JPH08237051A - 一定の相互コンダクタンスを有する共通モード・レールツウレール増幅器 - Google Patents
一定の相互コンダクタンスを有する共通モード・レールツウレール増幅器Info
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- JPH08237051A JPH08237051A JP7348526A JP34852695A JPH08237051A JP H08237051 A JPH08237051 A JP H08237051A JP 7348526 A JP7348526 A JP 7348526A JP 34852695 A JP34852695 A JP 34852695A JP H08237051 A JPH08237051 A JP H08237051A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 増幅器の動作範囲が切り替わる際の出力信号
のシフトを補償する。 【解決手段】 増幅器は、２つの相補形差動入力段と、
入力段の静止電流を確立することにより、一方または他
方の入力段を活動状態にするために、増幅器の入力電圧
の関数として切り替えられる第１電流源とを備える。折
返しカスケード段は２つのカスケード・トランジスタを
備え、その電流は、これらのトランジスタのバイアス電
圧によって決まり、第１の差動入力段の出力枝路を循環
する電流によって減少する。補償回路は、一方の差動入
力段が活動状態と非活動状態の間で変わる時にカスケー
ド・トランジスタ中で定電流を維持するために、第１電
流源と同時に切り替えられる。
のシフトを補償する。 【解決手段】 増幅器は、２つの相補形差動入力段と、
入力段の静止電流を確立することにより、一方または他
方の入力段を活動状態にするために、増幅器の入力電圧
の関数として切り替えられる第１電流源とを備える。折
返しカスケード段は２つのカスケード・トランジスタを
備え、その電流は、これらのトランジスタのバイアス電
圧によって決まり、第１の差動入力段の出力枝路を循環
する電流によって減少する。補償回路は、一方の差動入
力段が活動状態と非活動状態の間で変わる時にカスケー
ド・トランジスタ中で定電流を維持するために、第１電
流源と同時に切り替えられる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、共通モード・レー
ルツウレール増幅器、すなわち、その入力が増幅器の電
源電圧と実際上等しい電圧を供給し、その相互コンダク
タンスが入力電圧の範囲において一定である、増幅器に
関する。さらに詳細には、本発明は、中間折返しカスケ
ード段を有する、このような増幅器を対象とする。
ルツウレール増幅器、すなわち、その入力が増幅器の電
源電圧と実際上等しい電圧を供給し、その相互コンダク
タンスが入力電圧の範囲において一定である、増幅器に
関する。さらに詳細には、本発明は、中間折返しカスケ
ード段を有する、このような増幅器を対象とする。
【０００２】
【従来の技術】図１は、「１−Ｖ Operational Amplifi
er with Rail-to-Rail Input and Output Ranges」、Ｉ
ＥＥＥ Journal of Solid-State Circuits 、Ｖｏｌ．
２４、Ｎｏ．６、１９８９年１２月に記載されているよ
うな、これらの特徴を全て有する増幅器の例を示してい
る。この増幅器は、２つの相補形差動入力段を備えてい
る。第１差動段は２つのＮＰＮトランジスタＱ１とＱ２
を備え、そのエミッタは、電流ミラーの出力トランジス
タを形成するＮＰＮトランジスタＱ３を介して、低電源
電圧ＧＮＤに接続されている。第２差動段は２つのＰＮ
ＰトランジスタＱ４とＱ５を備え、そのエミッタは、定
電流２Ｉ１を与える電流源１０を介して高電源電圧Ｖｃ
ｃに接続されている。トランジスタＱ１とＱ４のベース
端子が増幅器の第１入力Ｄ１を構成し、トランジスタＱ
２とＱ５のベース端子が増幅器の第２入力Ｄ２を構成し
ている。
er with Rail-to-Rail Input and Output Ranges」、Ｉ
ＥＥＥ Journal of Solid-State Circuits 、Ｖｏｌ．
２４、Ｎｏ．６、１９８９年１２月に記載されているよ
うな、これらの特徴を全て有する増幅器の例を示してい
る。この増幅器は、２つの相補形差動入力段を備えてい
る。第１差動段は２つのＮＰＮトランジスタＱ１とＱ２
を備え、そのエミッタは、電流ミラーの出力トランジス
タを形成するＮＰＮトランジスタＱ３を介して、低電源
電圧ＧＮＤに接続されている。第２差動段は２つのＰＮ
ＰトランジスタＱ４とＱ５を備え、そのエミッタは、定
電流２Ｉ１を与える電流源１０を介して高電源電圧Ｖｃ
ｃに接続されている。トランジスタＱ１とＱ４のベース
端子が増幅器の第１入力Ｄ１を構成し、トランジスタＱ
２とＱ５のベース端子が増幅器の第２入力Ｄ２を構成し
ている。
【０００３】また電流源１０も、スイッチとして働くＰ
ＮＰトランジスタＱ６と、電流ミラーの入力トランジス
タを形成するＮＰＮトランジスタＱ７を介して、電源電
圧ＧＮＤに接続されており、電流ミラーはトランジスタ
Ｑ３をその出力トランジスタとして有する。トランジス
タＱ３とＱ７のエミッタは電源電圧ＧＮＤに接続され、
それらのベース端子はトランジスタＱ７のコレクタに接
続されている。トランジスタＱ６は、そのエミッタは電
流源１０に接続され、そのコレクタがトランジスタＱ７
のコレクタに接続され、そのベースが一定のスイッチン
グ電圧Ｖｓに接続されている。
ＮＰトランジスタＱ６と、電流ミラーの入力トランジス
タを形成するＮＰＮトランジスタＱ７を介して、電源電
圧ＧＮＤに接続されており、電流ミラーはトランジスタ
Ｑ３をその出力トランジスタとして有する。トランジス
タＱ３とＱ７のエミッタは電源電圧ＧＮＤに接続され、
それらのベース端子はトランジスタＱ７のコレクタに接
続されている。トランジスタＱ６は、そのエミッタは電
流源１０に接続され、そのコレクタがトランジスタＱ７
のコレクタに接続され、そのベースが一定のスイッチン
グ電圧Ｖｓに接続されている。
【０００４】図１の増幅器は２つの主要動作範囲を有す
る。その電流値を図１に示してある、第１の範囲では、
増幅器の共通モード入力電圧（入力Ｄ１とＤ２の電圧の
平均）が電圧Ｖｓより高い。したがって、トランジスタ
Ｑ６がオンになり、電流源１０からの電流２Ｉ１の全て
をトランジスタＱ７に流す。この電流２Ｉ１が、差動段
Ｑ１、Ｑ２のトランジスタＱ３で反射され、この段の各
出力枝路（トランジスタＱ１とＱ２のコレクタ）に対し
て値Ｉ１の静止電流を確立する。段Ｑ１、Ｑ２が活動状
態になる。この第１の範囲では、段Ｑ４、Ｑ５は電流源
１０から電流を受けず、非活動状態である。
る。その電流値を図１に示してある、第１の範囲では、
増幅器の共通モード入力電圧（入力Ｄ１とＤ２の電圧の
平均）が電圧Ｖｓより高い。したがって、トランジスタ
Ｑ６がオンになり、電流源１０からの電流２Ｉ１の全て
をトランジスタＱ７に流す。この電流２Ｉ１が、差動段
Ｑ１、Ｑ２のトランジスタＱ３で反射され、この段の各
出力枝路（トランジスタＱ１とＱ２のコレクタ）に対し
て値Ｉ１の静止電流を確立する。段Ｑ１、Ｑ２が活動状
態になる。この第１の範囲では、段Ｑ４、Ｑ５は電流源
１０から電流を受けず、非活動状態である。
【０００５】第２の範囲では、共通モード入力電圧が電
圧Ｖｓより低い。したがって、トランジスタＱ６はオフ
となり、電流源１０からの電流は全て、段Ｑ４、Ｑ５に
送られ、その出力枝路がそれぞれ値Ｉ１の電流を流す。
この第２の範囲で、段Ｑ１、Ｑ２は電流を受けない。段
Ｑ４、Ｑ５は活動状態になり、段Ｑ１、Ｑ２は非活動状
態になる。
圧Ｖｓより低い。したがって、トランジスタＱ６はオフ
となり、電流源１０からの電流は全て、段Ｑ４、Ｑ５に
送られ、その出力枝路がそれぞれ値Ｉ１の電流を流す。
この第２の範囲で、段Ｑ１、Ｑ２は電流を受けない。段
Ｑ４、Ｑ５は活動状態になり、段Ｑ１、Ｑ２は非活動状
態になる。
【０００６】この構成の場合、共通モード入力電圧がど
うであれ、１回に１段だけが、活動状態になる。このた
め、増幅器の相互コンダクタンスがある段の相互コンダ
クタンスと常に等しい、すなわち一定であることが保証
される。
うであれ、１回に１段だけが、活動状態になる。このた
め、増幅器の相互コンダクタンスがある段の相互コンダ
クタンスと常に等しい、すなわち一定であることが保証
される。
【０００７】実際には、２つの段は、入力共通モード電
圧が電圧Ｖｓに近い移行範囲において、部分的に活動状
態になる。一定の値の相互コンダクタンスは、この移行
範囲の影響を受けない。
圧が電圧Ｖｓに近い移行範囲において、部分的に活動状
態になる。一定の値の相互コンダクタンスは、この移行
範囲の影響を受けない。
【０００８】図１の増幅器は折返しカスケード中間差動
段を備えている。このような段は他の出力段に対して増
幅器の速度と安定性を改善するという利点をもたらすの
で、このような段の使用を試みることができる。この折
返しカスケード段は、そのベース端子が同じ基準電圧Ｖ
ｂでバイアスされる、２つのカスケード式ＰＮＰトラン
ジスタＱ８とＱ９を備えている。トランジスタＱ８とＱ
９のエミッタはそれぞれ、同じ値の抵抗を有する当該の
抵抗１２と１３によって電源電圧Ｖｃｃに接続され、ま
たトランジスタＱ１とＱ２の当該のコレクタ（段Ｑ１、
Ｑ２の出力端子）に接続されている。トランジスタＱ８
とＱ９のコレクタはそれぞれ、２つのＮＰＮトランジス
タＱ１０とＱ１１のコレクタに接続されている。トラン
ジスタＱ１０とＱ１１はそれぞれ、電流ミラーの入力ト
ランジスタと出力トランジスタになる。トランジスタＱ
１０とＱ１１のベース端子はトランジスタＱ１０のコレ
クタに接続され、これらのトランジスタのそれぞれのエ
ミッタは、同じ値の抵抗を有する当該の抵抗１５と１６
によって電源電圧ＧＮＤに接続されている。増幅器の出
力は、トランジスタＱ９とＱ１１のコレクタから取り出
される。またトランジスタＱ１０とＱ１１のエミッタは
それぞれ、トランジスタＱ４とＱ５の当該のコレクタ
（差動段Ｑ４、Ｑ５の出力端子）に接続されている。
段を備えている。このような段は他の出力段に対して増
幅器の速度と安定性を改善するという利点をもたらすの
で、このような段の使用を試みることができる。この折
返しカスケード段は、そのベース端子が同じ基準電圧Ｖ
ｂでバイアスされる、２つのカスケード式ＰＮＰトラン
ジスタＱ８とＱ９を備えている。トランジスタＱ８とＱ
９のエミッタはそれぞれ、同じ値の抵抗を有する当該の
抵抗１２と１３によって電源電圧Ｖｃｃに接続され、ま
たトランジスタＱ１とＱ２の当該のコレクタ（段Ｑ１、
Ｑ２の出力端子）に接続されている。トランジスタＱ８
とＱ９のコレクタはそれぞれ、２つのＮＰＮトランジス
タＱ１０とＱ１１のコレクタに接続されている。トラン
ジスタＱ１０とＱ１１はそれぞれ、電流ミラーの入力ト
ランジスタと出力トランジスタになる。トランジスタＱ
１０とＱ１１のベース端子はトランジスタＱ１０のコレ
クタに接続され、これらのトランジスタのそれぞれのエ
ミッタは、同じ値の抵抗を有する当該の抵抗１５と１６
によって電源電圧ＧＮＤに接続されている。増幅器の出
力は、トランジスタＱ９とＱ１１のコレクタから取り出
される。またトランジスタＱ１０とＱ１１のエミッタは
それぞれ、トランジスタＱ４とＱ５の当該のコレクタ
（差動段Ｑ４、Ｑ５の出力端子）に接続されている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】折返しカスケード出力
段を、図１に示すタイプの、二者択一モードで動作する
２つの差動入力段を有する増幅器に使用すると、増幅器
の共通モード拒絶（ＣＭＲ）特性を低下させるという欠
点を露呈する。他の全ての不完全な増幅器と同様に、図
１の増幅器の出力信号が、共通モード入力電圧の関数と
して変動する。この変動は、増幅器の２つの動作範囲の
それぞれにおいて比較的小さい。しかし、あるモードか
ら別のモードに切り替わる間に、出力信号がシフトす
る。これが、共通モード拒絶特性が低下する原因であ
る。
段を、図１に示すタイプの、二者択一モードで動作する
２つの差動入力段を有する増幅器に使用すると、増幅器
の共通モード拒絶（ＣＭＲ）特性を低下させるという欠
点を露呈する。他の全ての不完全な増幅器と同様に、図
１の増幅器の出力信号が、共通モード入力電圧の関数と
して変動する。この変動は、増幅器の２つの動作範囲の
それぞれにおいて比較的小さい。しかし、あるモードか
ら別のモードに切り替わる間に、出力信号がシフトす
る。これが、共通モード拒絶特性が低下する原因であ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明の目的は、増幅器
がある動作範囲から別の動作範囲に切り替わる際に出力
信号のシフトを解消する補償回路を備える、図１のタイ
プの増幅器を提供することにある。
がある動作範囲から別の動作範囲に切り替わる際に出力
信号のシフトを解消する補償回路を備える、図１のタイ
プの増幅器を提供することにある。
【００１１】この目的およびその他の目的を達成するた
めに、本発明では、２つの相補形差動入力段と、入力段
の静止電流を確立することにより、一方または他方の入
力段を活動状態にするために、増幅器の入力電圧の関数
として切り替えられる第１電流源とを備える増幅器を提
供する。折返しカスケード段は２つのカスケード・トラ
ンジスタを有し、その電流は、これらのトランジスタの
バイアス電圧によって決まり、第１の差動入力段の出力
枝路を循環する電流によって減少する。補償回路は、一
方の差動入力段が活動状態と非活動状態の間で変わる時
にカスケード・トランジスタ中で定電流を維持するため
に、第１電流源と同時に切り替えられる。
めに、本発明では、２つの相補形差動入力段と、入力段
の静止電流を確立することにより、一方または他方の入
力段を活動状態にするために、増幅器の入力電圧の関数
として切り替えられる第１電流源とを備える増幅器を提
供する。折返しカスケード段は２つのカスケード・トラ
ンジスタを有し、その電流は、これらのトランジスタの
バイアス電圧によって決まり、第１の差動入力段の出力
枝路を循環する電流によって減少する。補償回路は、一
方の差動入力段が活動状態と非活動状態の間で変わる時
にカスケード・トランジスタ中で定電流を維持するため
に、第１電流源と同時に切り替えられる。
【００１２】本発明の一実施例によれば、補償回路は、
カスケード・トランジスタのバイアス電圧を変更するこ
とによってカスケード・トランジスタにおける定電流を
保証する。
カスケード・トランジスタのバイアス電圧を変更するこ
とによってカスケード・トランジスタにおける定電流を
保証する。
【００１３】本発明の一実施例によれば、カスケード・
トランジスタは、同じ値の当該の第１抵抗を介して電源
電圧（Ｖｃｃ）に接続され、第１電流ミラーの出力トラ
ンジスタを形成する。第１差動段の出力枝路がカスケー
ド・トランジスタと第１抵抗の間に接続されている。第
１電流ミラーの入力トランジスタが、第１抵抗と同じ値
を有する第２抵抗を介して電源電圧に接続され、定電流
を受ける。第２の切替式電流源が、第１差動段が活動状
態の時に、第２抵抗と第１電流ミラーの入力トランジス
タの間に、第１差動段の各出力枝路の静止電流に等しい
電流を注入する。
トランジスタは、同じ値の当該の第１抵抗を介して電源
電圧（Ｖｃｃ）に接続され、第１電流ミラーの出力トラ
ンジスタを形成する。第１差動段の出力枝路がカスケー
ド・トランジスタと第１抵抗の間に接続されている。第
１電流ミラーの入力トランジスタが、第１抵抗と同じ値
を有する第２抵抗を介して電源電圧に接続され、定電流
を受ける。第２の切替式電流源が、第１差動段が活動状
態の時に、第２抵抗と第１電流ミラーの入力トランジス
タの間に、第１差動段の各出力枝路の静止電流に等しい
電流を注入する。
【００１４】本発明の一実施例によれば、第２電流源
は、第１差動入力段の静止電流を確立する第２出力と、
増幅器の入力電圧の関数として切り替えられるトランジ
スタを介して第１電流源に接続された入力とを有する、
第２電流ミラーの第１出力であり、第１電流源はまた、
この第２差動入力段の静止電流を確立するために第２差
動入力段に接続されている。
は、第１差動入力段の静止電流を確立する第２出力と、
増幅器の入力電圧の関数として切り替えられるトランジ
スタを介して第１電流源に接続された入力とを有する、
第２電流ミラーの第１出力であり、第１電流源はまた、
この第２差動入力段の静止電流を確立するために第２差
動入力段に接続されている。
【００１５】次に、とりわけ本発明の上記の目的、特徴
および利点について、添付の図面を参照しながら、特定
の非限定的な実施例に関する以下の説明で詳細に説明す
る。
および利点について、添付の図面を参照しながら、特定
の非限定的な実施例に関する以下の説明で詳細に説明す
る。
【００１６】
【発明の実施の形態】本発明は図１の増幅器の機能の分
析に基づくものである。トランジスタＱ８とＱ９のエミ
ッタの電圧が、バイアス電圧Ｖｂにより一定値に固定さ
れている。したがって、抵抗１２と１３のそれぞれを流
れる電流が一定値Ｉ２になり、この一定値Ｉ２は、差動
段Ｑ１、Ｑ２の各枝路の静止電流Ｉ１の値より大きい値
を有するように選択される。
析に基づくものである。トランジスタＱ８とＱ９のエミ
ッタの電圧が、バイアス電圧Ｖｂにより一定値に固定さ
れている。したがって、抵抗１２と１３のそれぞれを流
れる電流が一定値Ｉ２になり、この一定値Ｉ２は、差動
段Ｑ１、Ｑ２の各枝路の静止電流Ｉ１の値より大きい値
を有するように選択される。
【００１７】差動段Ｑ１、Ｑ２が活動状態の時に、その
枝路はそれぞれ、トランジスタＱ８とＱ９のエミッタか
ら静止電流Ｉ１を取り出す。したがって、トランジスタ
Ｑ８とＱ９の電流は、値Ｉ２−Ｉ１に確定される。段Ｑ
４、Ｑ５が非活動状態の時には、その出力枝路はトラン
ジスタＱ１０とＱ１１のエミッタから電流を取り出さな
い。トランジスタＱ１０とＱ１１は電流ミラーとして接
続され、トランジスタＱ１０の電流がトランジスタＱ１
１のコレクタで反射される。しかし、このミラー作用は
完全でない。何故ならば、どんな品質の電流ミラーが用
いられていても、トランジスタＱ１０に達する電流Ｉ２
−Ｉ１は、１より小さい比例係数１−ｅで反映されるか
らである。その結果、増幅器の出力電流は、必要な値に
対してｅ（Ｉ２−Ｉ１）のオフセットを示す。
枝路はそれぞれ、トランジスタＱ８とＱ９のエミッタか
ら静止電流Ｉ１を取り出す。したがって、トランジスタ
Ｑ８とＱ９の電流は、値Ｉ２−Ｉ１に確定される。段Ｑ
４、Ｑ５が非活動状態の時には、その出力枝路はトラン
ジスタＱ１０とＱ１１のエミッタから電流を取り出さな
い。トランジスタＱ１０とＱ１１は電流ミラーとして接
続され、トランジスタＱ１０の電流がトランジスタＱ１
１のコレクタで反射される。しかし、このミラー作用は
完全でない。何故ならば、どんな品質の電流ミラーが用
いられていても、トランジスタＱ１０に達する電流Ｉ２
−Ｉ１は、１より小さい比例係数１−ｅで反映されるか
らである。その結果、増幅器の出力電流は、必要な値に
対してｅ（Ｉ２−Ｉ１）のオフセットを示す。
【００１８】段Ｑ４、Ｑ５が活動状態の時、その枝路は
それぞれトランジスタＱ１０とＱ１１のエミッタから電
流Ｉ１を取り出す。差動段Ｑ１とＱ２の出力枝路は、そ
れぞれ電流Ｉ２を流すトランジスタＱ８とＱ９のエミッ
タからそれより多くの電流を抽出しない。この電流Ｉ２
がトランジスタＱ１０のコレクタに達し、前述のよう
に、比例係数１−ｅでトランジスタＱ１１のコレクタで
反射される。したがって、増幅器の出力は、ｅ（Ｉ２−
Ｉ１）の代わりに、値ｅＩ２のオフセット電流を与え
る。
それぞれトランジスタＱ１０とＱ１１のエミッタから電
流Ｉ１を取り出す。差動段Ｑ１とＱ２の出力枝路は、そ
れぞれ電流Ｉ２を流すトランジスタＱ８とＱ９のエミッ
タからそれより多くの電流を抽出しない。この電流Ｉ２
がトランジスタＱ１０のコレクタに達し、前述のよう
に、比例係数１−ｅでトランジスタＱ１１のコレクタで
反射される。したがって、増幅器の出力は、ｅ（Ｉ２−
Ｉ１）の代わりに、値ｅＩ２のオフセット電流を与え
る。
【００１９】その結果、ある動作範囲から別の動作範囲
に移る際に、増幅器の出力におけるオフセット電流がｅ
Ｉ１にシフトする。このｅＩ１は、とても無視できる大
きさではなく、増幅器の共通モード拒絶特性を大幅に低
下させる。
に移る際に、増幅器の出力におけるオフセット電流がｅ
Ｉ１にシフトする。このｅＩ１は、とても無視できる大
きさではなく、増幅器の共通モード拒絶特性を大幅に低
下させる。
【００２０】このシフトは、前述の分析で示したよう
に、増幅器がある動作範囲から別の動作範囲に変わる際
に、トランジスタＱ８とＱ９の電流が、Ｉ２−Ｉ１の値
からＩ２の値に変わるために生じる。出力における電流
のシフトを防止するために、本発明では、増幅器の両方
の動作範囲において、トランジスタＱ８とＱ９の電流を
一定に保持する。
に、増幅器がある動作範囲から別の動作範囲に変わる際
に、トランジスタＱ８とＱ９の電流が、Ｉ２−Ｉ１の値
からＩ２の値に変わるために生じる。出力における電流
のシフトを防止するために、本発明では、増幅器の両方
の動作範囲において、トランジスタＱ８とＱ９の電流を
一定に保持する。
【００２１】図２は、トランジスタＱ８とＱ９でこの定
電流を得ることを可能にする、本発明に基づく回路を有
する図１の増幅器を示す。この回路は、破線で示すブロ
ックの内部に表されている。
電流を得ることを可能にする、本発明に基づく回路を有
する図１の増幅器を示す。この回路は、破線で示すブロ
ックの内部に表されている。
【００２２】トランジスタＱ８とＱ９は、定電圧Ｖｐで
バイアスされるのではなく、ＰＮＰトランジスタＱ１２
を入力トランジスタとする電流ミラーの２つの出力トラ
ンジスタを構成する。トランジスタＱ１２は、そのベー
スがそのコレクタとトランジスタＱ８とＱ９のベース端
子に接続され、トランジスタＱ１２のエミッタは抵抗１
２と１３と同じ抵抗値を有する抵抗１８を介して電源電
圧Ｖｃｃに接続されている。Ｑ１２のコレクタは、定電
流Ｉ２−Ｉ１を有する電流源２０を介して、電源電圧Ｇ
ＮＤに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１３が電
流ミラーＱ３、Ｑ７の第２の出力トランジスタを構成し
ており、そのベースとエミッタ端子はそれぞれトランジ
スタＱ３のベースとエミッタに接続されている。トラン
ジスタＱ１３のコレクタはトランジスタＱ１２のエミッ
タに接続されている。図２に括弧で挟んで示すように、
トランジスタＱ３とＱ７のサイズはトランジスタＱ１３
のサイズの２倍である。したがって、トランジスタＱ１
３のコレクタ電流はトランジスタＱ３の電流の半分にな
る。
バイアスされるのではなく、ＰＮＰトランジスタＱ１２
を入力トランジスタとする電流ミラーの２つの出力トラ
ンジスタを構成する。トランジスタＱ１２は、そのベー
スがそのコレクタとトランジスタＱ８とＱ９のベース端
子に接続され、トランジスタＱ１２のエミッタは抵抗１
２と１３と同じ抵抗値を有する抵抗１８を介して電源電
圧Ｖｃｃに接続されている。Ｑ１２のコレクタは、定電
流Ｉ２−Ｉ１を有する電流源２０を介して、電源電圧Ｇ
ＮＤに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１３が電
流ミラーＱ３、Ｑ７の第２の出力トランジスタを構成し
ており、そのベースとエミッタ端子はそれぞれトランジ
スタＱ３のベースとエミッタに接続されている。トラン
ジスタＱ１３のコレクタはトランジスタＱ１２のエミッ
タに接続されている。図２に括弧で挟んで示すように、
トランジスタＱ３とＱ７のサイズはトランジスタＱ１３
のサイズの２倍である。したがって、トランジスタＱ１
３のコレクタ電流はトランジスタＱ３の電流の半分にな
る。
【００２３】その電流値が図２に図示されている、増幅
器の第１の動作範囲では、電流源１０の電流２Ｉ１の全
体がトランジスタＱ３によって差動段Ｑ１、Ｑ２に送ら
れ、この電流の半分、Ｉ１が、トランジスタＱ１３によ
ってトランジスタＱ１２のエミッタから取り出される。
すなわち、電流Ｉ１はトランジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１２
の各エミッタによって取り出される。したがって、トラ
ンジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１２は同じ動作条件になり、電
流ミラーを含むことになる。トランジスタＱ１２のコレ
クタ電流Ｉ２−Ｉ１が、トランジスタＱ８とＱ９のコレ
クタで反射される。
器の第１の動作範囲では、電流源１０の電流２Ｉ１の全
体がトランジスタＱ３によって差動段Ｑ１、Ｑ２に送ら
れ、この電流の半分、Ｉ１が、トランジスタＱ１３によ
ってトランジスタＱ１２のエミッタから取り出される。
すなわち、電流Ｉ１はトランジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１２
の各エミッタによって取り出される。したがって、トラ
ンジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１２は同じ動作条件になり、電
流ミラーを含むことになる。トランジスタＱ１２のコレ
クタ電流Ｉ２−Ｉ１が、トランジスタＱ８とＱ９のコレ
クタで反射される。
【００２４】第２の動作範囲では、電流源１０の電流２
Ｉ１の全体が差動段Ｑ４、Ｑ５に送られる。したがっ
て、差動段Ｑ１、Ｑ２の枝路とトランジスタＱ１３によ
ってトランジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１２のエミッタから電
流が取り出されることはない。この場合も、トランジス
タＱ８、Ｑ９、Ｑ１２が同じ動作条件になり、電流ミラ
ーを含むことになる。したがって、トランジスタＱ１２
のコレクタ電流Ｉ２−Ｉ１がトランジスタＱ８とＱ９の
コレクタで反射される。
Ｉ１の全体が差動段Ｑ４、Ｑ５に送られる。したがっ
て、差動段Ｑ１、Ｑ２の枝路とトランジスタＱ１３によ
ってトランジスタＱ８、Ｑ９、Ｑ１２のエミッタから電
流が取り出されることはない。この場合も、トランジス
タＱ８、Ｑ９、Ｑ１２が同じ動作条件になり、電流ミラ
ーを含むことになる。したがって、トランジスタＱ１２
のコレクタ電流Ｉ２−Ｉ１がトランジスタＱ８とＱ９の
コレクタで反射される。
【００２５】トランジスタＱ８とＱ９のコレクタ電流
は、動作範囲の間で変化しない。このため、増幅器の出
力オフセットが受けたシフトが解消される。
は、動作範囲の間で変化しない。このため、増幅器の出
力オフセットが受けたシフトが解消される。
【００２６】
【発明の効果】本発明は、当業者には自明の多数の変形
および変更を加えることができる。例えば、トランジス
タＱ１０とＱ１１が、定電圧でバイアスされるカスケー
ド・トランジスタである場合、およびトランジスタＱ８
とＱ９が電流ミラーを形成する場合、抵抗１５と１６に
トランジスタＱ１３のコレクタ電流の反射電流を注入す
ることにより、増幅器の出力におけるシフトを解消する
ことができる。
および変更を加えることができる。例えば、トランジス
タＱ１０とＱ１１が、定電圧でバイアスされるカスケー
ド・トランジスタである場合、およびトランジスタＱ８
とＱ９が電流ミラーを形成する場合、抵抗１５と１６に
トランジスタＱ１３のコレクタ電流の反射電流を注入す
ることにより、増幅器の出力におけるシフトを解消する
ことができる。
【００２７】以上、本発明の少なくとも１つの例示的実
施例について説明してきたが、様々な改変、修正および
改良を当業者なら容易に思いつくであろう。このような
改変、修正および改良は、本発明の精神および範囲に属
するものと見なされる。したがって、前述の説明は、例
示的なものにすぎず、限定的なものではない。本発明
は、特許請求の範囲およびその均等物によって定義され
るものだけに限定される。
施例について説明してきたが、様々な改変、修正および
改良を当業者なら容易に思いつくであろう。このような
改変、修正および改良は、本発明の精神および範囲に属
するものと見なされる。したがって、前述の説明は、例
示的なものにすぎず、限定的なものではない。本発明
は、特許請求の範囲およびその均等物によって定義され
るものだけに限定される。
【図１】広い共通モードの範囲にわたって一定の相互コ
ンダクタンスを有し、折返しカスケード出力段を備え
る、増幅器の例を示す図である。
ンダクタンスを有し、折返しカスケード出力段を備え
る、増幅器の例を示す図である。
【図２】本発明による、増幅器の共通モード拒絶特性を
改善するための回路を有する図１のタイプの増幅器を示
す図である。
改善するための回路を有する図１のタイプの増幅器を示
す図である。
１０ 電流源 １２ 抵抗 １３ 抵抗 １５ 抵抗 １６ 抵抗 １８ 抵抗 ２０ 電流源 Ｖｃｃ 電源電圧 ＧＮＤ 電源電圧 Ｖｂ バイアス電圧 Ｖｓ 基準電圧 Ｄ１ 第１入力 Ｄ２ 第２入力 Ｑ トランジスタ
Claims (4)
- 【請求項１】 − ２つの相補形差動入力段（Ｑ１、Ｑ
２と、Ｑ４、Ｑ５）と、 − 差動入力段の静止電流（２Ｉ１）を確立することに
より、一方または他方の差動入力段を活動状態にするた
めに、増幅器の入力電圧の関数として切り替えられる第
１切替電流源（１０）と、 − ２つのカスケード・トランジスタ（Ｑ８とＱ９）を
有し、その電流（Ｉ２）が、これらのトランジスタのバ
イアス電圧（Ｖｂ）によって決まり、第１差動入力段
（Ｑ１とＱ２）の出力枝路を循環する電流（Ｉ１）によ
って減少する、折返しカスケード段とを備える増幅器に
おいて、 一方の差動入力段が活動状態と非活動状態の間で変わる
際にカスケード・トランジスタ中で定電流を維持するた
めに、第１電流源（１０）と同時に切り替えられる補償
回路を備えることを特徴とする増幅器。 - 【請求項２】 前記補償回路が、カスケード・トランジ
スタのバイアス電圧（Ｖｂ）を変更することによって、
カスケード・トランジスタ（Ｑ８とＱ９）における定電
流を保証することを特徴とする、請求項１に記載の増幅
器。 - 【請求項３】 増幅器が、 − 前記カスケード・トランジスタ（Ｑ８、Ｑ９）が、
同じ値の当該の第１抵抗（１２と１３）を介して電源電
圧（Ｖｃｃ）に接続され、第１電流ミラー（Ｑ１２、Ｑ
８、Ｑ９）の出力トランジスタを形成し、第１差動段
（Ｑ１、Ｑ２）の出力枝路がカスケード・トランジスタ
と第１抵抗の間に接続され、 − 第１抵抗と同じ値を有する第２抵抗（１８）によっ
て前記電源電圧に接続され、定電流（Ｉ２−Ｉ１）を受
ける、第１電流ミラーの入力トランジスタ（Ｑ１２）
と、 − 第１差動段が活動状態の時に、第２抵抗（１８）と
第１電流ミラーの入力トランジスタ（Ｑ１２）の間に、
第１差動段の各出力枝路の静止電流と等しい電流（Ｉ
１）を注入するための、第２切替電流源（Ｑ１３）とを
さらに備えることを特徴とする、請求項２に記載の増幅
器。 - 【請求項４】 第２電流源（Ｑ１３）が、第１差動入力
段（Ｑ１、Ｑ２）の静止電流を確立する第２出力（Ｑ
３）と、増幅器の入力電圧の関数として切り替えられる
トランジスタ（Ｑ６）によって第１電流源（１０）に接
続された入力（Ｑ７）とを有する第２電流ミラーの第１
出力であり、第１電流源がまだ、第２差動入力段の静止
電流を確立するために、第２差動入力段（Ｑ４、Ｑ５）
に接続されていることを特徴とする、請求項３に記載の
増幅器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9415672 | 1994-12-21 | ||
| FR9415672A FR2728743B1 (fr) | 1994-12-21 | 1994-12-21 | Amplificateur a grande excursion de mode commun et a transconductance constante |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08237051A true JPH08237051A (ja) | 1996-09-13 |
| JP2904087B2 JP2904087B2 (ja) | 1999-06-14 |
Family
ID=9470260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7348526A Expired - Lifetime JP2904087B2 (ja) | 1994-12-21 | 1995-12-20 | 一定の相互コンダクタンスを有する共通モード・レールツウレール増幅器 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5729177A (ja) |
| EP (1) | EP0718968B1 (ja) |
| JP (1) | JP2904087B2 (ja) |
| DE (1) | DE69516381T2 (ja) |
| FR (1) | FR2728743B1 (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004032603A (ja) * | 2002-06-28 | 2004-01-29 | Nec Corp | 差動回路と増幅回路及び該増幅回路を用いた表示装置 |
| JP2004222104A (ja) * | 2003-01-17 | 2004-08-05 | Nec Kansai Ltd | 差動増幅器 |
| JP2010166540A (ja) * | 2009-01-16 | 2010-07-29 | Seiko Instruments Inc | 演算増幅回路 |
| JP2011139415A (ja) * | 2009-06-05 | 2011-07-14 | Rohm Co Ltd | オーディオ信号増幅回路、反転増幅器およびそれを用いた電子機器 |
| JP2018007070A (ja) * | 2016-07-04 | 2018-01-11 | 新日本無線株式会社 | 差動増幅器 |
| JP2020184677A (ja) * | 2019-05-08 | 2020-11-12 | 華邦電子股▲ふん▼有限公司Ｗｉｎｂｏｎｄ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ Ｃｏｒｐ． | 差動アンプ |
| JP2021078157A (ja) * | 2021-02-15 | 2021-05-20 | 新日本無線株式会社 | 差動増幅器 |
| JP2021132357A (ja) * | 2020-02-21 | 2021-09-09 | ローム株式会社 | 演算増幅器 |
Families Citing this family (15)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI102647B1 (fi) * | 1997-04-22 | 1999-01-15 | Nokia Mobile Phones Ltd | Ohjelmoitava vahvistin |
| US6051999A (en) * | 1998-01-14 | 2000-04-18 | Intel Corporation | Low voltage programmable complementary input stage sense amplifier |
| FR2797537B1 (fr) * | 1999-08-09 | 2001-10-19 | St Microelectronics Sa | Amplificateur operationnel a centrage de tension de decalage, et compatible basse-tension |
| US6404266B1 (en) * | 2000-07-25 | 2002-06-11 | National Semiconductor Corporation | Differential input stage with bias current reduction for latch-up prevention |
| US6433637B1 (en) | 2001-03-23 | 2002-08-13 | National Semiconductor Corporation | Single cell rail-to-rail input/output operational amplifier |
| US6486737B1 (en) * | 2001-11-26 | 2002-11-26 | Analog Devices, Inc. | Bipolar rail-to-rail input stage with transconductance correction |
| US7078962B2 (en) * | 2003-04-23 | 2006-07-18 | Texas Instruments Incorporated | Dynamic current generator with asymmetric common-mode input range |
| DE102005054216B4 (de) | 2004-11-25 | 2017-10-12 | Infineon Technologies Ag | Ausgangsstufe, Verstärkerregelschleife und Verwendung der Ausgangsstufe |
| CN101459412B (zh) * | 2007-12-13 | 2011-06-01 | 上海华虹Nec电子有限公司 | 满幅输入输出的运算放大器 |
| DE102010013958A1 (de) * | 2010-04-06 | 2011-10-06 | Siemens Aktiengesellschaft | Differenzverstärker mit einem Rail-to-Rail-Eingangsspannungsbereich |
| CN104660195B (zh) * | 2015-03-16 | 2018-05-15 | 西安电子科技大学 | 一种全差分轨至轨运算放大器 |
| CN104967412B (zh) * | 2015-06-08 | 2018-10-16 | 上海华力微电子有限公司 | 一种跨导恒定的差分对输入电路 |
| US10177713B1 (en) | 2016-03-07 | 2019-01-08 | Ali Tasdighi Far | Ultra low power high-performance amplifier |
| FR3063587B1 (fr) * | 2017-03-06 | 2019-04-12 | Devialet | Oscillateur commande en tension |
| CN114285380B (zh) * | 2021-12-29 | 2023-11-17 | 华中科技大学 | 轨到轨运算放大电路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5945706A (ja) * | 1982-09-09 | 1984-03-14 | Nippon Shiguneteitsukusu Kk | 差動増幅回路 |
| US4918398A (en) * | 1989-02-10 | 1990-04-17 | North American Philips Corporation, Signetics Division | Differential amplifier using voltage level shifting to achieve rail-to-rail input capability at very low power supply voltage |
| US5153529A (en) * | 1991-08-30 | 1992-10-06 | Motorola, Inc. | Rail-to-rail input stage of an operational amplifier |
| US5311145A (en) * | 1993-03-25 | 1994-05-10 | North American Philips Corporation | Combination driver-summing circuit for rail-to-rail differential amplifier |
-
1994
- 1994-12-21 FR FR9415672A patent/FR2728743B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-12-18 DE DE69516381T patent/DE69516381T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1995-12-18 EP EP95410144A patent/EP0718968B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1995-12-18 US US08/574,027 patent/US5729177A/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-12-20 JP JP7348526A patent/JP2904087B2/ja not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
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| FR2728743A1 (fr) | 1996-06-28 |
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| US5729177A (en) | 1998-03-17 |
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