JPH08250931A - 高周波電圧制御発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 発生する発振信号の雑音を少なくでき、かつ
発振周波数の可変幅を大きくすることができる高周波電
圧制御発振器を提供する。 【構成】 各一端が互いに対向し、各他端が互いに対向
しかつ互いに分布結合するように設けられた第１と第２
の伝送線路とからなる方向性結合器と、上記第１の伝送
線路の一端に接続された第１の電極と、第２の電極とを
有するトランジスタと、上記トランジスタの第１の電極
と第２の電極の間に接続された発振用帰還回路と、上記
第２の伝送線路の他端に接続されかつ所定の共振周波数
を有する共振器と、上記第１の伝送線路の他端と上記第
２の伝送線路の一端のうちの少なくとも一方に接続され
かつ印加された電圧に応答して変化する静電容量を有す
る可変容量手段とを備えて構成される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波帯、準ミリ
波帯及びミリ波帯で用いられる高周波電圧制御発振器に
関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体通信や衛星通信の分野で
は、使用される電波の周波数が高くなってきている。今
後、移動体通信や衛星通信システムの利用が拡大する
と、ますますより高い周波数の電波が使用されることが
予想される。このような背景から、上記システムに用い
るためのマイクロ波帯やミリ波帯で使用することができ
る高周波発振器や低雑音増幅器等の高周波機器の研究開
発が活発に行われている。特に高周波発振器では、所望
の周波数範囲内で発振信号の発振周波数を変化させるこ
とができ、かつ雑音の少ない発振信号を発生することが
できる高周波電圧制御発振器の開発が望まれている。

【０００３】従来、マイクロ波やミリ波で使用する高周
波電圧制御発振器としては、例えばＧａＡｓを用いた電
界効果トランジスタのゲートに、バラクタダイオードを
介して例えば誘電体共振器などからなる無負荷Ｑの大き
い高周波共振器を接続して構成された第１の従来例の高
周波電圧制御発振器が提案されている（Ｕ．Ｇuttich，
et al：“Ａ monolithic dielectrically stabilize
d voltage controlled oscillator for the mill
imetor wave range”，IEEE MTT-S Ｄigest，１９
９３年 pp．667-670参照）。上記第１の従来例の高周
波電圧制御発振器は、上記バラクタダイオードと上記高
周波共振器とを備えて構成される共振回路に、誘電体共
振器等の無負荷Ｑの高い高周波共振器を用いることによ
って雑音の少ない発振信号を発生し、かつ上記バラクタ
ダイオードに印加する電圧を変化させることにより発振
信号の発振周波数を変化させるものである。

【０００４】また、最近では、電界効果トランジスタの
ゲートに結合伝送線路を介してバラクタダイオードを含
む共振回路を接続した第２の従来例の高周波電圧制御発
振器が発表されている（Ｖ．Gungerich，et al：“Ｒe
dused phase noise of avaractor tunable oscil
lator numerical caluculations and experimental
results”，IEEE MTT-S Ｄigest，１９９３年 p
p．667-670参照）。

【０００５】図１１は、第２の従来例の高周波電圧制御
発振器の構成を示すブロック図である。図１１の高周波
電圧制御発振器は、電界効果トランジスタ３５と、マイ
クロストリップライン３３，３４，３６と、パッチ導体
からなるインダクタ３２と、バラクタダイオード３１と
からなる。ここで、マイクロストリップライン３３，３
４，３６は、下面に接地導体が形成された誘電体基板の
上面にストリップ導体を形成することによって構成され
る。マイクロストリップライン３３とマイクロストリッ
プライン３４とは、互いに長手方向が平行になるように
対向してかつ互いに分布結合するように近接して形成さ
れ、これによって、マイクロストリップライン３３とマ
イクロストリップライン３４とによって結合伝送線路を
構成する。上記インダクタ３２と上記バラクタダイオー
ド３１とによって高周波共振器を構成する。以上のよう
な構成によって、雑音の少ない発振信号を発生し、かつ
上記バラクタダイオードに印加する制御電圧Ｖｃ₃を変
化させることにより発振信号の発振周波数を変化させる
ことができると上記第２の従来例の文献において報告さ
れている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、第１の
従来例の高周波電圧制御発振器では、上記高周波共振器
の無負荷Ｑが大きいために上記高周波共振器と上記バラ
クタダイオードとを備えて構成される共振回路のリアク
タンスの変化を大きくすることが困難で、発振周波数の
可変幅が狭いという問題点があった。また、上記電界効
果トランジスタのゲートと上記高周波共振器との間に直
列に上記バラクタダイオードが接続されていて、上記バ
ラクタダイオードの有する抵抗成分が大きいのでその熱
雑音により発振信号の雑音を少なくできないという問題
点があった。

【０００７】さらに、図１１の第２の従来例の高周波電
圧制御発振器では、上記高周波共振器が一般的に他の容
量素子に比べて抵抗成分の大きいバラクタダイオード３
１を用いて構成されている。このために、無負荷Ｑの大
きい高周波共振器を構成することができないので、第２
の従来例の高周波電圧制御発振器では、発振信号の雑音
を少なくできないという問題点があった。

【０００８】本発明の目的は、以上の問題点を解決し
て、発生する発振信号の雑音を従来例に比較して少なく
でき、かつ上記発振信号の発振周波数の可変幅を大きく
することができる高周波電圧制御発振器を提供すること
にある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載の高周波電圧制御発振器は、各一端が互いに対向し、
各他端が互いに対向しかつ互いに分布結合するように設
けられた第１と第２の伝送線路とからなる方向性結合器
と、上記第１の伝送線路の一端に接続された第１の電極
と、第２の電極とを有するトランジスタと、上記トラン
ジスタの第１の電極と第２の電極の間に接続された発振
用帰還回路と、上記第２の伝送線路の他端に接続されか
つ所定の共振周波数を有する共振器と、上記第１の伝送
線路の他端と上記第２の伝送線路の一端のうちの少なく
とも一方に接続されかつ印加された電圧に応答して変化
する静電容量を有する可変容量手段とを備えたことを特
徴とする。

【００１０】請求項２記載の高周波電圧制御発振器は、
請求項１記載の高周波電圧制御発振器において、上記第
１の伝送線路の他端と上記第２の伝送線路の一端とに、
それぞれ上記可変容量手段を接続したことを特徴とす
る。請求項３記載の高周波電圧制御発振器は、請求項１
又は２に記載の高周波電圧制御発振器において、上記可
変容量手段はバラクタダイオードであることを特徴とす
る。請求項４記載の高周波電圧制御発振器は、請求項
１、２又は３記載の高周波電圧制御発振器において、上
記共振器は、誘電体共振器であることを特徴とする。

【００１１】

【作用】本発明に係る請求項１記載の高周波電圧制御発
振器においては、上記トランジスタの第１の電極と第２
の電極の間には、上記発振用帰還回路が接続されてい
る。また、上記トランジスタの第１の電極には、上記第
１の伝送線路の一端が接続され、上記第１の伝送線路と
方向性結合器を構成する第２の伝送線路の他端には上記
共振器が接続されている。そして、上記第１の伝送線路
の他端と上記第２の伝送線路の一端のうちの少なくとも
一方には、上記可変容量手段が接続されている。すなわ
ち、上記トランジスタの第１の電極には、上記第１と第
２の伝送線路からなる方向性結合器と、上記共振器と、
上記可変容量手段とからなる共振回路が接続されてい
る。以上のような構成により、上記共振回路の共振周波
数と等しい周波数を有する高周波信号を発振して発生す
る。

【００１２】ここで、上記共振回路に、例えば、上記第
１の伝送線路の一端から上記共振器の共振周波数の近傍
の周波数を有する高周波信号である入力信号が入力され
ると、上記入力信号は上記可変容量手段で反射されて上
記第２の伝送線路の他端から出力される。上記第２の伝
送線路の他端から出力された入力信号は、上記共振器に
よって反射される。上記共振器によって反射された反射
信号は、上記第２の伝送線路の他端から入力されて、上
記可変容量手段によって、反射されて上記第１の伝送線
路の一端から出力される。ここで、上記入力信号及び反
射信号は、上記可変容量手段で反射されるときに、上記
可変容量手段の静電容量に応じた位相量だけ移相され
る。

【００１３】また、上記可変容量手段に印加する電圧を
変化させて、上記可変容量手段の有する静電容量を変化
させると、上記位相量は上記静電容量の変化に応じて所
定の位相量だけ変化する。上述のように上記共振回路に
おいて、上記第１の伝送線路の一端から出力される反射
信号は、上記可変容量手段によって２度反射されている
ので、上記入力信号に比較すると上記可変容量手段の静
電容量に応じた位相量の２倍の位相量を移相されてい
る。従って、上記可変容量手段の有する静電容量を変化
させたときの上記反射信号の上記静電容量の変化の前後
における位相量の変化量は、上記可変容量手段の上記静
電容量の変化に応じて変化する位相量の変化量の２倍に
なる。これによって、上記可変容量手段の印加する電圧
を変化させたときの上記共振回路の共振周波数の変化
は、従来例に比較して大きくできる。従って、上記高周
波電圧制御発振器は、上記共振回路を備え、かつ上記共
振回路の共振周波数と等しい周波数を有する高周波信号
を発振するので、上記可変容量手段の印加する電圧を変
化させたときの上記発振信号の発振周波数の可変幅を従
来例に比較して大きくすることができる。

【００１４】さらに、上記第１の伝送線路と上記第２の
伝送線路は分布結合しているので、分布定数回路の段数
が等価的に増加する。これによって、上記共振回路の周
波数の変化に対するリアクタンスの変化量が大きくなる
ので、上記共振回路は、従来例に比較して外部Ｑextが
大きくできる。従って、上記共振回路を備えて構成され
る上記高周波電圧制御発振器は、雑音の少ない発振信号
を発振することができる。

【００１５】請求項２記載の高周波電圧制御発振器にお
いては、請求項１記載の高周波電圧制御発振器におい
て、上記第１の伝送線路の他端と上記第２の伝送線路の
一端とに、それぞれ上記可変容量手段を接続している。
これによって、上記可変容量手段の印加する電圧を変化
させたときの上記共振回路の共振周波数の変化は、上記
第１の伝送線路の他端と上記第２の伝送線路の一端のう
ちの一方のみに上記可変容量手段が接続された共振回路
に比較して大きくでき、上記高周波電圧制御発振器は発
振周波数の可変幅を大きくすることができる。

【００１６】請求項３記載の高周波電圧制御発振器にお
いては、請求項１又は２記載の高周波電圧制御発振器に
おいて、上記可変容量手段はバラクタダイオードであ
る。上記バラクタダイオードの静電容量は、印加された
逆バイアス電圧に応答して変化する。

【００１７】請求項４記載の高周波電圧制御発振器にお
いては、請求項１、２又は３記載の高周波電圧制御発振
器において、上記共振器は誘電体共振器である。これに
よって、上記高周波電圧制御発振器は、例えば容量素子
とインダクタンス素子とによって構成されたＬＣ共振器
を備えた高周波電圧制御発振器に比較すると、上記誘電
体共振器の無負荷Ｑが大きいので雑音の少ない発振信号
を発生する。

【００１８】

【実施例】図１は、本発明に係る実施例の高周波電圧制
御発振器の構成を示すブロック図である。図１の高周波
電圧制御発振器は、例えばＧａＡｓ等の半導体基板の表
面に形成される電極からなるゲートとドレインとソース
を備えた電界効果トランジスタ５と、上記電界効果トラ
ンジスタ５のゲート・ドレイン間に詳細後述するように
構成される帰還回路と、マイクロストリップラインＭ３
とマイクロストリップラインＭ４と誘電体共振器８と終
端抵抗７とによって構成される共振回路とを備えて構成
され、以下の特徴を有する。上記マイクロストリップラ
インＭ３の一部分であるマイクロストリップラインＭ３
ａと上記マイクロストリップラインＭ４の一部分である
マイクロストリップラインＭ４ａとが、詳細後述するよ
うに互いに分布結合するように近接して形成されて方向
性結合器１０を構成し、かつ上記方向性結合器１０の入
出力端子Ｔ２と入出力端子Ｔ３にそれぞれバラクタダイ
オード１ｂとバラクタダイオード１ａを接続する。

【００１９】以下、図面を用いて実施例の高周波電圧制
御発振器の構成を詳細に説明する。上記高周波電圧制御
発振器において、上記電界効果トランジスタ５のドレイ
ンにはバラクタダイオード６のカソードが接続され、上
記バラクタダイオード６のアノードは接地される。そし
て、上記バラクタダイオード６の両端に逆バイアス電圧
である制御電圧Ｖc₂を印加して、上記バラクタダイオー
ド６に上記制御電圧Ｖc₂に応じた静電容量を生じさせ
る。上記電界効果トランジスタ５のゲートには、入出力
端子Ｔ１０を介して、長手方向の長さＬｔ＋Ｌｃを有す
るストリップ導体３の一端が接続される。上記ストリッ
プ導体３は、下面に接地導体（図示せず。）が形成され
た誘電体基板（図示せず。）の上面に形成されて、上記
ストリップ導体３と上記接地導体とによって挟設された
誘電体基板によってマイクロストリップラインＭ３を構
成する。

【００２０】ここで、上記ストリップ導体３はストリッ
プ導体３ｂとストリップ導体３ａとからなり、上記スト
リップ導体３ｂは、ストリップ導体３の一端から長手方
向に長さＬｔの部分であり、上記ストリップ導体３ａ
は、ストリップ導体３のうちの他端から長手方向に長さ
Ｌｃの部分である。また、上記ストリップ導体３ａと上
記接地導体とによって挟設された誘電体基板によってマ
イクロストリップラインＭ３の一部分であるマイクロス
トリップラインＭ３ａが構成され、上記ストリップ導体
３ｂと上記接地導体とによって挟設された誘電体基板に
よってマイクロストリップラインＭ３の一部分であるマ
イクロストリップラインＭ３ｂが構成される。図１にお
いて、マイクロストリップラインＭ３、Ｍ３ａ，Ｍ３ｂ
の符号は、それぞれストリップ導体３，３ａ，３ｂの後
の括弧内に付して示している。

【００２１】また、上記誘電体基板の上面には、ストリ
ップ導体４は、その長手方向が上記ストリップ導体３の
長手方向と平行になるように近接して形成される。ここ
で、ストリップ導体４は、その長手方向の一端である入
出力端子Ｔ２が上記ストリップ導体３ａと上記ストリッ
プ導体３ｂの境界部分に仮想的に設けられる入出力端子
Ｔ１と対向するように、かつ上記ストリップ導体４の上
記入出力端子Ｔ２から長手方向に上記長さＬｃと等しい
距離だけ離れた位置に仮想的に設けられる入出力端子Ｔ
４が上記ストリップ導体３の他端である入出力端子Ｔ３
と対向するように形成される。ここで、ストリップ導体
４ａは、上記ストリップ導体４のうちの上記入出力端子
Ｔ２から上記入出力端子Ｔ４までの部分であって、上述
のように構成されることによりストリップ導体３ａとス
トリップ導体４ａは互いに分布結合する。また、ストリ
ップ導体４ｂは、上記ストリップ導体４のうちのストリ
ップ導体４ａを除いた部分である。

【００２２】以上のようにして、上記ストリップ導体４
と上記接地導体とによって挟設された誘電体基板によっ
てマイクロストリップラインＭ４が構成され、上記スト
リップ導体４ａと上記接地導体とによって挟設された誘
電体基板によってマイクロストリップラインＭ４の一部
分であるマイクロストリップラインＭ４ａが構成され、
上記ストリップ導体４ｂと上記接地導体とによって挟設
された誘電体基板によってマイクロストリップラインＭ
４の一部分であるマイクロストリップラインＭ４ｂが構
成される。図１において、マイクロストリップラインＭ
４，Ｍ４ａ，Ｍ４ｂの符号は、それぞれストリップ導体
４、４ａ，４ｂの後の括弧内に付して示している。

【００２３】ここで、上記ストリップ導体３の幅と上記
ストリップ導体４の幅とは等しくなるように形成され
る。また、上記ストリップ導体３ａと上記ストリップ導
体４ａの長さＬｃは、発振周波数ｆoscを有する電磁波
がマイクロストリップラインＭ３ａを伝搬するときの当
該電磁波の管内波長λgの１／４倍の長さに等しくなる
ように設定される。ここで、上記マイクロストリップラ
インＭ３と上記マイクロストリップラインＭ４の特性イ
ンピーダンスは等しくなるように設定されているので、
上記長さＬｃは、発振周波数ｆoscを有する電磁波がマ
イクロストリップラインＭ４ａを伝搬するときの当該電
磁波の管内波長λgの１／４倍の長さに等しくなる。以
上のように構成することによって、上記マイクロストリ
ップラインＭ３ａと上記マイクロストリップラインＭ４
ａは、分布結合して方向性結合器１０を構成する。

【００２４】また、図１における入出力端子Ｔ１乃至Ｔ
４は方向性結合器１０の入出力端子であって、上記方向
性結合器１０は、以下のように動作する。すなわち、発
振周波数ｆoscを有する高周波信号が上記入出力端子Ｔ
１から入力されると、当該高周波信号は、分配されて入
出力端子Ｔ２と入出力端子Ｔ３から出力され、入出力端
子Ｔ４からは出力されない。また、発振周波数ｆoscを
有する高周波信号が上記入出力端子Ｔ２から入力される
と、当該高周波信号は、分配されて入出力端子Ｔ１と入
出力端子Ｔ４から出力され、入出力端子Ｔ３からは出力
されない。さらに、発振周波数ｆoscを有する高周波信
号が上記入出力端子Ｔ３から入力されると、当該高周波
信号は、分配されて入出力端子Ｔ１と入出力端子Ｔ４か
ら出力され、入出力端子Ｔ２からは出力されない。また
さらに、発振周波数ｆoscを有する高周波信号が上記入
出力端子Ｔ４から入力されると、当該高周波信号は、分
配されて入出力端子Ｔ２と入出力端子Ｔ３から出力さ
れ、入出力端子Ｔ１からは出力されない。ここで、高周
波信号が入力される入出力端子に対して、当該高周波信
号が出力されない入出力端子はアイソレーション端子と
呼ばれる。

【００２５】上記入出力端子Ｔ３にはバラクタダイオー
ド１ａのカソードが接続され、上記バラクタダイオード
１ａのアノードは接地される。そして、上記バラクタダ
イオード１ａの両端に逆バイアス電圧である制御電圧Ｖ
cａ₁を印加して、上記バラクタダイオード１ａに上記制
御電圧Ｖcａ₁に応じた静電容量を生じさせる。上記入出
力端子Ｔ２にはバラクタダイオード１ｂのカソードが接
続され、上記バラクタダイオード１ｂのアノードは接地
される。そして、上記バラクタダイオード１ｂのカソー
ドとアノード間に逆バイアス電圧である制御電圧Ｖcｂ₁
を印加して、上記バラクタダイオード１ｂに上記制御電
圧Ｖcｂ₁に応じた静電容量を生じさせる。ここで、上記
バラクタダイオード１ａとバラクタダイオード１ｂには
同じ特性を有するバラクタダイオードが使用され、制御
電圧Ｖｃａ₁と制御電圧Ｖｃｂ₁は、上記バラクタダイオ
ード１ａと上記バラクタダイオード１ｂが同じ静電容量
を生じるように同じ電圧値に設定されて印加される。

【００２６】上記誘電体基板の上面には、円柱形状の誘
電体共振器８が、上記ストリップ導体４b上の上記入出
力端子Ｔ４から距離Ｌｒの位置に近接して設けられて、
上記マイクロストリップラインＭ４ｂと上記誘電体共振
器８は電磁的に結合される。ここで、上記誘電体共振器
８は、上記誘電体共振器８の外周面と、上記ストリップ
導体４bの上記誘電体共振器８と近接する長手方向の辺
との距離がｄ１になるように設けられる。誘電体共振器
８は、その直径とその軸方向の長さを所定の値に設定す
ることにより、あらかじめＴＥ₀₁δモードの共振周波数
が所定の周波数fr₀となるように設定されている。ここ
で、上記高周波電圧制御発振器は、所定の周波数範囲で
変化する発振周波数ｆoscを有する発振信号を発生する
ように構成されるので、上記共振周波数ｆｒ₀は、上記
周波数範囲の中心の発振周波数ｆosc₀と同一に設定され
る。また、誘電体共振器８とマイクロストリップライン
Ｍ４ｂとの結合の強さは、誘電体共振器８と上記ストリ
ップ導体４bとの距離d１を所定の値に設定することによ
り、所定の結合の強さが得られる。そして、上記ストリ
ップ導体４bの入出力端子Ｔ４の反対側の他端は、マイ
クロストリップラインＭ４ｂの特性インピーダンスと等
しい抵抗値を有する終端抵抗７を介して接地される。こ
れによって、上記共振周波数ｆｒ₀の近傍の周波数を有
する高周波信号は、上記ストリップ導体４b上の上記入
出力端子Ｔ４から距離Ｌｒの位置で反射され、上記共振
周波数ｆｒ₀の近傍の周波数を有する高周波信号以外の
信号は上記終端抵抗７の方向に進む。

【００２７】以上のような構成により、電界効果トラン
ジスタ５のゲート・ドレイン間に帰還回路が構成され、
上記電界効果トランジスタ５のゲートには共振回路が接
続される。ここで、上記帰還回路は、バラクタダイオー
ド６による直列帰還回路と電界効果トランジスタ５のゲ
ート・ドレイン間の内部容量によって構成される内部帰
還回路とによって構成される。また、上記共振回路は、
マイクロストリップラインＭ３bと方向性結合器１０と
マイクロストリップラインＭ４bと誘電体共振器８と終
端抵抗７とによって構成される。

【００２８】また、上記高周波電圧制御発振器におい
て、バラクタダイオード６に印加する制御電圧Ｖｃ₂と
距離Ｌｒと距離ｄ１は以下のようにして設定される。ま
ず、入出力端子Ｔ１０から電界効果トランジスタ５をみ
たインピーダンスをＺＤ、入出力端子Ｔ１０から電界効
果トランジスタ５をみた抵抗の絶対値をＲd、入出力端
子Ｔ１０から電界効果トランジスタ５をみたリアクタン
スをＸdとすると、ＺＤ＝−Ｒd＋jＸdとなる。入出力端
子Ｔ１０から誘電体共振器８側をみたインピーダンスを
ＺＲ、入出力端子Ｔ１０から誘電体共振器８側をみた抵
抗をＲr、入出力端子Ｔ１０から誘電体共振器８側をみ
たリアクタンスをＸrとするとＺＲ＝Ｒr＋jＸrとなる。
上記高周波電圧制御発振器が、発振周波数ｆoscを有す
る発振信号を発振して発生するために、発振周波数ｆos
cにおいて、抵抗Ｒd、抵抗Ｒr、リアクタンスＸd、リア
クタンスＸrは次の数１、数２を満足するように設定さ
れる。

【００２９】

【数１】Ｒd≧Ｒｒ

【００３０】

【数２】Ｘd＋Ｘr＝０

【００３１】ここで、抵抗Ｒrは、誘電体共振器８と上
記ストリップ導体４bとの距離d１を小さくして誘電体共
振器８をマイクロストリップラインＭ４bに強く結合さ
せることにより、小さくすることができる。抵抗Ｒd
は、制御電圧Ｖc₂を変化させて、バラクタダイオード６
の静電容量を適当な値に設定することにより、大きくす
ることができる。従って、本実施例の高周波電圧制御発
振器では、発振周波数ｆoscにおいて数１を満たすよう
に上記距離d１と上記制御電圧Ｖc₂が設定される。ここ
で、発振周波数ｆoscは、所望の周波数範囲で変化する
量であるので、上記距離d１と上記制御電圧Ｖc₂は、当
該所望の周波数範囲において数１を満たすように設定さ
れる。

【００３２】リアクタンスＸdの値は、バラクタダイオ
ード６の静電容量の値によりきまる。一方リアクタンス
Ｘrの値は、距離Ｌrに依存し、距離Ｌrを変えることに
より任意に設定することができる。また一般的に入出力
端子Ｔ１０から電界効果トランジスタ５をみたインピー
ダンスＺＤの周波数依存性は、インピーダンスＺＲの周
波数依存性より小さい。従って、距離Ｌrを所定の値に
設定することにより発振周波数ｆoscにおいて数２を満
足させることができる。ここで、上述のように発振周波
数ｆoscは、所望の周波数範囲で変化する量であるの
で、上記周波数範囲の中心の発振周波数ｆosc₀におい
て、数２を満足するように上記距離Ｌｒを設定する。

【００３３】以上のようにして、上記バラクタダイオー
ド６に所定の制御電圧Ｖc₂を印加することにより、バラ
クタダイオード６の静電容量を所定の値になるように設
定し、かつ距離Ｌrと距離d１を所定の値に設定すること
により発振周波数ｆoscにおいて数１,数２を満足させる
ことができる。

【００３４】以上のように構成することによって、実施
例の高周波電圧制御発振器は、上記共振回路の共振周波
数と等しい周波数を有する高周波信号を発振して、当該
高周波信号を発振信号として上記電界効果トランジスタ
５のソースから出力する。

【００３５】以上のように構成された上記高周波電圧制
御発振器において、バラクタダイオード１a,１bに印加
する制御電圧Ｖcａ₁，Ｖｃｂ₁を変化させて、バラクタ
ダイオード１a,１bの静電容量を変化させると、詳細後
述するように入出力端子Ｔ１０における反射信号の位相
は変化する。これによって、リアクタンスＸｒの値が変
化するので、数２の条件のもとで計算される発振周波数
ｆoscは変化する。従って、バラクタダイオード１a,１b
に印加する制御電圧Ｖcａ₁，Ｖｃｂ₁を変化させること
により、上記高周波電圧制御発振器の発振周波数ｆosc
を変化させることができる。

【００３６】本発明者は、以上の実施例の動作を確認す
るために、以下に説明するシミュレーションを行った。

【００３７】図２は、本発明に係る実施例の動作を確認
するためのシミュレーションに用いた図１の共振回路の
等価回路を示す回路図である。ここで、図２の可変キャ
パシタ１１aは、図１のバラクタダイオード１aに対応
し、図２の可変キャパシタ１１bは、図１のバラクタダ
イオード１bに対応する。図２の伝送線路Ｌ３ａは、図
１のマイクロストリップラインＭ３aに対応し、図２の
伝送線路Ｌ３ｂは、図１のマイクロストリップラインＭ
３bに対応する。図２の伝送線路Ｌ４ａは、図１のマイ
クロストリップラインＭ４aに対応し、図２の伝送線路
Ｌ４ｂは、図１のマイクロストリップラインＭ４bのう
ちの端子Ｔ４から長手方向に距離Ｌrまでの部分のマイ
クロストラップラインに対応し、図２の伝送線路Ｌ４ｃ
は、図１のマイクロストリップラインＭ４bのうちの入
出力端子Ｔ４から長手方向に距離Ｌrまでの部分のマイ
クロストリップラインを除いた部分に対応する。また、
上記伝送線路Ｌ３ａと上記伝送線路Ｌ４ａとによって方
向性結合器１８を構成し、上記方向性結合器１８は、図
１の方向性結合器１０に対応する。さらに、インダクタ
８１とキャパシタ８２と抵抗８３とは互いに並列に接続
されて、図１の誘電体共振器８に対応する並列共振回路
を構成する。そして、図２の終端抵抗１７は、図１の終
端抵抗７に対応する。

【００３８】また、図２の各伝送線路Ｌ３ｂ，Ｌ４ｂ，
Ｌ４ｃと方向性結合器１８とインダクタ８１とキャパシ
タ８２と抵抗８３と終端抵抗１７の各パラメータを以下
のように設定した。 (１)伝送線路Ｌ３ｂ:特性インピーダンスＺ₀＝５０オー
ム、４０ＧＨzにおける電気長Ｌte＝位相角４０度に対
応する電気長。 (２)方向性結合器１８:偶モード励振したときのインピ
ーダンスＺe＝１４２オーム、奇モード励振したときの
インピーダンスＺo＝１７．６オーム、結合線路の長さ
Ｌｃ＝８５０μm。 (３)伝送線路Ｌ４ｂ:特性インピーダンスＺ₀＝５０オー
ム、４０ＧＨzにおける電気長Ｌre＝位相角４０度に対
応する電気長。 (４)伝送線路Ｌ４ｃ:特性インピーダンスＺ₀＝５０オー
ム、４０ＧＨzにおける電気長Ｌe＝位相角１８０度に対
応する電気長。 (５)インダクタ８１のインダクタンス:０．０１３９３n
Ｈ。 (６)キャパシタ８２の静電容量:１．１３６８pＦ。 (７)終端抵抗１７の抵抗値:５０オーム。 以上のように各パラメータが設定された図２の等価回路
を用いて、入出力端子Ｔ１０から入力する入力信号の周
波数を３５ＧＨzから４５ＧＨzまで変化させたときの入
出力端子Ｔ１０における入力端反射係数と、入出力端子
Ｔ１０における入力信号を基準にしたときの反射信号の
位相とをシミュレーションすることによって求めた。こ
こで、可変キャパシタ１１aと可変キャパシタ１１bの静
電容量は同じ値に設定し、可変キャパシタ１１aと可変
キャパシタ１１bの静電容量が共に、０．１pＦの場合、
０．２pＦの場合、０．３pＦの場合、０．６pＦの場合
のそれぞれの場合についてシミュレーションを行った。

【００３９】図４は、図２の等価回路を用いてシミュレ
ーションを行った結果を示したグラフである。図４のグ
ラフには、可変キャパシタ１１aと可変キャパシタ１１b
の静電容量Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂが共に、０．１pＦの場
合、０．２pＦの場合、０．３pＦの場合、０．６pＦの
場合のシミュレーション結果を表示している。図４から
明らかなように、図２の等価回路で表される共振回路
は、４０ＧＨz近辺の共振周波数を有し、かつ可変キャ
パシタ１１aと可変キャパシタ１１bの静電容量Ｃ１１
ａ，Ｃ１１ｂの値を０．１pＦから０．６pＦまで増加さ
せることにより、その反射信号の位相を変化させること
ができ、一定の位相となる周波数を低い方向に変化させ
ることができることがわかる。

【００４０】図３は、比較例の共振回路の等価回路の回
路図である。上記比較例の共振回路は、第１の従来例の
高周波電圧制御発振器の共振回路であって、電界効果ト
ランジスタのゲートが接続される端子Ｔ２０と高周波共
振器との間に直列にバラクタダイオードが接続されて構
成される。図３の等価回路において、入力端子Ｔ２０に
伝送線路２３の一端が接続され、伝送線路２３の他端に
可変キャパシタ２１の一端が接続される。上記可変キャ
パシタ２１の他端には、伝送線路２４aの一端が接続さ
れ、上記伝送線路２４ａの他端には、インダクタ８１と
キャパシタ８２と抵抗８３が並列に接続されて構成され
た並列共振回路の一端である端子Ｔ２１が接続される。
上記並列共振回路の他端には、伝送線路２４bの一端が
接続され、上記伝送線路２４bの他端は終端抵抗２７を
介して接地される。

【００４１】ここで、図３の各伝送線路２３，２４ａ，
２４ｂとインダクタ８１とキャパシタ８２と抵抗８３と
終端抵抗２７の各パラメータは以下のように設定した。 (１)伝送線路２３:特性インピーダンスＺ₀＝５０オー
ム、４０ＧＨzにおける電気長＝位相角２０度に対応す
る電気長。 (２)伝送線路２４a:特性インピーダンスＺ₀＝５０オー
ム、４０ＧＨzにおける電気長＝位相角９０度に対応す
る電気長。 (３)伝送線路２４b:特性インピーダンスＺ₀＝５０オー
ム、４０ＧＨzにおける電気長＝位相角１８０度に対応
する電気長。 (４)インダクタ８１のインダクタンス:０．０１３９３n
Ｈ。 (５)キャパシタ８２の静電容量:１．１３６８pＦ。 (６)終端抵抗２７の抵抗値:５０オーム。 以上のように各パラメータが設定された図３の等価回路
を用いて、入力端子Ｔ２０から入力する入力信号の周波
数を３５ＧＨzから４５ＧＨzまで変化させたときの入力
端子Ｔ２０における入力端反射係数と、入力端子Ｔ２０
における入力信号に対する反射信号の位相をシミュレー
ションすることによって求めた。ここで、可変キャパシ
タ２１の静電容量Ｃ２１が、０．１pＦの場合、０．２p
Ｆの場合、０．３pＦの場合、０．６pＦの場合のそれぞ
れの場合についてシミュレーションを行った。

【００４２】図５は、図３の等価回路を用いてシミュレ
ーションを行った結果を示したグラフである。図５から
明らかなように、図３の等価回路で表される共振回路
は、４０ＧＨz近辺の共振周波数を有し、かつその反射
信号の位相を、可変キャパシタ２１の静電容量Ｃ２１の
値を０．１pＦから０．６pＦまで増加させることによ
り、変化させることができることがわかる。従って、負
性インピーダンスのリアクタンス成分が周波数特性を有
しないと仮定すれば、発振周波数ｆｏｓｃを低い方向に
変化させることができる。

【００４３】図６は、図２の実施例の等価回路における
可変キャパシタ１１a,１１bの静電容量Ｃ１１ａ，Ｃ１
１ｂに対する発振周波数ｆｏｓｃと、図３の比較例の等
価回路における可変キャパシタ２１の静電容量Ｃ２１に
対する発振周波数ｆｏｓｃとを示したグラフである。上
記発振周波数ｆｏｓｃは、それぞれ図４と図５に示した
シミュレーションの結果に基づいて求めた。図６から明
らかなように、図２の実施例の共振回路における可変キ
ャパシタ１１a,１１bの静電容量Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂの
所定の変化量に対する発振周波数ｆｏｓｃの変化量は、
図３の比較例の共振回路における可変キャパシタ２１の
静電容量Ｃ２１の同一の所定の変化量に対する発振周波
数ｆｏｓｃの変化量より大きいことがわかる。

【００４４】図７は、図２の等価回路の発振周波数ｆｏ
ｓｃにおける可変キャパシタ１１a,１１ｂの静電容量Ｃ
１１ａ，Ｃ１１ｂに対する外部Ｑextと、図３の等価回
路の発振周波数ｆｏｓｃにおける可変キャパシタ２１の
静電容量Ｃ２１に対する外部Ｑextとを示したグラフで
ある。図７から明らかなように、実施例の共振回路の発
振周波数ｆｏｓｃにおける外部Ｑｅｘｔは、比較例の共
振回路の発振周波数ｆｏｓｃにおける外部Ｑｅｘｔより
大きいことがわかる。ここで、上記外部Ｑextは、図２
の等価回路又は図３の等価回路で表される共振回路にお
いて、当該共振回路に蓄えられる全エネルギーと、当該
共振回路のうちの誘電体共振器８の損失に対応する抵抗
８３以外の部分で失われるエネルギーとの比であって、
次の数３で表される。数３において、Ｂは入出力端子Ｔ
１０から共振回路をみたときのサセプタンスを伝送線路
Ｌ３ｂの特性インピーダンスＺ₀で割った規格化サセプ
タンスであり、ω₀は共振周波数f₀の角周波数である。

【００４５】

【数３】Ｑext＝(ω₀／２)(∂Ｂ／∂ω)

【００４６】以上のことから、図２の等価回路で示した
実施例の共振回路の可変キャパシタ１１ａ，１１ｂの静
電容量Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂの所定の変化量に対する共振
周波数f₀の変化量は、図３の等価回路で示した比較例の
共振回路の可変キャパシタ２１の静電容量Ｃ２１の同一
の所定の変化量に対する発振周波数ｆｏｓｃの変化量よ
り大きく、かつ実施例の共振回路の共振周波数f₀におけ
る外部Ｑextは、比較例の共振回路の共振周波数f₀にお
ける外部Ｑextより大きい。従って、図２の等価回路で
示した共振回路を備えた実施例の高周波電圧制御発振器
は、図３の等価回路で示した比較例の共振回路を備えて
構成される高周波電圧制御発振器に比べると、発生する
発振信号の発振周波数ｆoscの可変幅を大きくでき、か
つ雑音の少ない発振信号を発生することができる。

【００４７】次に、図２の等価回路と図３の等価回路を
用いて、図２の等価回路における可変キャパシタ１１a,
１１bの静電容量Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂの変化に対する発
振周波数ｆｏｓｃの変化量は、図３の等価回路における
可変キャパシタ２１の静電容量Ｃ２１の変化に対する発
振周波数ｆｏｓｃの変化量より大きくなる理由を説明す
る。

【００４８】まず、図２において、上記可変キャパシタ
１１aと上記可変キャパシタ１１bの静電容量を同じ値で
あるＣ１１ａに設定すると、入出力端子Ｔ３から可変キ
ャパシタ１１ａの方向を見たときの反射係数Γaと、入
出力端子Ｔ２から可変キャパシタ１１ｂの方向を見たと
きの反射係数Γbは、次の数４で表される。

【００４９】

【数４】 Γa ＝Γb ＝{１／（jωＣ１１ａ)−Ｚ₀}／{１／（jωＣ１１ａ)＋Ｚ₀} ＝(１−jωＣ１１ａＺ₀)／(１＋jωＣ１１ａＺ₀)

【００５０】以上のようにして求めた数４で表される反
射係数Γａを用いると、図２において、可変キャパシタ
１１ａ，１１ｂによって反射される信号の入射信号に対
する位相量θΓａは、次の数５で表すことができる。

【００５１】

【数５】 θΓa ＝−tan^-1(ωＣ１１ａＺ₀)−tan^-1(ωＣ１１ａＺ₀) ＝−２tan^-1(ωＣ１１ａＺ₀)

【００５２】次に、伝送線路Ｌ４ｂが、端子Ｔ１１で開
放条件を満足する開放端であると仮定して、入出力端子
Ｔ１０における入力信号に対する反射信号の位相量を考
える。以下の考察においては、上記可変キャパシタ１１
ａと可変キャパシタ１１ｂによる位相量のみを考慮す
る。図２に示すように、入出力端子Ｔ１０から入力され
た入力信号Ｓ１は、入出力端子Ｔ１から方向性結合器１
８に入力されると、入出力端子Ｔ２から出力されて可変
キャパシタ１１bに向かう入力信号Ｓ２と、伝送線路Ｌ
３ａを介して入出力端子Ｔ３から出力されて、可変キャ
パシタ１１ａに向かう入力信号Ｓ３とに分配される。上
記入力信号Ｓ２の一部は可変キャパシタ１１bによって
反射されて、上記反射係数Γｂに比例したエネルギー量
を有する入力信号Ｓ４になって可変キャパシタ１１ｂか
ら入出力端子Ｔ２に向かう方向に進む。上記入力信号Ｓ
４は、入出力端子Ｔ２から方向性結合器１８に入力さ
れ、伝送線路Ｌ４ａを介して入出力端子Ｔ４から出力さ
れ、さらに、伝送線路Ｌ４ｂを通って端子Ｔ１１に向か
って進む。一方、上記入力信号Ｓ３の一部は可変キャパ
シタ１１aによって反射されて、上記反射係数Γaに比例
したエネルギー量を有する入力信号Ｓ５になって可変キ
ャパシタ１１ａから入出力端子Ｔ４に向かって進む。上
記反射信号Ｓ５は、入出力端子Ｔ３から結合線路１８に
入力されて入出力端子Ｔ４から出力されて、伝送線路Ｌ
４ｂを通って端子Ｔ１１に向かって進む。従って、端子
Ｔ１１に向かって進む入力信号は、上記入力信号Ｓ４と
上記入力信号Ｓ５の合成された信号である。ここで、上
記入力信号Ｓ４と上記入力信号Ｓ５は、入力信号Ｓ１に
比べると、それぞれ可変キャパシタ１１bと可変キャパ
シタ１１aで反射されることによってそれぞれ同じ位相
量θΓａだけ移相された信号である。従って、上記入力
信号Ｓ４と上記入力信号Ｓ５は、入出力端子Ｔ４の位置
で同相合成される。

【００５３】さらに上記同相合成された入力信号は、端
子Ｔ１１の位置で反射される。そして、反射された反射
信号は、入力信号Ｓ１の場合と同様に、入出力端子Ｔ４
を介して方向性結合器１８に入力されると、可変キャパ
シタ１１bに向かう反射信号と、可変キャパシタ１１ａ
に向かう反射信号とに分配される。上記分配された反射
信号は、それぞれ可変キャパシタ１１bと可変キャパシ
タ１１ａによって反射されてそれぞれ同じ位相量θΓａ
だけ移相された後、同相合成されて端子Ｔ１０に向かっ
て進む。すなわち、図２の等価回路においては、入出力
端子Ｔ１０における反射信号は、可変キャパシタ１１b
と可変キャパシタ１１aによって、入力信号に比較する
と、数５で表される位相量θΓａの２倍の位相量を移相
された信号である。

【００５４】一方、図３において、伝送線路２４aが、
端子Ｔ２１の位置で開放条件を満足する開放端であると
仮定すると、伝送線路２３と可変キャパシタ２１が接続
される位置から可変キャパシタ２１の方向を見たときの
インピーダンスＺcは、次の数６で表される。ここで、
Ｃ２１は可変キャパシタ２１の静電容量である。従っ
て、伝送線路２３と可変キャパシタ２１が接続される位
置から可変キャパシタ２１の方向を見たときの反射係数
Γcは、次の数７で表される。ここで、Ｌは伝送線路２
４ａの電気長である。

【００５５】

【数６】Ｚc＝１／（jωＣ２１)−jＺ₀cotβＬ

【数７】 Γc ＝(Ｚc−Ｚ₀)／(Ｚc＋Ｚ₀) ＝{−ｊ/(ωＣ２１)−jＺ₀cotβＬ−Ｚ₀}／{−ｊ/(ωＣ２１)−jＺ₀cotβＬ＋Ｚ ₀ } ＝〔Ｚ₀＋j{１/(ωＣ２１)＋Ｚ₀cotβＬ}〕／〔−Ｚ₀＋j{１/(ωＣ２１)＋Ｚ₀co tβＬ}〕 ＝〔１＋j{１/(ωＣ２１Ｚ₀)＋cotβＬ}〕／〔−１＋j{１/(ωＣ２１Ｚ₀)＋cot βＬ}〕

【００５６】数７において、反射係数Γcの位相量が最
大の場合、すなわちcotβＬ＝０の場合を考えると、反
射係数Γcは、次の数８で表される。従って、入出力端
子Ｔ２０における反射信号の入力信号に対する位相量θ
Γｃは、数９で表される。

【００５７】

【数８】 Γc ＝{１＋j/(ωＣ２１Ｚ₀)}／{−１＋j/(ωＣ２１Ｚ_０）｝

【００５８】

【数９】 θΓｃ ＝tan^-1{１/(ωＣ２１Ｚ₀)}−tan^-1{−１/(ωＣ２１Ｚ₀)} ＝２tan^-1{１/(ωＣ２１Ｚ₀)}

【００５９】次に、数５と数９を用いて、可変キャパシ
タ１１aの静電容量Ｃ１１ａを０．１pＦから０．２pＦ
まで変化させたときの位相量θΓaの変化量△θΓaと、
可変キャパシタ２１の静電容量Ｃ２１が０．１pＦから
０．２pＦまで変化したときの位相量θΓcの変化量△θ
Γcとを、周波数が１０ＧＨzの場合と周波数が１００Ｇ
Ｈzの場合について計算する。その結果、１０ＧＨzにお
ける位相量θΓaの変化量△θΓaと位相量θΓcの変化
量△θΓcは、それぞれ１４．６９７度と１４．７３６
度であった。また、１００ＧＨzにおける位相量θΓaの
変化量△θΓaと位相量θΓcの変化量△θΓcは、それ
ぞれ１７．２１６度と１７．２６４度であった。すなわ
ち、１０ＧＨzにおいても１００ＧＨzにおいても、位相
量θΓaの変化量△θΓaと位相量θΓｃが最大の場合の
位相量θΓcの変化量△θΓcは、ほぼ等しい値になる。
従って、数６で表される反射係数ΓｃのcotβＬの項を
考慮すると、位相量θΓaの変化量△θΓaは、位相量θ
Γcの変化量△θΓcよりも大きくなる。

【００６０】さらに、上述したように、図２の等価回路
においては、入出力端子Ｔ１０における反射信号は、可
変キャパシタ１１bと可変キャパシタ１１aによって、数
５で表される位相量θΓａの２倍の位相量を移相され
る。従って、図２の等価回路において、可変キャパシタ
１１a，１１ｂの静電容量Ｃ１１ａ，Ｃ１１ｂが変化し
たときの入出力端子Ｔ１０における反射信号の位相の変
化量は、可変キャパシタ１１a又は可変静電容量１１bの
位相量の変化量△θΓaの２倍の変化量になる。一方、
図３の等価回路においては、可変キャパシタ２１の静電
容量Ｃ２１が変化したときの入力端子Ｔ２０における反
射信号の位相量の変化量は、伝送線路２３と可変キャパ
シタ２１が接続される位置における位相量の変化量△θ
Γcと等しい。

【００６１】以上のように、図２の等価回路における可
変キャパシタ１１a，１１ｂの静電容量Ｃ１１ａ，Ｃ１
１ｂが変化したときの入出力端子Ｔ１０における反射信
号の位相の変化量は、図３の等価回路における可変キャ
パシタ２１の静電容量Ｃ２１が変化したときの入力端子
Ｔ２０における反射信号の位相量の変化量より大きい。
従って、図２の等価回路で表される実施例の共振回路に
おける可変キャパシタ１１a,１１bの静電容量Ｃ１１
ａ，Ｃ１１ｂの変化に対する発振周波数ｆｏｓｃの変化
量の方が、図３の等価回路で表される比較例の共振回路
における可変キャパシタ２１の静電容量Ｃ２１の変化に
対する発振周波数ｆｏｓｃの変化量より大きくなる

【００６２】図８は、図２の伝送線路Ｌ３ａの等価回路
の回路図であって、当該等価回路は図８に示すように、
損失抵抗を含む分布定数回路にてなる。図８の等価回路
は、伝送線路Ｌ３ａの入出力端子Ｔ１に対応する端子Ｔ
１１,Ｔ１２と、伝送線路Ｌ３ａの入出力端子Ｔ３に対
応する端子Ｔ３１,Ｔ３２との間に設けられる。当該等
価回路の各単位回路は、端子Ｔ１１から端子Ｔ３１へ向
かう方向すなわち伝送方向に直列に設けられる抵抗Ｒa
とインダクタンスＬaとからなる直列回路と、上記伝送
方向と直角に設けられ、かつキャパシタＣaと抵抗Ｒab
が並列に接続されてなる並列回路とが逆Ｌ型に接続され
て構成される。そして、複数個の上記単位回路が伝送方
向に縦続接続されて、図２の伝送線路Ｌ３ａの等価回路
が構成される。

【００６３】図９は、図２の方向性結合器１８の等価回
路の回路図である。図９の等価回路は、図８の伝送線路
Ｌ３ａの等価回路と、入出力端子Ｔ２に対応する端子Ｔ
２１,Ｔ２２と入出力端子Ｔ４に対応する端子Ｔ４１,Ｔ
４２との間に設けられる伝送線路Ｌ４ａの等価回路とを
備えて構成される。ここで、伝送線路Ｌ４ａは、伝送線
路Ｌ３ａと同じ特性を有する伝送線路であるので、伝送
線路Ｌ４ａの等価回路は伝送線路Ｌ３ａの等価回路と同
様に表すことができる。そして、方向性結合器１８の等
価回路ではさらに、伝送線路Ｌ３ａの上記単位回路の上
記直列回路と上記並列回路の接続点と、伝送線路Ｌ４ａ
の上記単位回路の上記直列回路と上記並列回路の接続点
との間に結合キャパシタＣcが接続される。また、伝送
線路Ｌ４ａの並列回路と並列にインダクタＬcが接続さ
れる。

【００６４】以上のように表示される方向性結合器１８
の等価回路からわかるように、上記伝送線路Ｌ３ａと上
記伝送線路Ｌ４ａが分布結合すると、上記結合キャパシ
タＣｃと上記インダクタＬcを介して、インダクタンス
ＬａとキャパシタＣａとからなる分布定数回路の段数が
等価的に増加するので、単一の伝送線路Ｌ３ａのみの場
合に比較して、周波数の変化に対するリアクタンス変化
率が大きくなり、外部Ｑextが上昇する。

【００６５】以上詳述したように、本実施例の高周波電
圧制御発振器は、上記共振回路に方向性結合器１０を備
え、上記方向性結合器１０の入出力端子Ｔ２と入出力端
子Ｔ３に、それぞれバラクタダイオード１bとバラクタ
ダイオード１aを備えて構成されている。これによっ
て、上記共振回路の外部Ｑextを従来例に比較して大き
くすることができ、かつバラクタダイオード１bとバラ
クタダイオード１aの静電容量を変化させたときの入出
力端子Ｔ１０における反射信号の入力信号に対する位相
の位相変化量を従来例に比較して大きくすることができ
るので、従来例に比較して、雑音の少ない発振信号を発
振して発生することができるとともに、従来例に比較し
て発振周波数ｆoscの周波数可変幅を大きくすることが
できる。

【００６６】図１０は、本発明に係る第１の変形例の高
周波電圧制御発振器の構成を示すブロック図である。上
記変形例の高周波電圧制御発振器が実施例の高周波電圧
制御発振器と異なる点は、バラクタダイオード６に代え
てマイクロストリップライン９を設けている点である。
以上のように構成された変形例の高周波電圧制御発振器
は、マイクロストリップライン９の特性インピーダンス
と長手方向の長さを数１と数２を満たすように設定する
ことにより、実施例の高周波電圧制御発振器と同様に動
作して実施例の高周波電圧制御発振器と同様の効果を有
するとともに、制御電圧Ｖc₂を印加する必要がないの
で、回路構成を簡単にすることができる。

【００６７】以上の実施例と変形例の高周波電圧制御発
振器では、上記方向性結合器１０の入出力端子Ｔ２と入
出力端子Ｔ３に、それぞれバラクタダイオード１ｂとバ
ラクタダイオード１ａを接続したが、本発明はこれに限
らず、上記方向性結合器１０の入出力端子Ｔ２と入出力
端子Ｔ３のうちの少なくとも１つの入出力端子にバラク
タダイオードを接続するようにしてもよい。ここで、上
記バラクタダイオードを接続しない入出力端子Ｔ２又は
入出力端子Ｔ３は、上記マイクロストリップライン４又
は上記マイクロストリップライン３の特性インピーダン
スと等しい抵抗値を有する抵抗を介して接地して、上記
バラクタダイオードを接続しない入出力端子を無反射終
端とする。以上のように構成しても、実施例の高周波電
圧制御発振器と同様に動作して本実施例又は変形例と同
様の効果を奏するとともに、高周波電圧制御発振器の構
成を簡単にすることができる。

【００６８】以上の実施例においては、それぞれ各１個
のバラクタダイオード１ａ，１ｂを用いているが、本発
明はこれに限らず、これに代えて、図１２及び図１３に
示すように、アンチパラレル又はアンチシリーズで接続
された各２つのバラクタダイオードを用いてもよい。

【００６９】図１２における第２の変形例においては、
入出力端子Ｔ３は、互いに逆の方向で直列に接続された
２つのバラクタダイオード１ａａ，１ａｂを介して接地
され、ここで、バラクタダイオード１ａｂのアノードが
接地側となっている。また、入出力端子Ｔ３は、高周波
コイル１００を介して接地されるとともに、バラクタダ
イオード１ａａ，１ａｂの接続点は制御電圧印加用抵抗
１０１を介して制御電圧Ｖｃａ₂の電圧源に接続され
る。一方、入出力端子Ｔ２は、互いに逆の方向で直列に
接続された２つのバラクタダイオード１ｂａ，１ｂｂを
介して接地され、ここで、バラクタダイオード１ｂｂの
アノードが接地側となっている。また、入出力端子Ｔ２
は、高周波コイル１１０を介して接地されるとともに、
バラクタダイオード１ｂａ，１ｂｂの接続点は制御電圧
印加用抵抗１１１を介して制御電圧Ｖｃｂ₂の電圧源に
接続される。

【００７０】また、図１３における第３の変形例におい
ては、入出力端子Ｔ３は、高周波結合用キャパシタ１０
２及びバラクタダイオード１ａｃを介して接地されると
ともに、上記キャパシタ１０２、バラクタダイオード１
ａｄ及び高周波結合用キャパシタ１０３を介して接地さ
れる。ここで、キャパシタ１０２には、バラクタダイオ
ード１ａｃのアノード及びバラクタダイオード１ａｄの
カソードが接続される。上記キャパシタ１０３とバラク
タダイオード１ａｄとの接続点は制御電圧印加用抵抗１
０４を介して制御電圧Ｖｃａ₃の電圧源に接続される。
一方、入出力端子Ｔ２は、高周波結合用キャパシタ１１
２及びバラクタダイオード１ｂｃを介して接地されると
ともに、上記キャパシタ１１２、バラクタダイオード１
ｂｄ及び高周波結合用キャパシタ１１３を介して接地さ
れる。ここで、キャパシタ１１２には、バラクタダイオ
ード１ｂｃのアノード及びバラクタダイオード１ｂｄの
カソードが接続される。上記キャパシタ１１３とバラク
タダイオード１ｂｄとの接続点は制御電圧印加用抵抗１
１４を介して制御電圧Ｖｃｂ₃の電圧源に接続される。

【００７１】以上のように構成された第２と第３の変形
例では、２つのバラクタダイオードが互いに逆方向で並
列又は直列で接続されているので、各バラクタダイオー
ドが持つ非線形特性の影響を軽減してより線形特性に近
づけることができる。これにより、低雑音特性を実現す
ることができる。

【００７２】以上の実施例と変形例の高周波電圧制御発
振器では、伝送線路として、マイクロストリップライン
を用いているが、ストリップライン、スロットライン、
コプレーナライン又は導波管など他の伝送線路を用いて
構成してもよい。

【００７３】以上の実施例と変形例の高周波電圧制御発
振器では、円柱形の誘電体共振器８を用いたが、本発明
はこれに限らず角柱などの他の形状のものを用いて構成
してもよい。また、誘電体共振器の共振モードはＴＥモ
ードを用いたが、本発明はこれに限らずＴＭモードなど
他のモードを用いて構成してもよい。

【００７４】以上の実施例と変形例の高周波電圧制御発
振器では、誘電体共振器を用いたが、本発明はこれに限
らず、空胴共振器やリング共振器など、無負荷Ｑの大き
い他の共振器を用いて構成してもよい。以上の実施例に
おいては、ドレイン接地のトランジスタ回路を設けてい
るが、ソース接地のトランジスタ回路を設けてもよい。

【００７５】

【発明の効果】本発明に係る請求項１記載の高周波電圧
制御発振器においては、上記トランジスタの第１と第２
の電極間に上記発振用帰還回路が接続され、上記トラン
ジスタの第１の電極には、上記第１の伝送線路の一端が
接続されることにより、各一端が互いに対向し、各他端
が互いに対向しかつ互いに分布結合するように設けられ
た第１と第２の伝送線路とからなる方向性結合器が接続
される。また、上記第２の伝送線路の他端には上記共振
器が接続される。そして、上記第１の伝送線路の他端と
上記第２の伝送線路の一端のうちの少なくとも一方に上
記可変容量手段が接続される。以上のように構成するこ
とにより、上記共振回路の外部Ｑextが大きくできるの
で発生する発振信号の雑音を従来例に比べて少なくで
き、かつ上記共振回路の共振周波数の変化を大きくでき
るので上記発振信号の発振周波数の可変幅を大きくする
ことができる。

【００７６】請求項２記載の高周波電圧制御発振器にお
いては、請求項１記載の高周波電圧制御発振器におい
て、上記第１の伝送線路の他端と上記第２の伝送線路の
一端とに、それぞれ上記可変容量手段を接続している。
以上のように構成することにより、上記第１の伝送線路
の他端と上記第２の伝送線路の一端のうちの一方のみに
上記可変容量手段が接続された高周波電圧制御発振器に
比較して、上記共振回路の共振周波数の変化を大きくす
ることができるので発振信号の発振周波数の可変幅を大
きくすることができる。

【００７７】請求項３記載の高周波電圧制御発振器にお
いては、請求項１又は２記載の高周波電圧制御発振器に
おいて、上記可変容量手段はバラクタダイオードであ
る。以上のように構成することにより、上記バラクタダ
イオードに印加する逆バイアス電圧を変化させて発振信
号の発振周波数を変化させることができる。

【００７８】請求項４記載の高周波電圧制御発振器にお
いては、請求項１、２又は３記載の高周波電圧制御発振
器において、上記共振器は誘電体共振器である。以上の
ように構成することにより、例えば容量素子とインダク
タンス素子とによって構成されたＬＣ共振器を備えた高
周波電圧制御発振器に比較すると、雑音の少ない発振信
号を発生することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明に係る実施例の高周波電圧制御発振器
の構成を示すブロック図である。

【図２】 図１の高周波電圧制御発振器における共振回
路の等価回路を示す回路図である。

【図３】 比較例の共振回路の等価回路を示す回路図で
ある。

【図４】 図２の等価回路における入力端反射係数と入
力信号に対する反射信号の位相のシミュレーション結果
を示したグラフである。

【図５】 図３の等価回路における入力端反射係数と入
力信号に対する反射信号の位相のシミュレーション結果
を示したグラフである。

【図６】 図２の等価回路における可変キャパシタ１１
a,１１bの各静電容量に対する共振周波数ｆ₀と、図３の
等価回路における可変キャパシタ２１の静電容量に対す
る共振周波数f₀とを表したグラフである。

【図７】 図２の等価回路における可変キャパシタ１１
a,１１bの各静電容量に対する外部Ｑextと、図３の等価
回路における可変キャパシタ２１の静電容量に対する外
部Ｑextとを表したグラフである。

【図８】 図２の伝送線路Ｌ３ａの等価回路を示す回路
図である。

【図９】 図２の方向性結合器１８の等価回路を示す回
路図である。

【図１０】 本発明に係る第１の変形例の高周波電圧制
御発振器の構成を示すブロック図である。

【図１１】 第２の従来例の高周波電圧制御発振器の構
成を示すブロック図である。

【図１２】 本発明に係る第２の変形例の高周波電圧制
御発振器の構成を示すブロック図である。

【図１３】 本発明に係る第３の変形例の高周波電圧制
御発振器の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

１ａ，１ｂ，１ａａ，１ａｂ，１ｂａ，１ｂｂ，１ａ
ｄ，１ａｃ，１ｂｃ，１ｂｄ，６…バラクタダイオー
ド、 Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４…入出力端子、 ３，３ａ，３ｂ，４，４ａ，４ｂ，９…ストリップ導
体、 Ｍ３，Ｍ３ａ，Ｍ３ｂ，Ｍ４，Ｍ４ａ，Ｍ４ｂ，Ｍ９…
マイクロストリップライン、 Ｌ３ａ，Ｌ３ｂ，Ｌ４ａ，Ｌ４ｂ，Ｌ４ｃ…伝送線路、 ５…電界効果トランジスタ、 ７，１７…終端抵抗、 ８…誘電体共振器、 １０，１８…方向性結合器、 Ｔ１０…入出力端子、 Ｔ１１…端子、 １１ａ，１１ｂ，２１…可変キャパシタ、 ８１…インダクタ、 ８２…キャパシタ、 ８３…抵抗。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 各一端が互いに対向し、各他端が互いに
   対向しかつ互いに分布結合するように設けられた第１と
   第２の伝送線路とからなる方向性結合器と、 上記第１の伝送線路の一端に接続された第１の電極と、
   第２の電極とを有するトランジスタと、 上記トランジスタの第１の電極と第２の電極の間に接続
   された発振用帰還回路と、 上記第２の伝送線路の他端に接続されかつ所定の共振周
   波数を有する共振器と、 上記第１の伝送線路の他端と上記第２の伝送線路の一端
   のうちの少なくとも一方に接続されかつ印加された電圧
   に応答して変化する静電容量を有する可変容量手段とを
   備えたことを特徴とする高周波電圧制御発振器。
2. 【請求項２】 上記第１の伝送線路の他端と上記第２の
   伝送線路の一端とに、それぞれ上記可変容量手段を接続
   したことを特徴とする請求項１記載の高周波電圧制御発
   振器。
3. 【請求項３】 上記可変容量手段はバラクタダイオード
   であることを特徴とする請求項１又は２記載の高周波電
   圧制御発振器。
4. 【請求項４】 上記共振器は、誘電体共振器であること
   を特徴とする請求項１、２又は３記載の高周波電圧制御
   発振器。