃〜−０．６％
／℃に渡って変化させることができるが、この場合、出
力電圧Ｖ_refの値が大きく変わってしまうので回路設計
上、使いづらいという不都合が生じる。

【０１１４】この場合、ダイオードの個数も変えること
で、出力電圧Ｖ_refをほぼ一定値に保ちつつ、温度勾配
を−０．１％／℃〜−０．６％／℃に渡って変化させる
ことができる。

【０１１５】図１１の下のグラフから上のグラフに向か
って矢印が伸びているが、この矢印に対応する抵抗Ｒ２
の値は、出力電圧Ｖ_refをほぼ１．５（ｖ）に保ちつ
つ、温度勾配値を−０．１５％（ダイオード１個の場
合），−０．２５％（ダイオード２個の場合），−０．
３５％（ダイオード３個の場合），−０．４５％（ダイ
オード４個の場合），−０．５５％（ダイオード５個の
場合）の５つのポイントに合わせるための抵抗値を示し
ている。したがって、ダイオードの個数（ｎ）に対応さ
せて、そのようなＲ２の抵抗値を選定することによっ
て、出力電圧（絶対値）ならびに温度勾配（相対値）の
双方を適切な値に調整することができる。

【０１１６】このような、出力電圧Ｖ_refをほぼ１．５
（ｖ）に保ちつつ温度勾配値（Ｃ_T）を変化させること
ができる原理を図１２に示す。

【０１１７】つまり、出力電圧Ｖ_refを固定すると温度
勾配値（Ｃ_T）の分母が固定される。分数の分子には固
有の温特値をもつ△Ｖ_Fと、△Ｒ・△Ｉとがあり、それ
ぞれの温特に対する重み付けを変化させて所望の温度勾
配を実現する。すなわち、ダイオードと抵抗の出力電圧
Ｖ_refの分担率を変えることにより、△Ｖ_Fと、△Ｒ・△
Ｉの重みを調整できるということである。

【０１１８】（実施例３）図１４は本発明の他の実施例
の構成を示す図である。本実施例の特徴は、図６の構成
に加えて、基準電圧Ｖ_ROのトリミング回路１００と、出
力電圧Ｖ_refのレベルシフト回路２００とを設けたもの
である。

【０１１９】基準電圧Ｖ_ROのトリミング回路１００は、
抵抗Ｒ（ア），Ｒ（イ）の比を変えることによって基準
電圧Ｖ_ROの値を微調整し、トリミング後の基準電圧Ｖ_R1
を出力する。

【０１２０】つまり、Ｖ_R1＝｛１＋Ｒ（イ）／Ｒ
（ア）｝Ｖ_ROとなる。

【０１２１】また、レベルシフト回路２００は、上述の
トリミング回路１００と同じ回路構成をしており、同じ
原理により、出力電圧Ｖ_refの温度勾配をそのままに維
持しつつ任意のレベルの出力電圧Ｖ_ref1を得るものであ
る。

【０１２２】つまり、Ｖ_ref1＝｛１＋Ｒ（エ）／Ｒ
（ウ）｝Ｖ_ROとなる。

【０１２３】本実施例では、基準電圧Ｖ_ROのトリミング
によって、より高精度な温度勾配の制御ができ、また、
出力電圧のレベル調整によって所望の定電圧を得ること
ができる。したがって、温度勾配が制御された所望レベ
ルの定電圧を出力できる定電圧回路を実現できる。

【０１２４】（実施例４）図１５は、本発明の他の実施
例の構成を示す回路図である。

【０１２５】本発明の基本的構成は図６の実施例と同様
であるが、第１のセレクタ（ＳＬ１），第２のセレクタ
（ＳＬ２），第３のセレクタ（ＳＬ３），第４のセレク
タ（ＳＬ４），および切換制御手段（調整手段）１５０
を設けて、外部より温度勾配を制御し得るようにした点
が異なる。

【０１２６】セレクタ（ＳＬ１）は、第１の基準電流
（カレントミラーの入力側電流）Ｉ１の電流量を調整す
る役割を果たす。

【０１２７】図示されるようにセレクタ（ＳＬ１）の内
部スイッチが一番上側の接点に切り換えられている場合
には、Ｉ１＝Ｖ_RO／Ｒ１０となり、真ん中の接点になれ
ば、Ｉ１＝Ｖ_RO／（Ｒ１０＋Ｒ２０）となり、一番下側
の接点に切り換えられれば、Ｉ１＝Ｖ_RO／（Ｒ１０＋Ｒ
２０＋Ｒ３０）となる。

【０１２８】また、第２のセレクタ（ＳＬ２）は、ｎＭ
ＯＳトランジスタＭ２〜Ｍ５のいずれかを選択するため
のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を具備する。

【０１２９】ｎＭＯＳトランジスタＭ２〜Ｍ５はそれぞ
れ独自のチャネルコンダクタンス（β）を有すると共
に、差動対２０の出力によって駆動されるｎＭＯＳトラ
ンジスタＭ１とカレントミラーを構成するトランジスタ
である。

【０１３０】したがって、切換制御手段１５０からの制
御信号によってスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を選択的に閉じ
れば、カレントミラー比が変化して第２の基準電流Ｉ２
の電流量が変化し、この結果として温度勾配（Ｃ_T）を
調整できる。

【０１３１】また、第３のセレクタ（ＳＬ３）は、直列
接続回路における、ダイオードＤ２０およびＤ３０の両
端をショートするスイッチＳＷ５と、ダイオードＤ４０
およびＤ５０の両端をショートするスイッチＳＷ６とを
具備する。

【０１３２】したがって、切換制御手段１５０からの制
御信号によってスイッチＳＷ５〜ＳＷ６を選択的に開閉
すれば、ダイオードの個数（ｎ）を変化させることがで
き、この結果として温度勾配（Ｃ_T）を調整できる。

【０１３３】また、第４のセレクタ（ＳＬ４）は、直列
接続回路における、抵抗４０の両端をショートするスイ
ッチＳＷ７と、抵抗Ｒ５０の両端をショートするスイッ
チＳＷ８とを具備する。

【０１３４】したがって、切換制御手段１５０からの制
御信号によってスイッチＳＷ７〜ＳＷ８を選択的に開閉
すれば、抵抗値を変化させることができ、この結果とし
て温度勾配（Ｃ_T）を調整できる。

【０１３５】なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ８は、例えば
図１６に示すようなアナログスイッチ（トランスファー
ゲート）によって構成できる。

【０１３６】本実施例によれば、電圧源回路の出力電圧
の温度勾配を外部より調整でき、したがって、ユーザー
の使い勝手が向上する。

【０１３７】（実施例５）図１７は本発明の液晶用安定
化電源回路の一実施例の構成を示す図である。この実施
例は、前掲の図６および図１５に示した定電圧回路（電
圧源回路）３００を用いて、ワンチップ（ＩＣ）化され
た液晶用安定化電源回路２１０を構成したものである。

【０１３８】この液晶用安定化電源回路２１０は、ＬＣ
Ｄパネル５００のドライバー回路４００の電源電圧（Ｖ
_OP）を発生させる回路であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ２
２０と、安定化レベルシフト回路３１０（差動対回路３
２０，ＮＭＯＳトランジスタＭ２１を含んで構成され
る）とからなる。

【０１３９】安定化レベルシフト回路３１０は図１７中
に示されるように、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗値の比の
調整によって任意のレベルの電源電圧（Ｖ_OP）を発生さ
せると共に、図に示されるような負帰還制御によって自
動的に電源電圧（Ｖ_OP）のレベル変動を抑制し、安定化
させる機能をもつ。

【０１４０】本実施例において、定電圧回路（電圧源回
路）３００として、図１５に示した構成を用いれば、液
晶パネル５００の温特に合わせて温度勾配を外部から調
整でき、かつ、安定化レベルシフト回路３１０の調整に
よって、所望の電圧レベルの定電圧を発生させることが
可能である。

【０１４１】したがって、本実施例によれば、外部信号
で温度勾配量を高精度に制御することができ、したがっ
て、一つの回路（ＩＣ）で種々の液晶パネルに適用でき
るようになる。

【０１４２】例えば、図１３に示すように、液晶のしき
い値の温度特性Ｓ（ＴＮ）に精度よく追従して温度係数
Ｓ（ＯＰ）が変化する、駆動電圧Ｖ（ＯＰ）を得ること
ができる。

【０１４３】以上、本発明を実施例に基づいて説明した
が、本発明はこれに限定されるものではなく、本発明の
趣旨の範囲内で変形が可能である。例えば、電圧源回路
の電源として、負電源ではなく正電源を使用し、上述の
実施例と同様に温特を制御した定電圧を発生することも
可能である。

【０１４４】

【発明の効果】本発明によれば以下の効果を得ることが
できる。

【０１４５】（１）請求項１記載の本発明の方法は、温
度勾配（Ｃ_T）なる相対的な温特の基準を導入し、従来
のように温度係数の直接的な変化のみを追求するのでは
なく、分母と分子の割合を変化させて出力電圧の所望の
温特を実現する。

【０１４６】したがって、直列接続回路におけるダイオ
ードの個数（ｎ）ならびに抵抗の抵抗値（直列接続回路
の抵抗部に発生する電圧）を調整することにより、温度
勾配を容易に制御し得るようになる。

【０１４７】また、温度勾配（Ｃ_T）は、設計段階やＩ
Ｃの製造段階におけるパラメータ設定によっても調整で
き、したがって、極めて高精度な制御が可能となる。

【０１４８】（２）請求項２の本発明は、請求項１の本
発明の方法を用いて電圧源回路を構築したものであり、
種々のパラメータの適宜の設定によって、出力電圧（Ｖ
_ref）の温度勾配（Ｃ_T）広範囲にわたって高精度に制御
できる。

【０１４９】（３）請求項３の本発明では、出力段にレ
ベルシフト回路を設け、出力電圧の絶対値を調整する。
したがって、温度勾配はそのままに、出力電圧の絶対値
を所定のレベルに調整することができる。これにより、
温度勾配を制御する機能をもった定電圧回路が得られ
る。

【０１５０】（４）請求項４の本発明では、第１の基準
電流と第２の基準電流との比をカレントミラー比（つま
りトランジスタのサイズ）によって調整する。これによ
り、抵抗のみにより電流比を調整する場合に比べ、極め
てコンパクトに、かつ、精度よく、第１の基準電流に対
して所定の比率を持った第２の基準電流を作成すること
ができる。

【０１５１】（５）請求項５ならびに６の本発明では、
半導体回路の製造プロセスにおいて、抵抗の温特（温度
係数）の極性を調整することにより、出力電圧の温度勾
配の微妙な調整が可能となる。

【０１５２】（６）請求項７の本発明では、直列接続回
路を構成するダイオードを、ポリシリコンダイオードで
形成する。ポリシリコンダイオードのｐｎ接合形成のた
めの不純物導入工程は、ＭＯＳトランジスタの製造工程
と共用化されている。

【０１５３】このポリシリコンダイオードの順方向電圧
（Ｖ_F）は、通常の拡散層を利用したｐｎ接合ダイオー
ドの順方向電圧よりかなり小さく、したがって、接続段
数（ｎ）の調整による出力電圧の温度勾配の制御に適し
ている。

【０１５４】（７）請求項８および９の本発明では、第
１の基準電流を作成するための定電圧源として、バンド
ギャップ回路等の極めて高精度に温特の補償がなされた
電圧源回路を用いて温度による変動を抑えて、出力電圧
（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）の調整を容易化している。

【０１５５】その一方で、その定電圧源の、半導体集積
回路化に伴う微少な温特を積極的に利用して、出力電圧
（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）をより高精度に制御するこ
とができる。

【０１５６】（８）請求項１０記載の本発明では、直列
接続回路を構成する抵抗を動作電源電位に接続する。抵
抗は半導体基板に形成する場合には寄生のｐｎ接合容量
が付加されるために空乏層の影響をうけて、両端電位が
微妙に変動しやすい。したがって、抵抗の一端を安定な
動作電源電位に接続することにより、その電圧変動を低
減することができる。

【０１５７】（９）請求項１１記載の本発明は、直列接
続回路におけるダイオードの接続段数（ｎ）や抵抗の抵
抗値を、調整回路により外部から可変できるようにした
ものである。これにより、電圧源回路の使用の自由度が
広がる。

【０１５８】（１０）請求項１２記載の本発明では、液
晶用安定化電源回路のユーザーが、使用する液晶パネル
に応じて適宜に駆動電圧の温特の調整をすることができ
るようになり、使い勝手が向上する。

【０１５９】（１１）このように本発明によれば、外部
信号で温度勾配量を高精度に制御することができ、した
がって、一つの回路（ＩＣ）で種々の液晶パネルに適用
できるようになる。

【０１６０】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の出力電圧の温度特性の制御方法の特徴
を説明するための第１の図である。

【図２】本発明の出力電圧の温度特性の制御方法の特徴
を説明するための第２の図である。

【図３】本発明の出力電圧の温度特性の制御方法の特徴
を説明するための第３の図である。

【図４】本発明の出力電圧の温度特性の制御方法の特徴
を説明するための第４の図である。

【図５】本発明の出力電圧の温度特性の制御方法の特徴
を説明するための第５の図であり、温特制御の概要を示
す図である。

【図６】本発明の電圧源回路の一実施例の構成を示す回
路図である。

【図７】図６の回路における差動対（２０）ならびにカ
レントミラーＭ１，Ｍ２の具体的構成や特性を説明する
ための図である。

【図８】バンドギャップ回路の構成例を示す回路図であ
る。

【図９】仕事関数差回路の構成例を示す回路図である。

【図１０】図６の回路の温度勾配（Ｃ_T）を制御するた
めの素子を同一半導体基板に形成する場合の一例を説明
するための図である。

【図１１】図６の回路において、抵抗Ｒ２の抵抗値を変
化させたとき、ダイオードの個数ｎ（ｎ＝１〜６）によ
り温度勾配（Ｃ_T）と出力電圧（Ｖ_ref）がどう変化する
かを示す図である。

【図１２】図１１に示される特性の解釈の補助となる図
である。

【図１３】図１７の回路による出力電圧（Ｖ_OP）の温度
特性（温度係数）の一例を示す図である。

【図１４】本発明の電圧源回路の他の実施例の構成を示
す回路図である。

【図１５】本発明の電圧源回路の他の実施例の構成を示
す回路図である。

【図１６】図１５の回路におけるスイッチ手段の具体的
構成例を示す図である。

【図１７】本発明の液晶用安定化電源回路の構成例を示
す図である。

【図１８】本発明の電圧源回路における、ダイオードな
らびに抵抗の直列接続回路の構成例を示す図である。

【図１９】（ａ），（ｂ）はそれぞれ、本発明の電圧源
回路における、直列接続回路の構成の利点を説明するた
めの図である。

【図２０】液晶をマルチプレッシング駆動した場合の、
駆動電圧に対する輝度特性を示す図である。

【図２１】従来例の構成を示す回路図である。

【符号の説明】

１０ 基準電圧源 １１ 電流源 １２ 直列接続回路 ２０ 差動対 Ｒ１，Ｒ２ 抵抗 Ｄ１〜Ｄｎ ダイオード

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (54)【発明の名称】 出力電圧の温度特性の制御方法、この方法を用いて温度特性を調整した電圧源回路、その方法を 用いて温度特性を変化させる機構を有する電圧源回路、ならびにその方法を用いて温度特性を変 化させる機構を有する液晶用安定化電源回路

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 定電流回路（１１）によって作成された
   定電流を、抵抗（Ｒ２）ならびにダイオード（Ｄ１〜Ｄ
   ｎ）の直列接続回路（１２）に供給し、この直列接続回
   路の両端に発生する電圧を出力電圧（Ｖ_ref）とし、前
   記ダイオードの接続個数（ｎ）あるいは前記抵抗の抵抗
   値（Ｒ２）の調整によって下記（１）式で示される前記
   出力電圧（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）を制御して温度特
   性を制御することを特徴とする出力電圧の温度特性の制
   御方法。 【数１】 但し、ｎはダイオードの接続個数（個）；Ｖ_F0は基準温
   度におけるダイオードの順方向電圧Ｖ_Fの電圧値
   （Ｖ）；Ｒ₀は基準温度における抵抗Ｒの抵抗値
   （Ω）；Ｉ₀は基準温度における電流Ｉの電流値
   （Ａ）；△Ｒは抵抗Ｒの温度係数（Ω／℃）；△Ｉは電
   流Ｉの温度係数（Ａ／℃）；△Ｖ_Fはダイオードの順方
   向電圧Ｖ_Fの温度係数（Ｖ／℃）；である。
2. 【請求項２】 基準電圧源（１０）から供給される基準
   電圧（Ｖ_R0）を利用して第１の基準電流（Ｉ１）を作成
   する第１の基準電流作成手段（Ｒ１，２０，Ｍ１）と、 前記第１の基準電流を利用して第２の基準電流（Ｉ２）
   を作成する第２の基準電流作成手段（２０，Ｍ１，Ｍ
   ２）と、 前記第２の基準電流を、抵抗（Ｒ２）とｎ個（ｎは１以
   上の自然数）のダイオード（Ｄ１〜Ｄｎ）とが直列に接
   続されてなる直列接続回路（１２）に供給し、この直列
   接続回路の両端に、下記（２）式で表される温度勾配
   （Ｃ_T）が調整された出力電圧（Ｖ_ref）を得ることを特
   徴とする電圧源回路。 【数２】 但し、ｎはダイオードの接続個数（個）；Ｖ_F0は基準温
   度におけるダイオードの順方向電圧Ｖ_Fの電圧値
   （Ｖ）；Ｒ₀は基準温度における抵抗Ｒの抵抗値
   （Ω）；Ｉ₀は基準温度における電流Ｉの電流値
   （Ａ）；△Ｒは抵抗Ｒの温度係数（Ω／℃）；△Ｉは電
   流Ｉの温度係数（Ａ／℃）；△Ｖ_Fはダイオードの順方
   向電圧Ｖ_Fの温度係数（Ｖ／℃）；である。
3. 【請求項３】 出力電圧（Ｖ_ref）の電圧値を調整する
   ためのレベルシフト回路（２００）をさらに具備するこ
   とを特徴とする請求項２記載の電圧源回路。
4. 【請求項４】 第２の基準電流作成手段をカレントミラ
   ーで構成し、第１の基準電流をカレントミラーの基準側
   トランジスタに供給し、カレントミラー比に対応した第
   ２の基準電流をカレントミラーの出力側トランジスタよ
   り得るようにしたことを特徴とする請求項２または３記
   載の電圧源回路。
5. 【請求項５】 第１の基準電流作成手段は、基準電圧源
   （１０）から供給される基準電圧（Ｖ_R0）ならびに電流
   決定用抵抗（Ｒ１）を用いて第１の基準電流（Ｉ１）を
   決定するようになっており、 また、前記電流決定用抵抗（Ｒ１）および前記直列接続
   回路を構成する抵抗（Ｒ２）とを同一の半導体製造工程
   で形成することにより、それぞれの抵抗の抵抗値の温度
   特性を同じとしたことを特徴とする請求項２〜４のいず
   れかに記載の電圧源回路。
6. 【請求項６】 第１の基準電流作成手段は、基準電圧源
   （１０）から供給される基準電圧（Ｖ_R0）ならびに電流
   決定用抵抗（Ｒ１）を用いて第１の基準電流（Ｉ１）を
   決定するようになっており、 また、前記電流決定用抵抗（Ｒ１）および前記直列接続
   回路を構成する抵抗（Ｒ２）を異なる半導体製造工程で
   形成することにより、それぞれの抵抗の抵抗値の温度特
   性を異なるものとしたことを特徴とする請求項２〜４の
   いずれかに記載の電圧源回路。
7. 【請求項７】 直列接続回路を構成するダイオード（Ｄ
   １〜Ｄｎ）は、半導体基板の表面絶縁膜上に形成された
   ポリシリコン中に、ｐ型不純物ならびにｎ型不純物を導
   入してｐｎ接合を構成することにより形成されたポリシ
   リコンダイオードであることを特徴とする請求項２〜６
   のいずれかに記載の電圧源回路。
8. 【請求項８】 基準電圧源（１０）として、出力電圧の
   温度特性が補償された定電圧回路であって、半導体基板
   に他の回路とともに集積して形成され、極めて小さな温
   度依存性を有する定電圧回路を使用することを特徴とす
   る請求項２〜７のいずれかに記載の電圧源回路。
9. 【請求項９】 基準電圧源回路（１０）として、半導体
   の禁制帯幅に相当する電圧を発生するバンドギャップ回
   路、あるいは、ＭＯＳ（金属−絶縁体−半導体）構造の
   仕事関数の差に相当する電圧を発生する仕事関数差回路
   のいずれか一つを用いることを特徴とする請求項２〜７
   のいずれかに記載の電圧源回路。
10. 【請求項１０】 直列接続回路を構成する抵抗の一端を
    動作電源電位に接続したことを特徴とする、請求項２〜
    ８のいずれかに記載の電圧源回路。
11. 【請求項１１】 基準電圧源（１０）から供給される基
    準電圧（Ｖ_R0）を利用して第１の基準電流（Ｉ１）を作
    成する第１の基準電流作成手段（Ｒ１，２０，Ｍ１）
    と、 前記第１の基準電流を利用して第２の基準電流を作成す
    る第２の基準電流作成手段（２０，Ｍ１，Ｍ２）と、 直列接続されたｍ個（ｍは１以上の自然数）の抵抗（Ｒ
    ４０〜Ｒ６０）と、直列接続されたｎ個（ｎは１以上の
    自然数）のダイオード（Ｄ１０〜Ｄ５０）とが直列に接
    続されてなる直列接続回路と、 前記ｍ個の抵抗のうちの少なくとも一つの抵抗の両端を
    ショートするための第１のスイッチ手段（ＳＬ４，ＳＷ
    ７，ＳＷ８）と、前記ｎ個のダイオードのうちの少なく
    とも一つのダイオードの両端をショートするための第２
    のスイッチ手段（ＳＬ３，ＳＷ５，ＳＷ６）と、前記第
    １または第２のスイッチ手段の開閉を制御信号によって
    制御するための切換制御手段（１５０）とを含んで構成
    された、直列接続回路の調整回路とを具備し、 前記第２の基準電流を前記直列接続回路に供給すること
    により、その直列接続回路の両端に発生する電圧を電圧
    出力（Ｖ_ref）とし、 前記調整回路における前記第１または第２のスイッチ手
    段の操作によって前記直列接続回路を構成するダイオー
    ドの個数（ｎ）または抵抗の抵抗値の少なくとも一つを
    制御し、これによって、下記（３）式で表される前記出
    力電圧（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）を制御可能となって
    いることを特徴とする、温度特性を変化させる機構を有
    する電圧源回路。 【数３】 但し、ｎはダイオードの接続個数（個）；Ｖ_F0は基準温
    度におけるダイオードの順方向電圧Ｖ_Fの電圧値
    （Ｖ）；Ｒ₀は基準温度における抵抗Ｒの抵抗値
    （Ω）；Ｉ₀は基準温度における電流Ｉの電流値
    （Ａ）；△Ｒは抵抗Ｒの温度係数（Ω／℃）；△Ｉは電
    流Ｉの温度係数（Ａ／℃）；△Ｖ_Fはダイオードの順方
    向電圧Ｖ_Fの温度係数（Ｖ／℃）；である。
12. 【請求項１２】 液晶表示体に駆動電圧を供給する液晶
    用安定化電源回路であって、前記駆動電圧を作成するた
    めの電圧源として、前記液晶表示体のしきい値電圧の温
    度に依存した変化に伴って出力電圧（Ｖ_ref）が変化す
    る定電圧回路（３００）が用いられ、 この定電圧回路（３００）は、 基準電圧源（１０）から供給される基準電圧（Ｖ_R0）を
    利用して第１の基準電流（Ｉ１）を作成する第１の基準
    電流作成手段（Ｒ１，２０，Ｍ１）と、 前記第１の基準電流を利用して第２の基準電流を作成す
    る第２の基準電流作成手段（２０，Ｍ１，Ｍ２）と、 直列接続されたｍ個（ｍは１以上の自然数）の抵抗（Ｒ
    ４０〜Ｒ６０）と、直列接続されたｎ個（ｎは１以上の
    自然数）のダイオード（Ｄ１０〜Ｄ５０）とが直列に接
    続されてなる直列接続回路と、 前記ｍ個の抵抗のうちの少なくとも一つの抵抗の両端を
    ショートするための第１のスイッチ手段（ＳＬ４，ＳＷ
    ７，ＳＷ８）と、前記ｎ個のダイオードのうちの少なく
    とも一つのダイオードの両端をショートするための第２
    のスイッチ手段（ＳＬ３，ＳＷ５，ＳＷ６）と、前記第
    １または第２のスイッチ手段の開閉を制御信号によって
    制御し得るように構成された切換制御手段（１５０）
    と、を含んで構成された直列接続回路の調整回路とを具
    備して構成されており、 前記第２の基準電流を前記直列接続回路に供給すること
    により、その直列接続回路の両端に発生する電圧を電圧
    出力（Ｖ_ref）とし、 前記調整回路における前記第１または第２のスイッチ手
    段の操作によって前記直列接続回路を構成するダイオー
    ドの個数（ｎ）または抵抗の抵抗値の少なくとも一つを
    制御し、これによって、下記（４）式で表される前記出
    力電圧（Ｖ_ref）の温度勾配（Ｃ_T）を、前記液晶表示体
    のしきい値の温度特性に対応させて制御し得るようにな
    っていることを特徴とする、温度特性を変化させる機構
    を有する液晶用安定化電源回路。 【数４】 但し、ｎはダイオードの接続個数（個）；ＶF₀は基準温
    度におけるダイオードの順方向電圧Ｖ_Fの電圧値
    （Ｖ）；Ｒ₀は基準温度における抵抗Ｒの抵抗値
    （Ω）；Ｉ₀は基準温度における電流Ｉの電流値
    （Ａ）；△Ｒは抵抗Ｒの温度係数（Ω／℃）；△Ｉは電
    流Ｉの温度係数（Ａ／℃）；△Ｖ_Fはダイオードの順方
    向電圧Ｖ_Fの温度係数（Ｖ／℃）；である。