JPH0823360A - プリアンブルレス・モデム - Google Patents
プリアンブルレス・モデムInfo
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- JPH0823360A JPH0823360A JP4222712A JP22271292A JPH0823360A JP H0823360 A JPH0823360 A JP H0823360A JP 4222712 A JP4222712 A JP 4222712A JP 22271292 A JP22271292 A JP 22271292A JP H0823360 A JPH0823360 A JP H0823360A
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- carrier
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
- H04W52/00—Power management, e.g. TPC [Transmission Power Control], power saving or power classes
- H04W52/04—TPC
Abstract
(57)【要約】
【目的】キャリアとクロック再生用のプリアンブルのみ
ならずＴＤＭＡ制御用ビットを含む同期バースト全ての
時分割多重を不要化し、周波数の有効利用率をさらに向
上させる。 【構成】ＴＤＭＡ伝送のフレーム構成から、プリアンブ
ルを含む同期バーストとデータバーストを分離し、同期
バーストをデータバーストと同じバースト時間に伸長
し、これらを２個の独立な変調器１０１，１０２により
変調する。データバースト変調波の中心周波数にフェー
ドを与え、そのスペクトラム・ナルに同期バースト変調
波を合成し、送信する。受信側では、帯域通フィルタ１
１０により、同期バースト変調波を抽出し、これよりキ
ャリア再生、クロック再生および各種ＴＤＭＡ制御用ビ
ットを復調する。一方帯域通過フィルタを通らない受信
信号に対しては、判定帰還形等化器１１３により同期バ
ースト変調波を除去し、さらに中心周波数のフェードに
よる波形歪を除去する。このデータバースト波からデー
タ判定を行い、データバーストを復調する。
ならずＴＤＭＡ制御用ビットを含む同期バースト全ての
時分割多重を不要化し、周波数の有効利用率をさらに向
上させる。 【構成】ＴＤＭＡ伝送のフレーム構成から、プリアンブ
ルを含む同期バーストとデータバーストを分離し、同期
バーストをデータバーストと同じバースト時間に伸長
し、これらを２個の独立な変調器１０１，１０２により
変調する。データバースト変調波の中心周波数にフェー
ドを与え、そのスペクトラム・ナルに同期バースト変調
波を合成し、送信する。受信側では、帯域通フィルタ１
１０により、同期バースト変調波を抽出し、これよりキ
ャリア再生、クロック再生および各種ＴＤＭＡ制御用ビ
ットを復調する。一方帯域通過フィルタを通らない受信
信号に対しては、判定帰還形等化器１１３により同期バ
ースト変調波を除去し、さらに中心周波数のフェードに
よる波形歪を除去する。このデータバースト波からデー
タ判定を行い、データバーストを復調する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＴＤＭＡ伝送方式におけ
るプリアンブルレス・モデムに関わり、特に従来方式よ
りも周波数有効利用率を向上出来るプリアンブルレス・
モデムに関する。
るプリアンブルレス・モデムに関わり、特に従来方式よ
りも周波数有効利用率を向上出来るプリアンブルレス・
モデムに関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）伝
送における送信データフレームは、同期バーストとデー
タバーストから構成されている。同期バーストはさらに
プリアンブルとＴＤＭＡ制御用ビットから構成される。
このうちプリアンブルは情報ビットではなく、受信側で
のキャリア再生とクロック再生の為の参照信号として用
いられる。プリアンブルレス・モデムはこのプリアンブ
ルを不要化するものであり、その分だけ伝送効率を向上
させることができる。従来のプリアンブルレス・モデム
ではキャリアおよびクロックの再生は、受信データバー
ストを一度バッファメモリに蓄積し、ＦＦＴ処理などを
用いてデータバーストからキャリアとクロックを再生し
た後、一括変調を行なっている。
送における送信データフレームは、同期バーストとデー
タバーストから構成されている。同期バーストはさらに
プリアンブルとＴＤＭＡ制御用ビットから構成される。
このうちプリアンブルは情報ビットではなく、受信側で
のキャリア再生とクロック再生の為の参照信号として用
いられる。プリアンブルレス・モデムはこのプリアンブ
ルを不要化するものであり、その分だけ伝送効率を向上
させることができる。従来のプリアンブルレス・モデム
ではキャリアおよびクロックの再生は、受信データバー
ストを一度バッファメモリに蓄積し、ＦＦＴ処理などを
用いてデータバーストからキャリアとクロックを再生し
た後、一括変調を行なっている。
【０００３】図３は、従来のプリアンブルレス・モデム
の一例のブロック図である。図３において、３０１は時
分割多重回路、３０２はＰＳＫ変調器、３０３は中間周
波発振器、３０４は送信機、３０５は受信機、３０６は
キャリアおよびクロック再生器、３０７はＰＳＫ復調
器、３０８は時分割分離回路、３０９はバッファメモリ
である。
の一例のブロック図である。図３において、３０１は時
分割多重回路、３０２はＰＳＫ変調器、３０３は中間周
波発振器、３０４は送信機、３０５は受信機、３０６は
キャリアおよびクロック再生器、３０７はＰＳＫ復調
器、３０８は時分割分離回路、３０９はバッファメモリ
である。
【０００４】図３の送信側では、時分割多重回路３０１
は、送信データバーストとプリアンブルを含まない同期
バーストとを時分割多重し、ＴＤＭＡフレームを作成す
る。このＴＤＭＡフレームは変調器３０２と中間周波発
振器３０３により変調される。この変調波は送信機３０
４により無線周波数に変換され、伝送路４００に送信さ
れる。
は、送信データバーストとプリアンブルを含まない同期
バーストとを時分割多重し、ＴＤＭＡフレームを作成す
る。このＴＤＭＡフレームは変調器３０２と中間周波発
振器３０３により変調される。この変調波は送信機３０
４により無線周波数に変換され、伝送路４００に送信さ
れる。
【０００５】受信側では、受信機３０５は、受信信号を
無線周波数から中間周波に変換し、これをバッファメモ
リ３０９に一度記憶させる。記憶された中間周波帯の受
信信号が復調器３０７に出力されるまでの時間内に、キ
ャリアおよびクロック再生器３０６はバッファメモリ３
０９に書き込まれていく受信波からキャリアとクロック
を再生する。バッファッメモリ３０９に蓄積された受信
信号は復調器３０７に入力され、復調器３０７は、再生
されたキャリアとクロックにより中間周波帯の受信信号
を復調する。この復調方式は、一括復調方式と呼ばれて
いる。バッファメモリ３０９は２個のメモリから構成さ
れており、一方のメモリに受信波を書き込んでいる間、
他方のメモリでは受信波が復調器３０７に読み出されて
いる。時分割分離回路３０８は、復調器３０７の出力を
時分割分離し、受信データバーストと同期バーストとを
出力する。
無線周波数から中間周波に変換し、これをバッファメモ
リ３０９に一度記憶させる。記憶された中間周波帯の受
信信号が復調器３０７に出力されるまでの時間内に、キ
ャリアおよびクロック再生器３０６はバッファメモリ３
０９に書き込まれていく受信波からキャリアとクロック
を再生する。バッファッメモリ３０９に蓄積された受信
信号は復調器３０７に入力され、復調器３０７は、再生
されたキャリアとクロックにより中間周波帯の受信信号
を復調する。この復調方式は、一括復調方式と呼ばれて
いる。バッファメモリ３０９は２個のメモリから構成さ
れており、一方のメモリに受信波を書き込んでいる間、
他方のメモリでは受信波が復調器３０７に読み出されて
いる。時分割分離回路３０８は、復調器３０７の出力を
時分割分離し、受信データバーストと同期バーストとを
出力する。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来技術で
は、同期バーストのうちプリアンブルのみを不要とする
だけなので、飛躍的な伝送効率の向上が得られない。ま
た従来のプリアンブルレス・モデムでは、蓄積一括復調
による処理遅延が大きいため、低速伝送にのみ実用的な
システムが実現可能である。これに対し高速ＴＤＭＡ伝
送ではこの処理遅延が無視できない大きさとなるため、
実用的なプリアンブルレス・モデムを実現することはで
きなかった。
は、同期バーストのうちプリアンブルのみを不要とする
だけなので、飛躍的な伝送効率の向上が得られない。ま
た従来のプリアンブルレス・モデムでは、蓄積一括復調
による処理遅延が大きいため、低速伝送にのみ実用的な
システムが実現可能である。これに対し高速ＴＤＭＡ伝
送ではこの処理遅延が無視できない大きさとなるため、
実用的なプリアンブルレス・モデムを実現することはで
きなかった。
【０００７】本発明はこの問題を解決する目的で、処理
遅延が小さく、さらに従来方式よりも伝送効率が高く、
高速ＴＤＭＡ伝送にも適用可能なプリアンブルレス・モ
デムを提供することにある。
遅延が小さく、さらに従来方式よりも伝送効率が高く、
高速ＴＤＭＡ伝送にも適用可能なプリアンブルレス・モ
デムを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、ＴＤＭＡ伝送
の送信側において中間周波ローカル発振器を用いて送信
データバーストに変調を行う手段と、該手段の変調波出
力の中心周波数にフェードを発生させる手段と、前記中
間周波ローカル発振器を用いて同期バーストに変調を行
う手段と、該手段による変調波と前記フェードを受けた
変調波とを合成する手段と、該手段の出力を送信器に通
し搬送周波数帯に変換する手段と、受信側において受信
機をもちいてキャリア信号を中間周波帯に変換する手段
と、該手段の出力を帯域通過フィルタに通す手段と、該
手段の出力からキャリアを再生する手段と、該キャリア
を用いて前記帯域通過フィルタ出力に対し復調を行い同
期バーストを再生する手段と、前記再生キャリアを用い
て前記受信機出力に対して同期検波を行う手段と、該手
段による出力を判定帰還型等化器に通し波形歪を除去す
る手段と、該出力から受信データバーストを得る手段と
を備えたことを特徴とする。
の送信側において中間周波ローカル発振器を用いて送信
データバーストに変調を行う手段と、該手段の変調波出
力の中心周波数にフェードを発生させる手段と、前記中
間周波ローカル発振器を用いて同期バーストに変調を行
う手段と、該手段による変調波と前記フェードを受けた
変調波とを合成する手段と、該手段の出力を送信器に通
し搬送周波数帯に変換する手段と、受信側において受信
機をもちいてキャリア信号を中間周波帯に変換する手段
と、該手段の出力を帯域通過フィルタに通す手段と、該
手段の出力からキャリアを再生する手段と、該キャリア
を用いて前記帯域通過フィルタ出力に対し復調を行い同
期バーストを再生する手段と、前記再生キャリアを用い
て前記受信機出力に対して同期検波を行う手段と、該手
段による出力を判定帰還型等化器に通し波形歪を除去す
る手段と、該出力から受信データバーストを得る手段と
を備えたことを特徴とする。
【０００９】
【作用】本発明では、送信側にてＴＤＭＡ伝送における
同期バーストとデータバーストのそれぞれに対し独立に
変調を行う。変調された同期バースト波とデータバース
ト波は、時分割多重で送信するのではなく、これらを同
一周波数帯内にて同時伝送する。その際、データバース
ト波の中心周波数にフェードを発生させ、該フェード周
波数に同期バースト波を重畳する。受信側では、帯域通
過フィルタにより前記フェード周波数帯域の同期バース
ト波を抽出し、キャリア、クロックおよび同期バースト
の再生を行う。再生キャリアにより受信波に対して同期
検波を行い、該出力を判定帰還形等化器に通す。判定帰
還形等化器では、同期バースト波の除去と送信側のフェ
ードによる波形歪が除去が行われ、データバーストが再
生される。すなわちプリアンブルのみならずＴＤＭＡ制
御用ビットを含む同期バースト全ての時分割多重伝送を
不要とするので周波数有効利用率を向上でき、従来のプ
リアンブルレス・モデムのような蓄積一括復調を行わな
いので、高速伝送においてもプリアンブルレスを実現出
来る方式を提供する。
同期バーストとデータバーストのそれぞれに対し独立に
変調を行う。変調された同期バースト波とデータバース
ト波は、時分割多重で送信するのではなく、これらを同
一周波数帯内にて同時伝送する。その際、データバース
ト波の中心周波数にフェードを発生させ、該フェード周
波数に同期バースト波を重畳する。受信側では、帯域通
過フィルタにより前記フェード周波数帯域の同期バース
ト波を抽出し、キャリア、クロックおよび同期バースト
の再生を行う。再生キャリアにより受信波に対して同期
検波を行い、該出力を判定帰還形等化器に通す。判定帰
還形等化器では、同期バースト波の除去と送信側のフェ
ードによる波形歪が除去が行われ、データバーストが再
生される。すなわちプリアンブルのみならずＴＤＭＡ制
御用ビットを含む同期バースト全ての時分割多重伝送を
不要とするので周波数有効利用率を向上でき、従来のプ
リアンブルレス・モデムのような蓄積一括復調を行わな
いので、高速伝送においてもプリアンブルレスを実現出
来る方式を提供する。
【００１０】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図１は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、
図２は本発明受信側の動作を説明するための図である。
る。図１は本発明の一実施例の構成を示すブロック図、
図２は本発明受信側の動作を説明するための図である。
【００１１】図１において、１０１は第１の変調器、１
０２は第２の変調器、１０３は中間周波数発振器、１０
４は遅延時間τの遅延素子、１０５は減算器、１０６は
加算器、１０７は送信器、１０８は受信機、１０９は複
素乗算器、１１０は帯域通過フィルタ、１１１はキャリ
ア再生器、１１２は復調器、１１３は判定帰還形等化器
である。
０２は第２の変調器、１０３は中間周波数発振器、１０
４は遅延時間τの遅延素子、１０５は減算器、１０６は
加算器、１０７は送信器、１０８は受信機、１０９は複
素乗算器、１１０は帯域通過フィルタ、１１１はキャリ
ア再生器、１１２は復調器、１１３は判定帰還形等化器
である。
【００１２】図１において、第１の変調器１０１と、第
２の変調器１０２は、それぞれ送信データバーストおよ
びプリアンブルを含む同期バーストを用いて中間周波帯
搬送波を変調する。この場合、中間周波帯搬送波として
は中間周波発振器１０３出力を共用する。第１の変調器
１０１と第２の変調器１０２の変調方式はＱＰＳＫある
いはＱＡＭのようなデジタル変調方式を用いるものとす
る。通常ＴＤＭＡ方式では同期バースト時間は、データ
バースト時間より短いが、本発明の送信側では、同期バ
ーストをデータバーストと同じ時間長に拡大してすなわ
ち時間伸長してから変調を行なっている。 このため、
本発明の同期バーストは、データバーストにくらべてい
ちぢるしく狭帯域となる。
２の変調器１０２は、それぞれ送信データバーストおよ
びプリアンブルを含む同期バーストを用いて中間周波帯
搬送波を変調する。この場合、中間周波帯搬送波として
は中間周波発振器１０３出力を共用する。第１の変調器
１０１と第２の変調器１０２の変調方式はＱＰＳＫある
いはＱＡＭのようなデジタル変調方式を用いるものとす
る。通常ＴＤＭＡ方式では同期バースト時間は、データ
バースト時間より短いが、本発明の送信側では、同期バ
ーストをデータバーストと同じ時間長に拡大してすなわ
ち時間伸長してから変調を行なっている。 このため、
本発明の同期バーストは、データバーストにくらべてい
ちぢるしく狭帯域となる。
【００１３】第１の変調器１０１の出力は２分岐され、
一方は減算器１０５に、他方は遅延素子１０４に入力さ
れる。この場合、減算器１０５出力において変調器１０
１からの変調波の中心周波数にフェードが発生する。こ
のフェードは、２波マルチパス伝搬で生じる周波数選択
性フェードと等価なものである。すなわち変調器１０１
から減算器１０５への信号経路は主波であり、変調器１
０１から遅延素子１０４を経由して減算器１０５への信
号経路は主波より時間τの遅れ波に該当する。
一方は減算器１０５に、他方は遅延素子１０４に入力さ
れる。この場合、減算器１０５出力において変調器１０
１からの変調波の中心周波数にフェードが発生する。こ
のフェードは、２波マルチパス伝搬で生じる周波数選択
性フェードと等価なものである。すなわち変調器１０１
から減算器１０５への信号経路は主波であり、変調器１
０１から遅延素子１０４を経由して減算器１０５への信
号経路は主波より時間τの遅れ波に該当する。
【００１４】変調器１０２からの変調波と減算器１０５
出力のフェードを受けた変調波とは加算器１０６により
合成される。これを送信器１０７により無線周波数帯に
変換し、送信する。
出力のフェードを受けた変調波とは加算器１０６により
合成される。これを送信器１０７により無線周波数帯に
変換し、送信する。
【００１５】次に図２をも参照して、受信側の動作を説
明する。図２において、図１と同一の参照番号を付した
ものは、図１と同一の構成要素を示す。また図２におい
て、２０６，２１１はその遅延時間が変調シンボル同期
（Ｔ）に等しい遅延素子、２０７，２１２は複素乗算
器、２０８，２１３は加算器である。
明する。図２において、図１と同一の参照番号を付した
ものは、図１と同一の構成要素を示す。また図２におい
て、２０６，２１１はその遅延時間が変調シンボル同期
（Ｔ）に等しい遅延素子、２０７，２１２は複素乗算
器、２０８，２１３は加算器である。
【００１６】なお、図２の減算器２１４に相当する構成
要素は図１には示されていないが、これは判定器１１３
ｃの入出力間の誤差信号を求めるための減算器である。
要素は図１には示されていないが、これは判定器１１３
ｃの入出力間の誤差信号を求めるための減算器である。
【００１７】送信波は図１受信側の受信機１０８により
受信され、中間周波数帯域に変換される。中間周波数帯
での受信波を図２の２０１に示す。２０１ｄはデータバ
ースト２０１ｂの変調スペクトラムであり、その中心周
波数付近は前記送信側フェード操作によりデータバース
トの信号電力が存在しない。中心周波数に位置する２０
１ｃは同期バースト２０１ａの変調スペクトラムであ
る。すでに述べたように同期バーストとデータバースト
の時間長を同一にして変調を行っているので、同期バー
スト２０１ａの各ビットはデータバースト２０１ｂのビ
ットより低速となり、２０１ｃのスペクトラムは２０１
ｄのデータバーストより狭帯域となる。従って、２０１
のスペクトラムにおいてデータバーストを希望波とした
場合には、同期バーストは狭帯域干渉波として扱える。
同期バーストを希望波とした場合には、同期バースト帯
域外にデータバーストが広帯域干渉波として存在するこ
とになる。
受信され、中間周波数帯域に変換される。中間周波数帯
での受信波を図２の２０１に示す。２０１ｄはデータバ
ースト２０１ｂの変調スペクトラムであり、その中心周
波数付近は前記送信側フェード操作によりデータバース
トの信号電力が存在しない。中心周波数に位置する２０
１ｃは同期バースト２０１ａの変調スペクトラムであ
る。すでに述べたように同期バーストとデータバースト
の時間長を同一にして変調を行っているので、同期バー
スト２０１ａの各ビットはデータバースト２０１ｂのビ
ットより低速となり、２０１ｃのスペクトラムは２０１
ｄのデータバーストより狭帯域となる。従って、２０１
のスペクトラムにおいてデータバーストを希望波とした
場合には、同期バーストは狭帯域干渉波として扱える。
同期バーストを希望波とした場合には、同期バースト帯
域外にデータバーストが広帯域干渉波として存在するこ
とになる。
【００１８】２０１ａにおいてＣＲはキャリア再生用の
プリアンブル、ＢＴＲはクロック再生用のプリアンブ
ル、ＵＷは同期信号、ＳＶは監視制御信号、ＳＤＣ，Ｓ
ＣＡ，ＳＣＳおよびＡＵＸは各種ＴＤＭＡ制御用ビット
である。
プリアンブル、ＢＴＲはクロック再生用のプリアンブ
ル、ＵＷは同期信号、ＳＶは監視制御信号、ＳＤＣ，Ｓ
ＣＡ，ＳＣＳおよびＡＵＸは各種ＴＤＭＡ制御用ビット
である。
【００１９】図２において、中間周波帯での受信波２０
１は２分岐され、それぞれ帯域通過フィルタ１１０と複
素乗算器１０９に入力される。帯域通過フィルタ１１０
の通過帯域は中心周波数の同期バーストスペクトラム２
０１ｃに設定されており、データバーストのスペクトラ
ム２０１ｄを抑圧する。従って帯域通過フィルタ１１０
出力では同期バースト２１５が抽出される。この同期バ
ーストはさらに２分岐され、一方はキャリア再生器１１
２に入力され、ここでキャリアの再生が行われる。帯域
通過フィルタ１１０出力の他方は復調器１１２に入力さ
れ、ここで再生キャリアを用いて同期バースト２１８が
復調される。ここではまた、同期バーストのＢＴＲビッ
トからクロック再生も行われる。
１は２分岐され、それぞれ帯域通過フィルタ１１０と複
素乗算器１０９に入力される。帯域通過フィルタ１１０
の通過帯域は中心周波数の同期バーストスペクトラム２
０１ｃに設定されており、データバーストのスペクトラ
ム２０１ｄを抑圧する。従って帯域通過フィルタ１１０
出力では同期バースト２１５が抽出される。この同期バ
ーストはさらに２分岐され、一方はキャリア再生器１１
２に入力され、ここでキャリアの再生が行われる。帯域
通過フィルタ１１０出力の他方は復調器１１２に入力さ
れ、ここで再生キャリアを用いて同期バースト２１８が
復調される。ここではまた、同期バーストのＢＴＲビッ
トからクロック再生も行われる。
【００２０】複素乗算器１０９にはキャリア再生器１１
１からの再生キャリアが乗ぜられ、同期バーストとデー
タバーストからなる中間周波帯受信波２０１に対して同
期検波が行われる。
１からの再生キャリアが乗ぜられ、同期バーストとデー
タバーストからなる中間周波帯受信波２０１に対して同
期検波が行われる。
【００２１】同期検波されたベースバンド帯の受信波は
判定帰還形等化器１１３に入力される。前方フィルタ１
１３ａは図２において２０６，２０７と２０８により記
載されているが、ここではタップ数が４の一例を示して
いる。３個の遅延素子２０６により４段のシフトレジス
タが構成されているが、各段を複素乗算器２０５側から
第１タップ、第２タップ、第３タップ、第４タップと定
義する。
判定帰還形等化器１１３に入力される。前方フィルタ１
１３ａは図２において２０６，２０７と２０８により記
載されているが、ここではタップ数が４の一例を示して
いる。３個の遅延素子２０６により４段のシフトレジス
タが構成されているが、各段を複素乗算器２０５側から
第１タップ、第２タップ、第３タップ、第４タップと定
義する。
【００２２】通常、判定帰還形等化器の前方フィルタの
基準タップは前方フィルタの最終タップ（図２では第４
タップ）に設定されるが、ここでは第１タップ目を基準
タップとする。その為、第１タップ目は複素乗算器２０
７を経由しないで、加算器２０８に入力されるものとす
る。このように第１タップ目を基準タップとすること
で、基準タップより時間的に後方に前方フィルタタップ
（図２の第２，第３，第４タップ）を用意できる。
基準タップは前方フィルタの最終タップ（図２では第４
タップ）に設定されるが、ここでは第１タップ目を基準
タップとする。その為、第１タップ目は複素乗算器２０
７を経由しないで、加算器２０８に入力されるものとす
る。このように第１タップ目を基準タップとすること
で、基準タップより時間的に後方に前方フィルタタップ
（図２の第２，第３，第４タップ）を用意できる。
【００２３】この判定帰還形等化器構成によると、マル
チパス歪と狭帯域干渉除去が判定帰還形等化器１１３単
体で実現出来る。前方フィルタ１１３ａはスペクトラム
２０１の中心周波数帯域にノッチフィルタ特性を示す。
これにより同期バーストスペクトラム２０１ｃは阻止さ
れ、前方フィルタ出力では図２の２１６に示すように同
期バーストが除去される。２１６のデータバースト・ス
ペクトラム中心周波数でのスペクトラム・ナル（ノッ
チ）は送信側の２波マルチパス処理によるものであり、
これによる波形歪（符号間干渉）は後方フィルタ１１３
ｄにより除去される。前方フィルタ１１３ａと後方フィ
ルタ１１３ｄの各タップ係数は、減算器２１４出力の判
定誤差信号を用いてＬＭＳアルゴリズムなどにより適応
修正される。
チパス歪と狭帯域干渉除去が判定帰還形等化器１１３単
体で実現出来る。前方フィルタ１１３ａはスペクトラム
２０１の中心周波数帯域にノッチフィルタ特性を示す。
これにより同期バーストスペクトラム２０１ｃは阻止さ
れ、前方フィルタ出力では図２の２１６に示すように同
期バーストが除去される。２１６のデータバースト・ス
ペクトラム中心周波数でのスペクトラム・ナル（ノッ
チ）は送信側の２波マルチパス処理によるものであり、
これによる波形歪（符号間干渉）は後方フィルタ１１３
ｄにより除去される。前方フィルタ１１３ａと後方フィ
ルタ１１３ｄの各タップ係数は、減算器２１４出力の判
定誤差信号を用いてＬＭＳアルゴリズムなどにより適応
修正される。
【００２４】上述したように本発明では、判定帰還形等
化器が適応等化と干渉除去を同時に行える機能を利用し
ている。この機能の理論的根拠は、“マルチパス伝搬路
における判定帰還形等化器によるＣＷ干渉波除去特性”
辻本一郎、電子通信情報学会１９９２年春季全国大会Ｂ
−４１８による。
化器が適応等化と干渉除去を同時に行える機能を利用し
ている。この機能の理論的根拠は、“マルチパス伝搬路
における判定帰還形等化器によるＣＷ干渉波除去特性”
辻本一郎、電子通信情報学会１９９２年春季全国大会Ｂ
−４１８による。
【００２５】上記判定帰還形等化器の動作により減算器
１１３ｂ出力に同期バースト干渉波とノッチにより波形
歪が除去されたデータバースト・スペクトラム２１７が
得られる。判定器１１３ｃはこれを判定し、ビット情報
としてのデータバースト２１９を出力する。
１１３ｂ出力に同期バースト干渉波とノッチにより波形
歪が除去されたデータバースト・スペクトラム２１７が
得られる。判定器１１３ｃはこれを判定し、ビット情報
としてのデータバースト２１９を出力する。
【００２６】
【発明の効果】本発明は以上説明したように、キャリア
とクロック再生用のプリアンブルのみならず各種ＴＤＭ
Ａ制御用バースト全てを含む同期バーストをデータフレ
ームから独立させ、データバーストの所用帯域内で並列
伝送を行っている。すなわち本方式は周波数の有効利用
率を飛躍的に向上させる効果を有する。
とクロック再生用のプリアンブルのみならず各種ＴＤＭ
Ａ制御用バースト全てを含む同期バーストをデータフレ
ームから独立させ、データバーストの所用帯域内で並列
伝送を行っている。すなわち本方式は周波数の有効利用
率を飛躍的に向上させる効果を有する。
【００２７】また本方式では、判定帰還形等化器は各情
報ビットに対して連続処理を行なうので、従来技術の蓄
積一括復調のような処理遅延が生じない。すなわち本方
式により高速データ伝送に対してもプリアンブルレス伝
送が可能となる効果がある。
報ビットに対して連続処理を行なうので、従来技術の蓄
積一括復調のような処理遅延が生じない。すなわち本方
式により高速データ伝送に対してもプリアンブルレス伝
送が可能となる効果がある。
【図１】本発明による一実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
【図２】本発明の受信側の動作を説明するための図であ
る。
る。
１０１，１０２ 変調器 １０３ 中間周波発振器 １０４ 遅延素子 １０５，２１４ 減算器 １０６ 加算器 １０７ 送信機 １０８ 受信機 １０９ 複素乗算器 １１０ 帯域通過フィルタ １１１ キャリア再生器 １１２ 復調器 １１３ 判定帰還型等化器
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年１月６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による一実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の受信側の動作を説明するための図であ
る。
る。
【図３】従来のプリアンブル・レスモデムの構成を示す
図である。
図である。
【符号の説明】 １０１，１０２ 変調器 １０３ 中間周波発振器 １０４ 遅延素子 １０５，２１４ 減算器 １０６ 加算器 １０７ 送信機 １０８ 受信機 １０９ 複素乗算器 １１０ 帯域通過フィルタ １１１ キャリア再生器 １１２ 復調器 １１３ 判定帰還型等化器
Claims (1)
- 【請求項１】 ＴＤＭＡ伝送の送信側において中間周波
ローカル発振器を用いて送信データバーストに変調を行
う手段と、該手段の変調波出力の中心周波数にフェード
を発生させる手段と、前記中間周波ローカル発振器を用
いて同期バーストに変調を行う手段と、該手段による変
調波と前記フェードを受けた変調波とを合成する手段
と、該手段の出力を送信器に通し搬送周波数帯に変換す
る手段と、受信側において受信機をもちいて受信波を中
間周波帯に変換する手段と、該手段の出力を帯域通過フ
ィルタに通す手段と、該手段の出力からキャリアを再生
する手段と、該キャリアを用いて前記帯域通過フィルタ
出力に対し復調を行い同期バーストを再生する手段と、
前記再生キャリアを用いて前記受信機出力に対して同期
検波を行う手段と、該手段による出力を判定帰還型等化
器に通し波形歪を除去する手段と、該出力から受信デー
タバーストを得る手段とを備えたことを特徴とするプリ
アンブルレス・モデム。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4222712A JP2720721B2 (ja) | 1992-08-21 | 1992-08-21 | 変復調装置 |
| EP93113274A EP0584724B1 (en) | 1992-08-21 | 1993-08-19 | Parallel transmission of TDMA sync and data bursts by artificial frequency selective fade and decision feedback equalization |
| DE69329634T DE69329634T2 (de) | 1992-08-21 | 1993-08-19 | Parallele Übertragung von TDMA Synchronisations- und Datenbursts durch künstliches selektives Fading und Entzerrung mit Entscheidungsrückkoppelung |
| US08/109,681 US5367536A (en) | 1992-08-21 | 1993-08-20 | Parallel transmission of TDMA sync and data bursts by artificial frequency selective fade and decision feedback equalization |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4222712A JP2720721B2 (ja) | 1992-08-21 | 1992-08-21 | 変復調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0823360A true JPH0823360A (ja) | 1996-01-23 |
| JP2720721B2 JP2720721B2 (ja) | 1998-03-04 |
Family
ID=16786729
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4222712A Expired - Fee Related JP2720721B2 (ja) | 1992-08-21 | 1992-08-21 | 変復調装置 |
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| JP (1) | JP2720721B2 (ja) |
| DE (1) | DE69329634T2 (ja) |
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1992
- 1992-08-21 JP JP4222712A patent/JP2720721B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1993
- 1993-08-19 EP EP93113274A patent/EP0584724B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-08-19 DE DE69329634T patent/DE69329634T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-08-20 US US08/109,681 patent/US5367536A/en not_active Expired - Fee Related
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| EP0584724A3 (en) | 1996-06-05 |
| EP0584724B1 (en) | 2000-11-08 |
| US5367536A (en) | 1994-11-22 |
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| EP0584724A2 (en) | 1994-03-02 |
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