JPH08266058A

JPH08266058A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH08266058A
Application number: JP7088770A
Authority: JP
Inventors: Yasuyuki Sugiura; 康之杉浦; Shigeta Ueda; 茂太上田; Kazuhiro Imaie; 和宏今家; Shoichiro Koseki; 庄一郎古関
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1995-03-22
Filing date: 1995-03-22
Publication date: 1996-10-11
Anticipated expiration: 2016-09-04
Also published as: JP3205855B2

Abstract

(57)【要約】【目的】交流系統の異常により不平衡電圧が発生して
も、安定した電力変換制御を行い、電力系統に電力変換
器が接続される直流送電装置、無効電力制御装置等を安
定に制御して無停止運転を可能にする電力変換装置を提
供する。【構成】３相交流電源の３相分の電圧から３相２相変
換して２相のα電圧とβ電圧を得る手段１１９と、該２
相のα電圧とβ電圧を前記交流電源の１周期間にわたり
サンプリング毎にメモリに記憶し、この値と正弦波及び
余弦波テ−ブルとを順次積和してα座標基本波正弦振
幅、α座標基本波余弦振幅、β座標基本波正弦振幅及び
β座標基本波余弦振幅を求め、これらを加算減算してα
座標正相分基本波振幅とβ座標正相分基本波振幅を求め
る手段１２０と、このα座標正相分基本波振幅とβ座標
正相分基本波振幅を除算し、除算結果から逆正接演算し
て正相分位相を検出する手段１２１を備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、交流電源系統に接続さ
れた交直流変換を行う電力変換装置に係り、特に、直流
送電装置や無効電力調整装置や周波数変換装置を構成す
るに適した電力変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】半導体スイッチング素子を用いて交流を
直流に変換する順変換器または直流を交流に変換する逆
変換器において有効電力または無効電力を制御する自励
式電力変換装置において、有効，無効電力の演算は電
流，電圧を検出してｄ−ｑ軸の回転座標に変換したり、
自励式電力変換器に与えるＰＷＭパルスを生成するとき
に交流の系統電圧の位相の検出が必要である。この例と
しては、特開平３−４５１２６号公報に示すように交流
系統電圧から直接位相を検出する技術がある。また、特
願平６−４５５９８号には、フーリエ変換を用いた位相
検出方法が開示されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】自励式電力変換器にお
いて、３相交流から電圧，電流を検出して有効電力や無
効電力を制御したり、ベクトル制御方式を用いてｄ−ｑ
軸に座標変換して電流制御を行うとき、交流系統電圧の
位相θを用いて電力変換を行う。特開平３−４５１２６
号公報の例では、交流系統電圧から直接位相θを検出す
るため、ＰＬＬ回路（フェイズロック回路）を用いてい
る。ＰＬＬ回路を用いるとき、電源電圧の零点を基準に
位相を制御するため、電源の地絡事故により不平衡電圧
になったり、系統機器投入、解放時などの時に発生する
波形歪による電源の零点通過時に、チャタリング等によ
り零点を正確に検出が出来なくなる事が生じる。また、
特願平６−０４５５９８号では、フーリエ変換を用いた
位相検出方法であり、その装置の手段が明確でない。

【０００４】本発明の目的は、交流系統の異常により不
平衡電圧が発生しても、安定した電力変換制御を行い、
電力系統に電力変換器が接続される直流送電装置、無効
電力制御装置、周波数変換装置を安定に制御して無停止
運転を可能にする電力変換装置を提供することにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】本発明は、３相交流電源
の電圧位相に基づいて交流電源の交流電力を直流電力に
変換する電力変換装置において、前記交流電源の３相分
の電圧信号を３相２相変換し、２相のα電圧と、β電圧
に変換する。この２相電圧は一定時間毎に計算し、しか
も電源電圧の１周期間のデータをメモリに格納する。こ
のデータを基にフーリエ変換法を用いて基本波正相分を
抽出し、この基本波正相分から正相分の位相を検出し、
この正相分位相を前記電圧位相とすることを特徴とす
る。

【０００６】

【作用】本発明では、交流系統の３相電源の電圧を３相
２相変換し、１周期間のサンプリング時間毎に変換され
た２相電圧をフーリエ変換により正相分位相を演算する
ので、安定した交流系統の位相が検出でき、特に、３相
の内、１から３線地絡して、ある時間内電圧が零になっ
ても精度良く位相が検出できるため、該位相に基づき電
力変換器制御することにより、電力変換器を停止させる
ことなく、安定に運転を続行でき、電力系統に電力変換
器が接続される直流送電装置、無効電力制御装置、周波
数変換装置では重要な課題の一つである無停止運転が可
能となる。

【０００７】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。図１は、本発明の一実施例である無効電力調整機
能を備えた直流送電における電力変換装置の構成を示
す。図１において、電力変換器１０３は、半導体スイッ
チング素子を用いて交流を直流に、または直流を交流に
変換し、交流系統１０１と直流系統１０２間に配置さ
れ、電力変換する。ここで、電力変換器１０３の半導体
スイッチング素子にはＧＴＯ等の自己消弧素子を用い
る。電力変換器１０３の交流側端子は、電圧の昇降を行
う変圧器１０４とリアクトル１０７−Ａを介して交流系
統１０１に接続する。リアクトル１０７−Ａは連系点ま
でのインピ−ダンスを代表している。電力変換器１０３
の直流側端子間には、コンデンサ１０８を接続するとと
もに、図示しないもう一方の電力変換器の直流端子が直
流送電システムの場合には直流送電線を介して接続さ
れ、直流連系システム（ＢＴＢ／ＦＣ）の場合には直接
接続される。尚、図示の１０７−Ｂは直流送電線路に存
在するリアクタンスを表わしている。

【０００８】電力変換器１０３を制御する制御装置は以
下の構成からなる。１０５−Ａは交流系の系統電圧を測
定する計器用変圧器、１０５−Ｂは変換器側の交流の電
圧を測定する計器用変圧器、１０６は変換器側の交流電
流を測定する計器用変流器である。１０９は直流電圧指
令Ｖdc*を出力する直流電圧指令部、１１０は直流電圧
指令Ｖdc*と変換器直流端子の電圧Ｖdcとの偏差を求め
る加算器、１１１は前記偏差がなくなるように有効電流
指令Ｉp*を出力する直流電圧制御器である。１１２は計
器用変流器１０６で検出した変換器側の３相交流電流か
ら２相のα−β軸座標に変換する変換器側３／２相電流
変換器、１１３は計器用変圧器１０５−Ｂで検出した変
換器側の３相交流電圧から２相のα−β軸座標に変換す
る変換器側３／２相電圧変換器、１１４はα−βに座標
変換された電圧Ｖαｐ、Ｖβｐと電流Ｉαｐ、Ｉβｐか
ら無効電力Ｑfを検出する無効電力演算器、１１５は計
器用変圧器１０５−Ａで検出した電圧より無効電力指令
Ｑ*を求める無効電力指令部、１１６は無効電力指令Ｑ*
と無効電力検出値Ｑfとの偏差を求める加算器、１１７
は前記無効電力の偏差がなくなるように無効電流指令Ｉ
q*を出力する無効電力制御器である。一点鎖線で囲んだ
ブロック１１８は、本発明が特徴とする後述詳細に説明
するところの電圧位相角検出器であり、それを構成する
１１９は計器用変圧器１０５−Ａで降圧した系統３相の
電圧を３／２相変換する系統電圧３／２相変換器、１２
０はフーリエ変換方式による正相電圧演算回路、１２１
は変換器側電圧の正相分の位相θFを演算する正相位相
演算回路である。１２２は３／２相電流変換器１１２よ
りのα−β軸座標の電流成分ＩαP，ＩβPを正相分位相
θFにより有効−無効軸座標（ｐ−ｑ軸）における電流
成分Ｉp，Ｉqに変換するｐ−ｑ軸演算回路、１２３は有
効電流の指令Ｉp*とその検出値Ｉpとの偏差を求める加
算器、１２４は前記有効電流の偏差がなくなるように有
効電圧指令Ｖpを出力する有効電流制御器、１２５は無
効電流の指令Ｉq*とその検出値Ｉqとの偏差を求める加
算器、１２６は前記無効電流の偏差がなくなるように無
効電圧指令Ｖqを出力する無効電流制御器、１２７は前
記有効，無効電圧指令Ｖp，Ｖqを正相分位相θFにより
α−β軸座標の電圧成分Ｖoα，Ｖoβに変換するα−β
軸電圧変換器、１２８は電圧成分Ｖoα，Ｖoβを３相電
圧成分指令Ｖou〜Ｖowに変換する２／３相電圧変換器、
１２９は３相電圧成分指令Ｖou〜Ｖowと正相分位相θF
に基づきＰＷＭ信号を発生させ、この信号により電力変
換器のスイッチング素子をオン，オフさせＰＷＭ制御を
行うＰＷＭ発生器である。

【０００９】次に、本実施例の電力変換装置の動作原理
を説明する。電力変換器１０３の直流端子電圧Ｖdcを制
御するため、直流電圧指令部の指令値Ｖdc*と変換器直
流端子の電圧Ｖdcの偏差を加算器１１０で演算し、この
偏差値を入力として直流電圧制御器１１１で比例積分演
算を行い、有効電流指令Ｉp*を得る。３／２相電流変換
器１１２では、計器用変流器１０６で検出した３相系統
電流から（１）式を用いて、２相のα−β座標に変換す
る。

【数１】ｐ−ｑ軸演算回路１２２では、位相角検出器１１８から
の出力位相角θFを基準として、３／２相電流変換器１
１２で得られたＩαｐ，Ｉβｐから（２）式を用いて、
有効電流検出値Ｉpと無効電流検出値Ｉqを得る。

【数２】同様に、３／２相電圧変換器１１３では、計器用変圧器
１０５−Ｂで検出した３相系統電圧から（３）式を用い
て、２相のα−β座標Ｖαｐ，Ｖβｐに変換する。

【数３】無効電力演算器１１４では、α−β座標に変換されたＶ
αｐ，Ｖβｐ，Ｉαｐ，Ｉβｐから（４）式を用いて、
交流系統の無効電力Ｑfを算出する。

【数４】ここで、無効電力Ｑを制御するため、無効電力指令部１
１５の指令値Ｑ*と交流系統の無効電力Ｑfの偏差を加算
器１１６で演算し、この偏差値を入力として無効電力制
御器１１７では比例積分演算を行い無効電流指令Ｉq*を
得る。有効電流制御器１２４では、直流電圧制御器１１
１の出力Ｉp*とｐ−ｑ軸演算回路１２２の出力Ｉpとの
偏差を入力として比例積分演算を行い、有効電圧指令Ｖ
pを得る。無効電流制御器１２６では、無効電力制御器
１１７の出力Ｉq*とｐ−ｑ軸演算回路１２２の出力Ｉq
との偏差を入力として比例積分演算を行い無効電圧指令
Ｖqを得る。逆ｐ−ｑ変換器１２７は、位相角検出器１
１８からの出力位相角θFを基準として、有効電流制御
器１２４の出力Ｖpと無効電流制御器１２６の出力Ｖqか
ら（５）式を用いて、α軸β軸出力電圧指令ＶoαとＶo
βを得る。

【数５】逆α−β変換器１２８は、逆ｐ−ｑ変換器１２７の出力
ＶoαとＶoβから（６）式を用いて、３相ＰＷＭ電圧指
令Ｖoｕ，Ｖoｖ，Ｖoｗを得る。

【数６】ＰＷＭ波形発生器１２９は、３相ＰＷＭ電圧指令Ｖo
ｕ，Ｖoｖ，Ｖoｗの値と内蔵のタイマに位相角検出器１
１８からの位相信号θFを入力して得られた値と比較し
て、ＰＷＭ電圧指令値とタイマの一致点でパルス発生さ
せるか、３相ＰＷＭ電圧指令Ｖoｕ，Ｖoｖ，Ｖoｗをア
ナログに変換して三角波と比較してアナログ値と三角波
の一致点でパルス発生させ、該パルスを電力変換器１０
３のゲート信号として駆動させる。直流送電の潮流制御
は、２台ある電力変換器のお互いの直流端子の直流電圧
Ｖdcの大きさを制御することにより行う。なお、該直流
送電装置を使用して、それぞれの交流系統の周波数の異
なる交流系統に接続すれば周波数変換装置になり、ま
た、その他交流系統の周波数が等しければ、ＢＴＢ(ｂ
ａｃｋ−ｔｏ−ｂａｃｋ)となる。また、電力変換器１
０３が１台でその交流側を交流系統１０１に接続するだ
けの構成とし、交流系統１０１の交流電圧と変換器１０
３の交流電圧の大きさを比較し、変換器１０３の交流電
圧を制御すれば、無効電力制御装置になる。

【００１０】次に、図１の本発明の一実施例における特
徴部であるブロック１１８の電圧位相角検出器につい
て、以下詳細に説明する。図２は、フーリエ変換法に基
づいて３相交流電圧における正相分の振幅及び位相を検
出する電圧位相角検出器を示す。１１９、１２０、１２
１は図１に示した位相角検出器１１８の要素である。３
相２相変換器１１９は計器用変圧器１０５−Ａで降圧し
た３相の電圧を３／２相変換する系統電圧３／２相変換
器である。３相２相変換器１１９は、（３）式により３
相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗから２相のＶα、Ｖβを得る。
次に、フーリエ変換方式による正相電圧演算回路１２０
ではフーリエ変換による振幅値を求める。α軸とβ軸に
分けて基本波成分を計算する振幅演算回路である。振幅
演算回路は、α座標基本波正弦振幅演算回路５１とα座
標基本波余弦振幅回路５２とβ座標基本波正弦振幅回路
５３とβ座標基本波余弦振幅演算回路５４からなり、α
座標基本波正弦振幅値Ｖαｓは（７）式により、α座標
基本波余弦振幅値Ｖαｃは（８）式により、β座標基本
波正弦振幅値Ｖβｓは（９）式により、β座標基本波余
弦振幅値Ｖβｃは（１０）式により求めることができ
る。なお、これらの式は、２相の電圧成分ＶαとＶβの
一周期をｎ等分し、部分積分を行っているが、通常の定
積分の式に置き換えても実施できる。

【数７】

【数８】

【数９】

【数１０】１８は第５の加算器、１９は第６の加算器である。第５
の加算器１８はＶαｓとＶβｃを加算してＶFβを得、
第６の加算器１９はＶαｃからＶβｓを減算してＶFα
を得る。ＶFαとＶFβは（１１）式、（１２）式で表さ
れる。これらの値は、それぞれα軸とβ軸上に合成した
ものであり、α座標正相分基本波振幅とβ座標正相分基
本波振幅である。

【数１１】

【数１２】５５は除算器、５６は逆正接演算器である。α軸に合成
されたα座標正相分基本波振幅ＶFαとβ軸に合成され
たβ座標正相分基本波振幅ＶFβから除算器５５は、
（１３）式を用いて除算を行い、その結果から逆正接演
算器５６は、（１４）式を用いて位相θFを求める。

【数１３】

【数１４】また、制御装置をマイコン等でディジタル化する場合に
は、位相θFの求め方として、予めｔａｎθF＝ＶFα／
ＶFβを計算し、テーブル化しておいて、θｔ＝ＶFα／
ＶFβを演算し、この結果からテーブルを引くことによ
り高速に演算できる。

【００１１】図４は、３相からフーリエ変換して基本波
成分までの状態を示すベクトル図である。図４におい
て、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは３相系統電圧、Ｖαｓ，Ｖβｓ
はα座標及びβ座標の基本波正弦振幅及びＶαｃ，Ｖβ
ｃはα座標及びβ座標の基本波余弦振幅、ＶFα，ＶFβ
はα−β軸上に合成された基本波振幅、ＶFは基本波の
絶対値、θFは基本波の絶対値ＶFの位相を示す。なお、
ＶＡＦは、α座標基本波余弦振幅Ｖαｃとα座標基本波
正弦振幅Ｖαｓのベクトル合成値、ＶＢＦは、β座標基
本波余弦振幅Ｖβｃとβ座標基本波正弦振幅Ｖβｓのベ
クトル合成値を表わす。α座標及びβ座標の基本波正弦
振幅Ｖαｓ，Ｖβｓ及び基本波余弦振幅Ｖαｃ，Ｖβｃ
は、（３）式から３相系統電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを２相
のＶα−Ｖβに変換の後、（７）式から（１０）式を用
いてフーリエ変換し、求める。続いて、（１１）式、
（１２）式を用いてα−β軸上に合成された基本波振幅
ＶFαと基本波振幅ＶFβを得る。ここで、基本波の絶対
値ＶFの位相θFは、（１４）式を用いて求められる。な
お、この場合、ＶFα／ＶFβを演算後、ｔａｎ-¹はテー
ブルを用いて実施すれば、高速に位相θFを求めること
ができる。

【００１２】本実施例によれば、α座標基本波正弦振幅
値Ｖαｓとα座標基本波余弦振幅値Ｖβｃとβ座標基本
波正弦振幅値Ｖβｓとβ座標基本波余弦振幅値Ｖβｃか
ら（１１）式と（１２）式を用いてα座標正相分基本波
振幅ＶFαとβ座標正相分基本波振幅ＶFβを求め、この
ＶFαとＶFβの比から（１４）式を用いて逆正接演算ｔ
ａｎ-¹して位相θFを求める。このため、本実施例で
は、２乗の演算や平方根の演算を用いて位相θFを求め
るに比し、（１１）式と（１２）式による減算と加算と
いう簡単な演算により位相θFが求められるので、演算
時間が短縮できるとともに高速制御が可能となる。ま
た、この場合、予めα座標正相分基本波振幅ＶFαとβ
座標正相分基本波振幅ＶFβからｔａｎ-¹テーブル化
し、このテーブルを引くことによって位相θFを求める
と、更に演算時間が短縮できるとともに高速制御が可能
となる。

【００１３】図３は、本発明の他の実施例１を示す。す
なわち、図３はフーリエ変換法に基づいて３相交流電圧
における正相分の振幅及び位相を検出する位相角検出器
である。１１９、１２０、１２１は図１で示した位相角
検出器１１８の要素である。１１９は計器用変圧器１０
５−Ａで降圧した３相の電圧を３／２相変換する系統電
圧３／２相変換器である。フーリエ変換方式による正相
電圧演算回路１２０において、１はサンプリングタイマ
であり、２は第１のカウンタ、３は第２のカウンタであ
る。サンプリングタイマ１は、一定時間毎に系統電圧３
／２相変換器１１９において（３）式を用いて演算させ
ると共に、第１のカウンタ２と第２のカウンタ３に起動
を掛けるものである。サンプリングタイマ１の周期は図
１の系統の交流電圧１０１の整数分の１になるように選
択する必要がある。今、電源の１サイクルの周期をＴAC
（秒）とし、この周期をｉ分割すれば、サンプリングタ
イマ１の周期ＴS（秒）は（１５）式を用いて決められ
る。

【数１５】４は第１の切替スイッチ、５は第２の切替スイッチ、６
は第１のメモリ、７は第２のメモリである。第１の切替
スイッチ４は、系統電圧３／２相変換器１１９から演算
した２相電圧Ｖαのデータを順序良く第１のメモリ６に
並べて格納するためのものであり、第２の切替スイッチ
５は、系統電圧３／２相変換器１１９から演算した２相
電圧Ｖβのデータを順序良く第２のメモリ７に並べて格
納するためのものである。すなわち、波形を１周期分格
納するためには第１メモリ６及び第２のメモリ７は少な
くともｉ個のメモリが必要である。８は第３の切替スイ
ッチ、９は第４の切替スイッチ、１０は第３のメモリ、
１１は第４のメモリである。第３のスイッチ８は、ｉ個
ある第１のメモリからｋ個おきにデータを間引いて選択
し、第３のメモリ１０へ順序良く格納する。同様に第４
のスイッチ９は、ｉ個ある第２のメモリからｋ個おきに
データを間引いて選択し、第４のメモリ１１へ順序良く
格納する。波形を１周期分格納するために第３メモリ１
０及び第４のメモリ１１は少なくともｊ個のメモリが必
要であるとすると、第１のメモリ６と第３のメモリ１０
及び第２のメモリ７と第４のメモリ１１の関係は（１
６）式となる。

【数１６】次に、１２は正弦波テーブル、１３余弦波テーブル、１
４は第１の積和演算器、１５は第２の積和演算器、１６
は第３の積和演算器、１７は第４の積和演算器、１８は
第５の加算器、１９は第６の加算器である。正弦波テー
ブル１２と余弦波テーブル１３は、第３のメモリ１０と
第４のメモリ１１のメモリの数と同数のｊ個のテーブル
をもつ。すなわち、系統の交流電圧１０１の１サイクル
分３６０度をｎ等分したことになる。α成分に関して、
第１の積和演算器１４は、正弦波テーブル１２と第３の
メモリ１０のテーブル及びメモリの上から順序よくそれ
ぞれ１データずつ取り出し、乗算し、加え合わせてＶα
ｓを得る。同様に第２の積和演算器１５は、余弦波テー
ブル１３と第３のメモリ１０のテーブル及びメモリの上
から順序よくそれぞれ１データずつ取り出し、乗算し、
加え合わせてＶαｃを得る。β成分に関して、第３の積
和演算器１６は、正弦波テーブル１２と第４のメモリ１
１のテーブル及びメモリの上から順序よくそれぞれ１デ
ータずつ取り出し、乗算し、加え合わせてＶβｓを得
る。同様に第４の積和演算器１７は、余弦波テーブル１
３と第４のメモリ１１のテーブル及びメモリの上から順
序よくそれぞれ１データずつ取り出し、乗算し、加え合
わせてＶβｃを得る。Ｖαｓ、Ｖαｃ、Ｖβｓ、Ｖβｃ
は（７）式、（８）式、（９）式、（１０）式で表わ
す。ここで、Ｖαｓはフーリエ変換してα座標基本波正
弦振幅の値であり、Ｖαｃはフーリエ変換してα座標基
本波余弦振幅の値である。また、Ｖβｓはフーリエ変換
してβ座標基本波正弦振幅の値であり、Ｖβｃはフーリ
エ変換してβ座標基本波余弦振幅の値である。図２で求
めた位相θFは、（１４）式で簡単に求めることができ
る。図３では、他の実施例として、α軸に合成された基
本波正弦振幅ＶFαとβ軸に合成された基本波余弦振幅
ＶFβから基本波の絶対値を求め、位相θFを求める方法
を説明する。２０は第１の２乗器、２１は第２の２乗
器、２２は第７の加算器、２３は絶対値演算器である。
第１の２乗器２０は、基本波余弦振幅を２乗し、第２の
２乗器２１は基本波正弦振幅を２乗したもので、第７の
加算器２２で両者を加え、絶対値演算器２３でルートし
て基本波の絶対値ＶFを求める。（１７）式は数式で表
わしたものである。

【数１７】

【００１４】変換器側電圧の正相分の位相θFを演算す
る正相位相演算回路１２１において、２４は第１の除算
器、２５は第２の除算器、２６は位相演算器である。こ
こで、第１の除算器２４はＵ相に同期した正弦波位相を
出力し、（１８）式を用いて正弦成分波形ｓｉｎθFを
得る。第２の除算器２５はＵ相に同期した余弦波位相を
出力し、（１９）式を用いて余弦成分波形ｃｏｓθFを
得る。位相演算器２６は第５の加算器１８と第６の加算
器１９の出力からＶFα／ＶFβを求め、（１４）式を用
いて位相θFを求める。このとき、位相θFは、ＶFα／
ＶFβの結果からテーブル引いて求めるとより、簡単に
実施できる。

【数１８】

【数１９】

【００１５】本実施例においても、３相からフーリエ変
換して基本波成分までの状態をベクトル図に示すと、先
に説明した図４になる。ベクトル図から明らかなよう
に、α−β軸上に合成された基本波振幅ＶFαと基本波
振幅ＶFβから基本波の絶対値ＶFを（１７）式から求
め、（１８）式や（１９）式から正弦成分波形ｓｉｎθ
F及び余弦成分波形ｃｏｓθFが得られ、また、（１４）
式を用いて位相θFが得られる。

【００１６】図５は、図３における第１の切替スイッチ
４、第２の切替スイッチ５、第３の切替スイッチ８、第
４の切替スイッチ９と、第１のメモリ６、第２のメモリ
７、第３のメモリ１０、第４のメモリ１１の切替スイッ
チとメモリの関係を詳細に説明した図である。図５に示
した番号で図３で示したものと同じものは名称の説明を
省略する。図５において、図３に示した第１の積和演算
器１４、第２の積和演算器１５、第３の積和演算器１
６、第４の積和演算器１７はそれぞれ第１の乗算器１４
−１と第１の加算器１４−２、第２の乗算器１５−１と
第２の加算器１５−２、第３の乗算器１６−１と第３の
加算器１６−２、第４の乗算器１７−１と第４の加算器
１７−２に分解して説明する。図６は、サンプリング時
間毎にメモリに格納するタイムチャ−トを示す。

【００１７】次に、図５と図６を用いて動作を説明す
る。サンプリングタイマ１は一定時間毎に３／２相変換
したα軸電圧Ｖαとβ軸電圧Ｖβのデータを第１のメモ
リ６と第２のメモリ７に格納する。その方法をα軸電圧
Ｖαについて説明する。第１のカウンタ２に関しては、
カウントアップとともにｉの番号を更新する。第１のカ
ウンタ２は、サンプリングタイマ１からサンプリング時
間毎に起動を掛けられ、ｉをｉ＝０からｉ＝（ｉ−１）
までカウント、アップすると仮定する。第１の切替スイ
ッチ４は、第１のカウンタ２に同期してサンプリング毎
に順次第１のメモリ６に番地を更新しつつデータを格納
するように切り替える。図５では、ｉ＝０の時は第１の
メモリ６の斜線の部分に前に残っていたデータと取り替
えてデータを格納する。ｉ＝１の時は斜線の次のアドレ
ス番地に前のデータと取り替えてデータを格納する。同
様に順次データはメモリの番地を更新しつつ格納され
る。また、第１のメモリの最大番地に達した時は最小番
地に戻って格納する。サンプリングの数は系統電圧の１
周期間にｉ＝０からｉ＝（ｉ−１）個までｉ個のデータ
とする。そのためサンプリングが１巡すると１周期前の
データは書き換えらる。すなわち、データは１周期間貯
められていることになる。第２のカウンタ３に関して
は、第１のカウンタの値毎、すなわち、１サンプリング
内にｊ＝０からｊ＝（ｊ−１）までｊ回カウント、アッ
プする。今、第１のカウンタ２がｉ＝０の時を説明す
る。第２のカウンタ３の値がｊ＝０の時、第３の切替ス
イッチ８は、すでに系統電圧の１周期間蓄えられた第１
のメモリ６の中の一番新しい斜線部分の番地のデータを
選択して第３のメモリ１０の０番地に格納する。第２の
カウンタ３がｊ＝１の時は、第２のカウンタ３がｊ＝０
の時選択した第１のメモリ６の斜線部分の番地からｋ個
進んだところの番地の値を選択し、第３のメモリ１０の
１番目の番地に格納する。同様に第２のカウンタはｊ＝
（ｊ−１）まで順次格納する。すなわち、第１のメモリ
６はｋ個置きにデータが選択され、選択されたデータは
順序よく第３のメモリ１０に格納される。

【００１８】この状況を図６のタイムチャートで説明す
る。の時にサンプルされたとする。第２のカウンタ３
は、今回記憶した（ａ）に示すｉ＝０のデータを第１の
メモリ６のデータを選択して第３のメモリ１０の最上部
に格納する。（ｂ）ｊカウンタｊ＝０を参照。次に、第
２のカウンタ３がｊ＝１にカウントアップすると、第１
のメモリ６のｉ＝５の時のデータを選択し、ｊ＝２の時
は第１のメモリ６のｉ＝１０の時のデータを選択する。
同様に順次ｊ＝（ｊ−１）まで繰り返し、第３のメモリ
１０を一杯にする。次に、の時にサンプルされたとす
る。第２のカウンタ３は、今回記憶した（ａ）に示すｉ
＝１のデータを第１のメモリ６のデータを選択して第３
のメモリ１０の最上部に格納する。（ｃ）ｊカウンタｊ
＝０を参照。次に、第２のカウンタ３がｊ＝１にカウン
トアップすると、第１のメモリ６のｉ＝６の時のデータ
を選択し、ｊ＝２の時は第１のメモリ６のｉ＝１１の時
のデータを選択する。同様に順次ｊ＝（ｊ−１）まで繰
り返し、第３のメモリ１０を一杯にする。例えば、具体
的数字で説明すると、系統電源周波数が５０ＨZのと
き、系統電源の１周期をを９６等分し、第１のメモリ６
は９６個のデータが格納され、第３のメモリ１０には１
２個のデータが格納されると仮定する。ｉ＝０からｉ＝
（ｉ−１）＝９５まで、ｊ＝０からｊ＝（ｊ−１）＝１
１までカウントアップされる。この例では、第１のメモ
リ６から８個置きに第３のメモリ１０にデータが格納さ
れる。すなわち、系統電源周期の３０度毎のデータが格
納されることになる。同様に、β軸電圧Ｖβについて
は、第２の切替スイッチ５、第２のメモリ７、第４の切
替スイッチ９、第４のメモリ１１で前記の関係が成立す
る。

【００１９】次に、フ−リエ変換の方法を説明する。図
３の第１から第４の積和演算器１４、１５、１６、１７
は、図５の１４−１、１４−２、１５−１、１５−２、
１６−１、１６−２、１７−１、１７−２にわけて説明
できる。また、図３の正弦波テーブル１２と余弦波テー
ブル１３は、説明をし易くするため、図５ではα軸用１
２−１と１３−１及びβ軸用１２−２と１３−２に示す
ように別々にした。ただし、１２−１と１２−２及び１
３−１と１３−２は全く同一のものである。図５におい
て、（７）式のα座標基本波正弦振幅値Ｖαｓを求める
方法を説明する。正弦波テーブル１２−１は第３のメモ
リ１０のメモリの数（ｊ−１）個と一致する必要がある
（ｊはｊ＝０からｊ＝（ｊ−１）まで変化すると仮定す
る）。すなわち、第３のメモリ１０はｎ＝（ｊ＋１）個
のデータが格納され、正弦波テーブル１２−１もｎ＝
（ｊ＋１）個のデータが格納されている。正弦波テーブ
ルに格納されている値は（２０）式に従った値である。

【数２０】本例ではｎ＝１２とし、正弦波テーブル１２−１の０番
地はｓｉｎ（０度）の値が格納され、１番地はｓｉｎ
（３０度）の値が格納され、以後３０度毎のデータが格
納されている。今、正弦波テーブル１２−１の０番地の
データと第３のメモリ１０の０番地のデータを取り出
し、第１の積算器１４−１で掛け算する。次に、正弦波
テーブル１２−１の１番地のデータと第３のメモリ１０
の１番地のデータを取り出し、第１の積算器１４−１で
掛け算する。同様に正弦波テーブル１２−１と第３のメ
モリ１０の同じ番地同士の掛け算を順次行い、第１の加
算器１４−２ですべての掛け算の結果を加算することで
Ｖαｓを求める。余弦波テーブルに格納されている値
は、（２１）式に従った値である。

【数２１】同様に余弦波テーブル１３−１と第３のメモリ１０の関
係を第２の乗算器１５−１と第２の加算器１５−２から
α座標基本波余弦振幅値Ｖαｃを求め、正弦波テーブル
１２−２と正弦波テーブル１２−２と第４のメモリ１１
の関係を第３の乗算器１６−１と第３の加算器１６−２
からβ座標基本波正弦振幅値Ｖβｓを求め、余弦波テー
ブル１３−２と第４のメモリ１１の関係を第４の乗算器
１７−１と第４の加算器１７−２からβ座標基本波余弦
振幅値Ｖβｃを求める。

【００２０】位相θFを求める方法は、第５の加算器１
８、第６の加算器１９以下の説明は図２で記述したの
で、省略する。位相演算器２６は、基本正弦振幅ＶFα
と基本余弦波振幅ＶFβから（１４）式を使用して逆正
接関数をテーブル化して求めると、演算時間が短縮さ
れ、短時間に位相θFを出力でき、このθFを図１の位相
演算回路１２１の出力として電力変換装置の位相データ
とすることができる。また、図５の第１の除算器２４の
出力ｓｉｎθFまたはｃｏｓθFの出力を用いても、図１
の位相演算回路１２１の出力として電力変換装置の位相
データとすることができるが、（１７）式に示すように
基本は振幅ＶFを求めるのに２乗と平方根の演算を行う
必要から演算時間が長くなる要因がある。なお、図５に
おいて、始動時は第１のメモリ４、第２のメモリ７、第
３のメモリ１０、第４のメモリ１１はクリアされて０が
入っているので、系統電圧の１周期間の時間の経過の
後、正確なデータを得ることができる。そのため、制御
回路の電源を入れてから少なくとも１周期間以上時間が
経過した後、主回路を始動する必要がある。

【００２１】本実施例によれば、交流系統の３相電圧か
ら３相２相変換し、これをフーリエ変換してα軸とβ軸
成分に分解の後、両者から合成して系統電圧に同期した
基本波成分を検出しているため、系統電圧に不平衡が生
じても３相から検出した値であるので、３相すべてが地
絡しない限り、よい精度で位相を検出できる。因に、従
来のような１相からの電圧からＰＬＬ回路等によって位
相を検出する方法では、交流系統の異常により不平衡で
歪んだ３相波形になったとき、位相検出がかなり不正確
になったり、最悪の場合、位相検出不能になり、その信
号に基づく電力変換器の制御は不能になることがある
が、本実施例はこの不都合を解消する。また、系統電圧
を２相変換したデータを系統電圧の１周期間記憶してい
るため、瞬時の電圧変動ではフーリエ変換から検出され
た基本波成分は、瞬時に変動することがないので、ノイ
ズにも影響されない位相検出が可能になる。特に、３相
の内１線地落して電圧が零になっても、精度良く位相が
検出できるので、電力変換器を停止させることなく、安
定に運転を続行することができ、電力系統に電力変換器
が接続される直流送電装置、無効電力制御装置、周波数
変換装置の重要な課題の一つである無停止運転が可能と
なる。

【００２２】図７は、本発明の他の実施例２を示すフー
リエ変換の構成図である。図７に示した番号は図５に示
したものと同じものの名称は省略する。２９は第１のＶ
αｓメモリ、３０は第２のＶαｓメモリ、３１は第３の
Ｖαｓメモリ、３２は第８の加算器、３３は第９の加算
器である。また、３４は第１のＶβｓメモリ、３５は第
２のＶβｓメモリ、３６は第３のＶβｓメモリ、３７は
第１０の加算器、３８は第１１の加算器である。本実施
例の特徴は、計算時間を短くして位相の精度を向上させ
ることにある。

【００２２】図７において、２７はα軸の基本波正弦振
幅Ｖαｓと基本波余弦振幅Ｖαｃを求めるα軸演算部あ
り、２８はβ軸の基本波正弦振幅Ｖβｓと基本波余弦振
幅Ｖβｃを求めるβ軸演算部である。第１のメモリ６は
ｉ個のメモリ容量を有する。正弦波テーブル１２−１及
び余弦波テーブル１３−１も同様ｉ個のメモリ容量を有
し、１つのデータはθ＝３６０度／ｉの間隔で計算され
た値が格納されている。α軸における動作をα軸演算部
２７に関して説明する。第１のカウンタ２がカウントア
ップすると、第１の切替スイッチ４は進み、第１のメモ
リ６のデータを入れ替える。第１のメモリ６のデータ
は、第１のカウンタ２がカウントアップするたびにスイ
ッチが進み、順次入れ替えられる。まず、初期処理時の
動作を説明する。初期状態において電源が立ち上がって
充分時間の経過後において初期処理を行う。１サンプリ
ング時間内で３相電圧から２相電圧に変換されたＶαｉ
から基本波正弦振幅Ｖαｓを演算する動作は、まず、第
１の切替スイッチ４がｉ＝０を選択して第１のメモリ６
に格納する。これを図７の斜線部分とする。この時第１
のメモリ６の値と正弦波テーブル１２−１の同位相の斜
線の部分を乗算器１４−１で乗算する。さらに、ｉ＝１
を選択し、それに相当した第１のメモリ６のデータと正
弦波テーブル１２−１のデータ（斜線より１つ下のデー
タ）を選択して乗算する。同様に、第１のメモリ６の全
てのデータに関して乗算し、これら全ての乗算結果を第
１の加算器１４−２で加え合わせてＶαｓを得る。
（７）式の実行に相当する。このデータの後の処理は図
５で説明した。この加算データＶαｓを第１のＶαｓメ
モリ２９に格納する。同様に、１サンプリング時間内で
３相電圧から２相電圧に変換されたＶαｉからを基本波
余弦振幅Ｖαｃを演算する動作は、第１の切替スイッチ
４がｉ＝０を選択し、第１のメモリ６の値と余弦波テー
ブル１３−１の同位相の斜線の部分を乗算器１４−１で
乗算する。以下同様な処理により、加算データＶαｃを
得る。（８）式の実行に相当する。この加算データＶα
ｃを第１のＶαｃメモリ３４に格納する。同様に、１サ
ンプリング時間内で３相電圧から２相電圧に変換された
Ｖβｉから基本波正弦振幅Ｖβｓを演算し、また、基本
波余弦振幅Ｖβｃを演算する処理はβ軸演算部２８で行
う。この処理は、（９）式、（１０）の実行に相当す
る。このように初期時は、全てのデータに関して乗算と
加算を行うため、時間がかかるが、初期ルーチンで行う
ので、制御性能には影響しない。そして、前記したよう
に（１１）式、（１２）式、（１３）式、（１４）式を
用いて電源位相θFを演算する。次に、定常運転時の説
明をする。１サンプリング時間内で３相電圧から２相電
圧に変換されたＶαｉから基本波正弦振幅Ｖαｓを演算
する動作は、まず、第１の切替スイッチ４がｉ＝０を選
択しているとき、新しいデータを入れ替える前に第１の
メモリ６の斜線の部分の電源電圧の１周期前のα軸２相
データＶαｉとその位相角に相当した正弦波テーブル１
２−１のデータを乗算器１４−１で乗算し、その結果を
第２のＶαｓメモリ３０に格納する。次に、今回検出し
てきたｉ＝０n時の新しいα軸２相データＶαｉのデー
タを第１のメモリ６に前回のｉ＝０n-1時のデータと入
れ替えて格納する。図７の斜線部分とする。この時、第
１のメモリ６の斜線部分の値と正弦波テーブル１２−１
の同位相の斜線の部分を乗算器１４−１で乗算する。そ
の単一乗算結果を第３のＶαｓメモリ３１に格納する。
ここで、第１のＶαｓメモリ２９には基本波正弦振幅Ｖ
αｓの値が格納されている。この値から前回のＶαｓメ
モリ３０の値を第８の加算器３２で減算し、さらにその
結果と第３のＶαｓメモリ３１のデータを第９の加算器
３３で加算することで真の基本波正弦振幅Ｖαｓを得
る。この今回算出した基本波正弦振幅Ｖαｓを第１のＶ
αｓメモリ２９に格納し、１サンプリング内の一連の処
理を終了する。（７）式によるＶαｓを実現できる。す
なわち、この処理において、１サンプリング内で第１の
メモリと正弦波テーブルの乗算回数は２回で済むことに
なる。同様に、１サンプリング時間内で３相電圧から２
相電圧に変換されたＶαｉから基本波余弦振幅Ｖαｃを
得る演算は、α軸の基本波余弦振幅Ｖαｃに関して第１
のＶαｃメモリ３４と第２のＶαｃメモリ３５と第３の
Ｖαｃメモリ３６と第１０の加算器３７と第１１の加算
器３８で処理する。（８）式によるＶαｃを実現でき
る。また、β軸の基本波正弦振幅Ｖβｓと基本波余弦振
幅Ｖβｃの算出は、α軸演算部２７と同様に、β軸演算
部２８（回路の詳細構成はα軸演算部２７と同じである
ので、省略）で実現できる。（９）式、（１０）式によ
るＶβｓ、Ｖβｃを実現できる。

【００２３】本実施例によれば、始動時に全サンプリン
グデータをもとにフーリエ演算して、α軸β軸の基本波
正弦振幅と基本波余弦振幅を記憶しておいて、定常運転
時に１サンプリング内では１周期前のサンプルしたα軸
β軸の２相電圧と正弦波テーブルと余弦波テーブルを用
いて単一の基本波正弦振幅と基本波余弦振幅計算と、今
回サンプルしたα軸β軸の２相電圧と正弦波テーブルと
余弦波テーブルを用いて単一の基本波正弦振幅と基本波
余弦振幅計算のみを行い、すでにフーリエ演算してある
基本波正弦振幅と基本波余弦振幅から加算と減算を行う
のみで位相角θFを計算できるので、演算時間を短縮で
きる。

【００２４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
系統の３相電源の電圧を２相のα電圧Ｖαとβ電圧Ｖβ
に変換し、これらをα軸の基本波正弦振幅Ｖαｓと基本
波余弦振幅Ｖαｃ及びβ軸の基本波正弦振幅Ｖβｓと基
本波余弦振幅Ｖβｃにフーリエ変換し、さらに基本波成
分ＶFαとＶFβに合成してから位相角θFを演算するの
で、系統の電源電圧に地落等の事故が発生しても、３相
の内どこかの相の電圧が残っていれば、位相θFを検出
できるので、この位相θFを基準に電力変換器の制御を
行うとき、非常に安定した信頼性のある制御ができる。
また、この位相θFに基づき電力変換器制御することに
より、電力変換器を停止させることなく、安定に運転を
続行でき、電力系統に電力変換器が接続される直流送電
装置、無効電力制御装置、周波数変換装置では重要な課
題の一つである無停止運転が可能となる。また、交流系
統の異常により不平衡電圧が発生したとき、フーリエ変
換法により正相分の絶対値を検出し、該絶対値に基づい
て電力変換器の電流指令を制御するので、変換器の過電
流を抑制することができるとともに、異常が解除されれ
ば、正常に運転復帰でき、電力系統に電力変換器が接続
される直流送電装置、無効電力制御装置、周波数変換装
置において電力系統の安定化を図ることができる。ま
た、本発明によれば、α座標基本波正弦振幅値Ｖαｓと
α座標基本波余弦振幅値Ｖβｃとβ座標基本波正弦振幅
値Ｖβｓとβ座標基本波余弦振幅値Ｖβｃから加減演算
してα座標正相分基本波振幅ＶFαとβ座標正相分基本
波振幅ＶFβを求め、この両者ＶFα，ＶFβの比から逆
正接演算ｔａｎ-¹して位相θFを求めるので、位相θFを
求めるための演算が簡略化され、２乗の演算や平方根の
演算を用いて位相θFを求めるに比し、演算時間が短縮
できるとともに高速制御が可能となる。また、この場
合、予めα座標正相分基本波振幅ＶFαとβ座標正相分
基本波振幅ＶFβからｔａｎ-¹テーブル化し、このテー
ブルを引くことによって位相θFを求めると、更に演算
時間が短縮できるとともに高速制御が可能となる。さら
に、本発明によれば、電源の１周期のある２相電圧Ｖ
α、Ｖβからデータを間引いて抽出し、そのデータを基
にフーリエ変換するので、演算回数を少なくするととも
に位相の演算精度を向上させることができる。また、本
発明によれば、電源の１周期に渡ってサンプリング時間
毎に２相電圧Ｖα、Ｖβからデータをメモリに格納し、
電源立ち上げの初期時に１回、全てのデータを用いてフ
ーリエ変換して電源位相θFを求め、フーリエ変換した
α軸、β軸の基本波正弦振幅と基本波余弦振幅を記憶し
ておき、定常運転時には１サンプリング時間内で１周期
前に記憶した２相電圧Ｖα、Ｖβと正弦波、余弦波テー
ブルとから求めた単一基本波正弦振幅と基本波余弦振幅
を演算するとともに、今回求めた２相電圧Ｖα、Ｖβと
正弦波、余弦波テーブルとから求めた単一基本波正弦振
幅と基本波余弦振幅を演算しておき、すでに初期時に記
憶されているα軸、β軸の基本波正弦振幅と基本波余弦
振幅から１周期前の単一基本波正弦振幅と基本波余弦振
幅を減算し、さらに今回の単一基本波正弦振幅と基本波
余弦振幅を加算することにより、α軸、β軸の基本波正
弦振幅と基本波余弦振幅を求め、このデータを用いて位
相θFを求めるので、演算時間が短縮され、制御性能を
向上することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す電力変換装置の構成図
である。

【図２】本発明の特徴部を示す図１の電圧位相角検出器
の構成図である。

【図３】本発明の他の実施例１の構成図である。

【図４】本発明の動作を説明するに用いた図２、図３の
ベクトル図である。

【図５】本発明の図３の詳細を説明する図である。

【図６】本発明の動作を説明するタイムチャートであ
る。

【図７】本発明の他の実施例２の構成図である。

【符号の説明】

１１８位相角検出器１１９系統電圧３／２相電圧変換器１２０正相電圧演算回路１２１位相演算回路１サンプリングタイマ２第１のカウンタ３第２のカウンタ４第１の切替スイッチ５第２の切替スイッチ６第１のメモリ７第２のメモリ８第３の切替スイッチ９第４の切替スイッチ１０第３のメモリ１１第４のメモリ１１１２正弦波テーブル１３余弦波テーブル１４第１の積和演算器１５第２の積和演算器１６第３の積和演算器１７第４の積和演算器１８第５の加算器１９第６の加算器２０第１の２乗器２１第２の２乗器２２第７の加算器２３絶対値演算器２４第１の除算器２５第２の除算器２６位相演算器２７ α軸演算部２８ β軸演算部２９第１のＶαｓメモリ３０第２のＶαｓメモリ３１第３のＶαｓメモリ３２第８の加算器３３第９の加算器３４第１のＶβｓメモリ３５第２のＶβｓメモリ３６第３のＶβｓメモリ３７第１０の加算器３８第１１の加算器５１ α座標基本波正弦振幅回路５２ α座標基本波余弦振幅回路５３ β座標基本波正弦振幅回路５４ β座標基本波余弦振幅演算回路５５除算器５６逆正接演算器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者古関庄一郎茨城県日立市幸町三丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】３相交流電源の電圧位相に基づいて交流
電源の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置にお
いて、前記交流電源の３相分の電圧から３相２相変換し
て２相の電圧を得る手段と、前記２相電圧をそれぞれフ
ーリエ変換して基本波正相分を抽出する手段と、前記基
本波正相分から正相分位相を検出する手段を備え、前記
正相分位相を前記３相交流電源の電圧位相とすることを
特徴とする電力変換装置。
【請求項２】３相交流電源の電圧位相に基ずいて交流
電源の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置にお
いて、前記交流電源の３相分の電圧から３相２相変換し
て２相のα電圧とβ電圧を得る手段と、前記２相のα電
圧とβ電圧からα座標基本波正弦振幅とα座標基本波余
弦振幅とβ座標基本波正弦振幅とβ座標基本波余弦振幅
を演算し、前記４つの基本波振幅演算結果からα座標正
相分基本波振幅とβ座標正相分基本波振幅を合成する手
段と、前記α座標正相分基本波振幅とβ座標正相分基本
波振幅を除算し、除算結果から逆正接演算して正相分位
相を検出する手段を備えることを特徴とする電力変換装
置。
【請求項３】３相交流電源の電圧位相に基づいて交流
電源の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置にお
いて、前記交流電源の３相分の電圧から３相２相変換し
て２相のα電圧とβ電圧を得る手段と、該２相のα電圧
とβ電圧を前記交流電源の１周期間にわたりサンプリン
グ毎に記憶するメモリと、この値と正弦波及び余弦波テ
−ブルとを順次積和してα座標基本波正弦振幅、α座標
基本波余弦振幅、β座標基本波正弦振幅及びβ座標基本
波余弦振幅を求める手段と、これらを加算減算してα座
標正相分基本波振幅とβ座標正相分基本波振幅を求める
手段と、該α座標正相分基本波振幅とβ座標正相分基本
波振幅を除算し、除算結果から逆正接演算して正相分位
相を検出する手段を備えることを特徴とする電力変換装
置。
【請求項４】３相交流電源の電圧位相に基づいて交流
電源の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置にお
いて、前記交流電源の３相分の電圧から３相２相変換し
て２相のα電圧とβ電圧を得る手段と、サンプリングタ
イマに基づいてサンプリング毎に第１のカウンタを起動
し、該サンプリング毎に前記それぞれの電圧を記憶する
第１のメモリ及び第２のメモリと、１回のサンプリング
内でカウントアップを完了する第２のカウンタに従い第
１のメモリ及び第２のメモリからデータを間引びいて、
該間引びかれたデータを格納する第３のメモリ及び第４
のメモリと、正弦波テーブル及び余弦波テーブルと、該
第３のメモリと正弦波テーブル及び余弦波テーブルとか
らα座標基本波正弦振幅とα座標基本波余弦振幅を得る
手段と、該第４のメモリと正弦波テーブル及び余弦波テ
ーブルとからβ座標基本波正弦振幅とβ座標基本波余弦
振幅を得る手段と、前記４つの基本波振幅からα座標正
相分基本波振幅とβ座標正相分基本波振幅を合成する手
段と、該α座標正相分基本波振幅とβ座標正相分基本波
振幅を除算し、逆正接演算して正相分位相を検出する手
段を備えることを特徴とする電力変換装置。
【請求項５】３相交流電源の電圧位相に基づいて交流
電源の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置にお
いて、前記交流電源の３相分の電圧から３相２相変換し
て２相のα電圧とβ電圧を得る手段と、それぞれの電圧
をサンプリングタイマに基づいてサンプリング毎に記憶
する第１のメモリ及び第２のメモリと、サンプリング毎
に第１のカウンタを起動し、前記第１のメモリと第２の
メモリの記憶場所を切り替える第１の切替スイッチ及び
第２の切替スイッチと、１回のサンプリング内でカウン
トアップを完了する第２のカウンタと、第２のカウンタ
に従い第１のメモリ及び第２のメモリからデータを間引
びいて抽出するための第３の切替スイッチ及び第４の切
替スイッチと、間引びかれたデータを格納する第３のメ
モリ及び第４のメモリと、正弦波テーブル及び余弦波テ
ーブルと、該第３のメモリと正弦波テーブル及び余弦波
テーブルとをそれぞれ乗算し、加算してα座標基本波正
弦振幅とα座標基本波余弦振幅を得る手段と、該第４の
メモリと正弦波テーブル及び余弦波テーブルとをそれぞ
れ乗算し、加算してβ座標基本波正弦振幅とβ座標基本
波余弦振幅を得る手段と、該乗算、加算した結果からα
座標正相分基本波振幅とβ座標正相分基本波振幅を合成
する手段と、前記α座標正相分基本波振幅とβ座標正相
分基本波振幅を除算し、除算結果から逆正接演算して正
相分位相を検出する手段を備えることを特徴とする電力
変換装置。
【請求項６】請求項４または請求項５において、第３
のメモリ及び第４のメモリ容量を第１のメモリと第２の
メモリ容量に対し、整数分の１とし、第３のメモリ及び
第４のメモリ容量と正弦波テーブル及び余弦波テーブル
の容量を等しくすることを特徴とする電力変換装置。
【請求項７】請求項４または請求項５において、α座
標正相分基本波振幅とβ座標正相分基本波振幅をそれぞ
れ２乗し、加え合わせ、平方根演算して正相分基本波振
幅絶対値を得、β座標正相分基本波振幅を正相分基本波
振幅絶対値で除算した結果を３相交流電源の電圧位相の
正弦成分波形とし、α座標正相分基本波振幅を正相分基
本波振幅絶対値で除算した結果を３相交流電源の電圧位
相の余弦成分波形とすることを特徴とする電力変換装
置。
【請求項８】３相交流電源の電圧位相に基づいて交流
電源の交流電力を直流電力に変換する電力変換装置にお
いて、前記交流電源の３相分の電圧から３相２相変換し
て２相のα電圧とβ電圧を得る手段と、それぞれの電圧
をサンプリングタイマに基づいてサンプリング毎に記憶
する第１のメモリ及び第２のメモリと、正弦波テーブル
及び余弦波テーブルと、電源立ち上げ時の初期時は、該
第１のメモリと正弦波テーブル及び余弦波テーブルとを
それぞれ乗算し、加算してα座標基本波正弦振幅とα座
標基本波余弦振幅を得、該第２のメモリと正弦波テーブ
ル及び余弦波テーブルとをそれぞれ乗算し、加算してβ
座標基本波正弦振幅とβ座標基本波余弦振幅を得るとと
もに、前記α座標基本波正弦振幅とα座標基本波余弦振
幅とβ座標基本波正弦振幅とβ座標基本波余弦振幅を記
憶し、定常運転時は、１回のサンプリグで３相交流電源
から３相２相変換された電圧の１周期前の値とその時点
の正弦波テーブル及び余弦波テーブルとをそれぞれ乗算
した値と、一番新しい３相２相変換された電圧の値とそ
の時点の正弦波テーブル及び余弦波テーブルとをそれぞ
れ乗算した値を得、前記既に記憶されたα座標基本波正
弦振幅とα座標基本波余弦振幅とβ座標基本波正弦振幅
とβ座標基本波余弦振幅から前記１周期前の電圧の値と
その時点の正弦波テーブル及び余弦波テーブルとをそれ
ぞれ乗算した値を減算するとともに、前記一番新しい電
圧の値とその時点の正弦波テーブル及び余弦波テーブル
とをそれぞれ乗算した値を加算して、α座標基本波正弦
振幅とα座標基本波余弦振幅とβ座標基本波正弦振幅と
β座標基本波余弦振幅とする手段を備えることを特徴と
する電力変換装置。