JPH08219768A - 測距信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ＰＳＤからの出力電流を信号処理して距離情
報を得る際、Ｓ／Ｎ比を改善し測距精度を向上させ、か
つ回路規模を削減する測距信号処理装置を得る。 【構成】 ＰＳＤ１から出力される第１と第２の電流成
分の分流比に誤差が生じないようにＰＳＤ１のインピー
ダンスに対して入力インピーダンスを十分低い値にする
第１と第２のインピーダンス変換回路１４Ａと１４Ｂ、
インピーダンス変換回路の出力端子に接続されて入力電
流を増幅するカレントミラー回路でなる第１と第２の電
流増幅回路１８Ａと１８Ｂ、インピーダンス変換回路の
各出力を交互に低インピーダンスのアースラインに短絡
して電流増幅回路１８Ａと１８Ｂを時系列に交互にオン
オフ制御する第１と第２のスイッチ２１Ａと２１Ｂ、電
流増幅回路の出力電流を電圧に変換する電流電圧変換回
路２２を備え、この電流電圧変換回路２２の出力に基づ
き距離情報を求める。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、受光素子として、測
距対象の被写体に向けた赤外光の照射に基づき該被写体
で反射され受光レンズを介して入射される入射光に基づ
いて被写体の距離に応じた信号を得る半導体位置検出素
子を使用し、その出力信号を処理するための測距信号処
理装置に関するもので、特に、コンパクトカメラ等に使
用されるアクティブ方式の距離測定装置に適用して好適
なものである。

【０００２】

【従来の技術】図４は従来の測距信号処理装置のブロッ
ク図である。図４において、１は測距対象の被写体に向
けた赤外光の照射に基づき該被写体で反射され受光レン
ズを介して入射される被写体の距離に応じた入射光の位
置によってそれぞれの電極までの抵抗値に逆比例するよ
うな相互電流比を有する第１と第２の電流出力を得る半
導体位置検出素子（Position Sensitive Device 、以
下、ＰＳＤと略す）、２Ａと２Ｂはそれぞれ上記ＰＳＤ
の第１と第２の電流出力端子に接続されて出力電流を電
圧に変換する一対の電流電圧変換回路を示し、第１の電
流電圧変換回路２Ａは、反転入力端子がＰＳＤ１の第１
の電流出力端子に接続されると共に非反転入力端子が基
準電圧を発生する基準電源５に接続され、かつ出力端子
と上記反転入力端子間に電流電圧変換用抵抗３Ａが接続
された第１の電流電圧変換用オペレーショナルアンプ４
Ａを備え、同様に、第２の電流電圧変換回路２Ｂは、反
転入力端子がＰＳＤ１の第２の電流出力端子に接続され
ると共に非反転入力端子が基準電圧を発生する基準電源
５に接続され、かつ出力端子と上記反転入力端子間に電
流電圧変換用抵抗３Ｂが接続された第２の電流電圧変換
用オペレーショナルアンプ４Ｂを備えている。

【０００３】また、６Ａ、６Ｂはそれぞれ上記第１と第
２の電流電圧変換回路２Ａ、２Ｂの出力端子に接続され
た第１と第２の結合コンデンサ、７Ａ、７Ｂはそれぞれ
上記第１と第２の結合コンデンサ６Ａと６Ｂを介して入
力される上記第１と第２の電流電圧変換回路２Ａ、２Ｂ
からの出力を増幅する第１と第２の増幅回路を示し、第
１の増幅回路７Ａは、反転入力端子が上記第１の結合コ
ンデンサ６Ａを介して上記第１の電流電圧変換回路２Ａ
の出力端子に接続された第１のゲイン設定用抵抗８Ａに
接続され、非反転入力端子が上記基準電源５に接続され
たオフセット補正用抵抗９Ａに接続され、かつ出力端子
と上記反転入力端子間に第２のゲイン設定用抵抗１０Ａ
が接続された増幅回路用オペレーショナルアンプ１１Ａ
を備え、同様に、第２の増幅回路７Ｂは、反転入力端子
が上記第２の結合コンデンサ６Ｂを介して上記第２の電
流電圧変換回路２Ｂの出力端子に接続された第１のゲイ
ン設定用抵抗８Ｂに接続され、非反転入力端子が上記基
準電源５に接続されたオフセット補正用抵抗９Ｂに接続
され、かつ出力端子と上記反転入力端子間に第２のゲイ
ン設定用抵抗１０Ｂが接続された増幅回路用オペレーシ
ョナルアンプ１１Ｂを備えており、上記第１と第２の増
幅回路７Ａ及び７Ｂの出力は、所定の演算やＡ／Ｄ変換
等を行う信号処理回路１２に入力され、この信号処理回
路１２により距離情報が求められて距離情報出力端子１
３より出力される。

【０００４】次に上記構成に係る動作について説明す
る。測距を行うには、まず、図示しない赤外光投光部よ
り、図示しない被写体に向けて赤外光を予め決められた
周期で断続的に照射する。その赤外光は、上記被写体で
反射され、さらに図示しない受光レンズを介してＰＳＤ
１で受光される。このＰＳＤ１には、測距のための赤外
光の他に、例えば太陽光に含まれる赤外光等も定常的に
入射している。従って、上記受光レンズを介して入射さ
れる被写体の距離に応じた入射光の位置によってＰＳＤ
１のそれぞれの電極までの抵抗値に逆比例するような相
互電流比を有する第１と第２の電流成分には、上記定常
的に入射している赤外光によって発生する定常光電流に
上記測距のための赤外光により発生する信号光電流が加
算されたものとなっている。

【０００５】この第１と第２の電流成分は、第１の第２
の電流電圧変換回路２Ａと２Ｂにそれぞれ流入し、電圧
に変換される。この時、上記測距のための赤外光により
発生する信号光電流の大きさは、最小時には数百ｐＡか
ら数ｎＡ程度まで低下する。従って、上記第１と第２の
電流電圧変換回路２Ａと２Ｂの電流電圧変換用抵抗３Ａ
と３Ｂの値は、一般的には数十ｋΩから数百ｋΩの物が
使用される。

【０００６】このようにして、上記ＰＳＤ１で発生する
電流成分は電圧に変換されるが、上記のようにその電圧
には、当然定常光電流に相当する電圧も含まれている。
そこで、信号光電流に相当する電圧のみを次段に伝達す
るために、第１と第２の結合コンデンサ６Ａと６Ｂが使
用される。すなわち、これら結合コンデンサ６Ａと６Ｂ
は、上記のように予め決められた周期で断続的に入力さ
れる信号光電流に相当する電圧のみを、スルーさせるよ
うな定数設定になっている。

【０００７】ところで、この信号光電流に相当する電圧
の大きさは、上記のように電流電圧変換用抵抗として数
十ｋΩから数百ｋΩの物を使用したとしても、なお数ｍ
Ｖ以下まで低下することは明らかである。従って、一般
的には数倍から数百倍のゲインをかけないと次の信号処
理ができないことになるが、この役目を果たすのが、第
１と第２の増幅回路７Ａと７Ｂである。これら第１と第
２の増幅回路７Ａと７Ｂの増幅率は、第１のゲイン設定
用抵抗８Ａと８Ｂに対する第２のゲイン設定用抵抗１０
Ａと１０Ｂの比率によってそれぞれ決定されることは説
明するまでもないが、上記のように数倍から数百倍のゲ
インをかけるため、特に上記第２のゲイン設定用抵抗１
０Ａと１０Ｂの大きさは、数十ｋΩから数百ｋΩになる
ことは、容易に予測できる。

【０００８】このようにして増幅されたそれぞれの信号
は、信号処理回路１２に入力され、積分、演算、Ａ／Ｄ
変換等の処理をした後、距離情報出力端子１３より出力
される。なお、信号処理回路の具体的な回路構成及び動
作等は、本発明の基本構成とは無関係であるため、詳細
な説明は省略する。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】従来の測距信号処理装
置は上記のように構成されているため、次に示す様な問
題点がある。第１の問題点として、電流電圧変換用抵抗
３Ａと３Ｂとして高抵抗を使用するために、抵抗自身で
発生するノイズ（主に熱雑音）が比較的大きくなり、ま
た、同様に、高抵抗を使用するために、誘導等の外乱に
対して弱くなることが上げられる。これらのことは、上
記のように、信号光電流に相当する電圧の大きさが数ｍ
Ｖ以下まで低下した場合、Ｓ／Ｎ比の悪化につながる。
なお、同様のことが、当然増幅回路を構成するゲイン設
定用の高抵抗８Ａと８Ｂ及び１０Ａと１０Ｂにも当ては
まる。

【００１０】また、第２の問題点は、先ず、第１と第２
の電流電圧変換回路２Ａと２Ｂにより電流電圧変換をし
た後、次に第１と第２の増幅回路７Ａと７Ｂにより増幅
するという構成にある。すなわち、上述したように、ど
ちらの回路も高抵抗を使用しなければならないという事
情も含め、先ず、第１と第２の電流電圧変換回路２Ａと
２ＢでＳ／Ｎ比が悪化し、さらに、第１と第２の増幅回
路７Ａと７ＢでもＳ／Ｎ比が悪化するという構成になっ
ている。

【００１１】さらに、別の問題点としては、ＰＳＤ１の
それぞれの出力端子に対して、それぞれ第１と第２の電
流電圧変換回路２Ａと２Ｂ及び第１と第２の増幅回路７
Ａと７Ｂを設けていることが上げられる。これは、回路
規模の増加になるのは明らかであるが、さらにそれぞれ
の電流電圧変換回路間あるいはそれぞれの増幅回路間の
ばらつき、例えばそれぞれの抵抗値のばらつきやオペレ
ーショナルアンプのオフセットのばらつき等が精度に対
して大きく影響する。この影響を軽減するためには、当
然何らかの調整手段が必要となるが、それも回路規模の
増加や調整コストの増加につながるという問題点があっ
た。

【００１２】この発明は上述した従来例に係る問題点を
解消するためになされたもので、Ｓ／Ｎ比を改善し測距
精度を向上させることができると共に、回路規模を削減
することができる測距信号処理装置を得ることを目的と
する。

【００１３】

【課題を解決するための手段】この発明に係る測距信号
処理装置は、半導体位置検出素子から出力される第１と
第２の出力電流を信号処理して距離情報を得る信号処理
回路を備えた測距信号処理装置において、上記半導体位
置検出素子の第１と第２の電流出力端子にそれぞれ接続
されて第１と第２の電流出力端子から出力される第１と
第２の電流成分の分流比に誤差が生じないように該半導
体位置検出素子のインピーダンスに対して入力インピー
ダンスを充分小さな値にする第１と第２のインピーダン
ス変換回路と、第１と第２のインピーダンス変換回路を
介して入力される上記半導体位置検出素子から出力され
る第１と第２の出力電流をそれぞれ増幅する第１と第２
の電流増幅回路と、上記第１と第２のインピーダンス変
換回路の出力をそれぞれ低インピーダンスに短絡して上
記第１と第２の電流増幅回路の出力をそれぞれ時系列に
交互にオンオフ制御する第１と第２のスイッチング手段
と、上記第１と第２の電流増幅回路の出力端子に接続さ
れて上記第１と第２のスイッチング手段によるオンオフ
タイミングに応じて出力される第１または第２の電流増
幅出力を電圧変換して上記信号処理回路を与える電流電
圧変換回路とを備えたことを特徴とするものである。

【００１４】また、上記第１と第２の電流増幅回路を、
入出力電流の比例係数を変更によって電流増幅が可能な
カレントミラー回路で構成したことを特徴とするもので
ある。

【００１５】また、上記カレントミラー回路として、第
１のトランジスタと、エミッタ面積が上記第１のトラン
ジスタのエミッタ面積より大きく設定された第２のトラ
ンジスタとを備え、エミッタ面積の比率に基づいて電流
増幅を行うことを特徴とするものである。

【００１６】また、上記カレントミラー回路として、エ
ミッタ抵抗を有する第１のトランジスタと第２のトラン
ジスタとを備え、エミッタ抵抗の比率に基づいて電流増
幅を行うことを特徴とするものである。

【００１７】さらに、上記第１と第２の電流増幅回路と
して、電流増幅特性を有するトランジスタで構成したこ
とを特徴とするものである。

【００１８】

【作用】この発明に係る測距信号処理装置においては、
電流電圧変換回路の前段に第１と第２の電流増幅回路を
設けているため、電流電圧変換用抵抗として高抵抗のも
のを使用する必要が無くなり、また、電流電圧変換回路
の後段に増幅回路を設ける必要がないので、Ｓ／Ｎ比が
向上し、さらに、第１と第２のスイッチング手段によ
り、第１と第２の電流増幅回路の出力を時系列的に交互
にオンオフ制御することにより、電流電圧変換回路以降
を一系列化することができるため、回路規模が削減でき
るとともに、各回路間のばらつきの問題が解消でき、測
距精度を向上させる。

【００１９】また、上記第１と第２の電流増幅回路を、
入出力電流の比例係数を変更によって電流増幅が可能な
カレントミラー回路で構成することにより、電流増幅が
可能で、かつ第１と第２のスイッチング手段により、第
１と第２の電流増幅回路の出力を時系列的に交互にオン
オフ制御してその出力電流を電流電圧変換回路に流入さ
せたり遮断させたりする機能を簡易な構成で得ることを
可能にする。

【００２０】また、上記カレントミラー回路として、第
１のトランジスタと、エミッタ面積が上記第１のトラン
ジスタのエミッタ面積より大きく設定された第２のトラ
ンジスタとを備えることにより、エミッタ面積の比率に
基づいて電流増幅を可能にする。

【００２１】また、上記カレントミラー回路として、エ
ミッタ抵抗を有する第１のトランジスタと第２のトラン
ジスタとを備えることにより、エミッタ抵抗の比率に基
づいて電流増幅を行うことを可能にする。

【００２２】さらに、上記第１と第２の電流増幅回路と
して、電流増幅特性を有するトランジスタで構成するこ
とにより、少ない回路規模で大きな増幅率が得られる。

【００２３】

【実施例】

実施例１．図１はこの発明の実施例１に係る測距信号処
理装置を示す回路図である。図１において、１は測距対
象の被写体に向けた赤外光の照射に基づき該被写体で反
射され受光レンズを介して入射される被写体の距離に応
じた入射光の位置によってそれぞれの電極までの抵抗値
に逆比例するような相互電流比を有する第１と第２の電
流出力を得るＰＳＤ（半導体位置検出素子、：Position
Sensitive Device ）、１４Ａと１４Ｂは上記ＰＳＤ１
の第１と第２の電流出力端子から出力される第１と第２
の電流成分の分流比に誤差が生じないようにＰＳＤ１の
インピーダンスに対して入力インピーダンスを十分低い
値にする第１と第２のインピーダンス変換回路で、それ
ぞれ反転入力端子が上記ＰＳＤ１の第１と第２の電流出
力端子に接続されると共に非反転入力端子がＰＳＤ出力
端子用基準電源（基準電圧Ｖａ）１７に接続された第１
と第２のインピーダンス変換回路用オペレーショナルア
ンプ１５Ａと１５Ｂ及びそれぞれエミッタが上記オペレ
ーショナルアンプ１５Ａと１５Ｂの反転入力端子に接続
されると共にベースが該オペレーショナルアンプ１５Ａ
と１５Ｂの出力端子に接続された第１と第２のＰＮＰト
ランジスタ１６Ａと１６Ｂを備えている。

【００２４】また、１８Ａと１８Ｂはそれぞれ上記イン
ピーダンス変換回路１４Ａと１４Ｂの出力端子に接続さ
れて入力電流を増幅する第１と第２の電流増幅回路を示
し、それぞれ上記第１と第２のＰＮＰトランジスタ１６
Ａと１６Ｂのコレクタにコレクタが接続されると共にエ
ミッタがアースに接続され、かつコレクタとベース間が
短絡された第１のＮＰＮトランジスタ１９Ａと１９Ｂ及
びこれら第１のＮＰＮトランジスタ１９Ａと１９Ｂにベ
ース及びエミッタが共通接続された第２のＮＰＮトラン
ジスタ２０Ａと２０Ｂを有するカレントミラー回路で構
成されている。なお、この実施例１において、上記第２
のＮＰＮトランジスタ２０Ａと２０Ｂのエミッタ面積は
第１のＮＰＮトランジスタ１９Ａと１９Ｂのエミッタ面
積より大きく設定されている。また、２１Ａと２１Ｂは
それぞれ上記第１のＮＰＮトランジスタ１９Ａと１９Ｂ
のコレクタ−エミッタ間に設けられた第１と第２のスイ
ッチで、それぞれ上記インピーダンス変換回路１４Ａと
１４Ｂの各出力を低インピーダンスのアースラインに短
絡して電流増幅回路１８Ａと１８Ｂをオフにするように
なされている。

【００２５】さらに、２２は上記電流増幅回路１８Ａと
１８Ｂの出力電流を電圧に変換する電流電圧変換回路を
示し、反転入力端子が電流増幅回路１８Ａと１８Ｂの出
力端子に接続されると共に非反転入力端子が基準電圧Ｖ
ｓを発生する基準電源２５に接続され、かつ出力端子と
上記反転入力端子間に電流電圧変換用抵抗２３が接続さ
れた電流電圧変換用オペレーショナルアンプ２４を備え
ており、この電流電圧変換回路２２の出力は結合コンデ
ンサ２６を介して所定の演算やＡ／Ｄ変換等を行う信号
処理回路１２に入力され、この信号処理回路１２により
距離情報が求められて距離情報出力端子１３より出力さ
れるようになされている。

【００２６】次に上記構成に係る動作について説明す
る。まず、ＰＳＤ１からの第１と第２の出力電流は、そ
れぞれインピーダンス変換回路１４Ａと１４Ｂに入力さ
れる。このインピーダンス変換回路１４Ａと１４Ｂの役
割について説明すると、上記ＰＳＤ１は、その表面に高
抵抗層が形成されており、そこに入射する光の位置によ
り、その高抵抗を抵抗分割したのと等価の割合で発生し
た光起電流が分流し、出力端子より出力される素子であ
る。従って、ＰＳＤ１の出力端子に接続される回路は、
ＰＳＤ１の抵抗値に対して充分入力インピーダンスを低
くしておかないと、その分流比に誤差を生じる。つま
り、インピーダンス変換回路１４Ａと１４Ｂは、ＰＳＤ
１の出力端子を低インピーダンスで受けるための回路で
あり、ＰＳＤ１から出力される第１と第２の出力電流の
分流比に誤差が生じないようになされている。

【００２７】その後、上記各インピーダンス変換回路１
４Ａと１４Ｂを介して出力されたＰＳＤ１の出力電流
は、カレントミラー回路でなる増幅回路１８Ａと１８Ｂ
によりそれぞれ増幅される。ここで、カレントミラー回
路を構成する第２のＮＰＮトランジスタ２０Ａと２０Ｂ
のエミッタ面積はそれぞれ第１のＮＰＮトランジスタ１
９Ａと１９Ｂのエミッタ面積に比べ大きくなっており、
それぞれのカレントミラー回路に入力される電流は、上
記エミッタ面積の比率に基づいて増幅され、出力される
ことになる。この出力電流は、上記従来例と全く同様の
電流電圧変換回路２２にそれぞれ入力されることにな
り、従来例と同様の処理がなされるが、ここで注意すべ
き点は、上記カレントミラー回路の作用によりＰＳＤ１
の出力電流を増幅しているため、電流電圧変換用抵抗２
３としては、従来例のような高抵抗を使用する必要がな
いことと、同様に、ＰＳＤ１の出力電流を増幅している
ため、従来例において電流電圧変換回路の次段に接続し
ていた増幅回路が不要になることである。

【００２８】次に、上記第１のＮＰＮトランジスタ１９
Ａと１９Ｂのコレクタ−エミッタ間に設けた第１と第２
のスイッチ２１Ａと２１Ｂの役割を中心に説明する。上
記インピーダンス変換回路１４Ａと１４Ｂからそれぞれ
出力されるＰＳＤ１の出力電流は、上記第１と第２のス
イッチ２１Ａと２１Ｂがオフの時はカレントミラー回路
に流入し、他方、オンしている時は、カレントミラー回
路がオフして、アースラインＧＮＤへ放出される。ここ
で、特筆すべき点は、電流増幅回路、すなわち、カレン
トミラー回路がオフしていても、ＰＳＤ１の出力端子を
低インピーダンスで受ける状態が保たれていることであ
る。つまり、ＰＳＤ１の出力端子には何の影響も与える
ことなく、その出力電流を電流電圧変換回路２２に流入
させたり遮断したりすることができることである。

【００２９】さらに、上記第１と第２のスイッチ２１Ａ
と２１Ｂのオンオフのタイミングは、当然任意に設定で
きるため、例えば第１のスイッチ２１Ａがオンしている
時は、第２のスイッチ２１Ｂはオフしており、逆に、第
２のスイッチ２１Ｂがオンしている時は、第１のスイッ
チ２１Ａはオフしていると言うように、それぞれのスイ
ッチを時系列的に交互にオン、オフ制御すれば、電流電
圧変換回路２２以降には、片方のＰＳＤ１の出力端子の
信号しか入力されないため、一系列の回路で信号処理で
きることになる。

【００３０】実施例２．上述した実施例１の回路図で
は、電流増幅回路１８Ａと１８Ｂとしてのカレントミラ
ー回路を構成する第１と第２のＮＰＮトランジスタ１９
Ａと２０Ａ及び１９Ｂと２０Ｂのエミッタ面積の比率に
基づいて電流を増幅する方法について説明したが、例え
ば図２に示すように、第１と第２のＮＰＮトランジスタ
１９Ａと２０Ａのエミッタ端子とアース間に、第１と第
２のエミッタ抵抗２７Ａと２８Ａを挿入し、それらの抵
抗値を適当に設定することによっても、同様の効果を得
られることは説明するまでもない。また、当然、エミッ
タ面積の変更と抵抗値の設定を組み合わせてもよい。

【００３１】実施例３．次に、図３は実施例３に係る測
距信号処理装置を示す回路図である。図３において、図
１に示す実施例１と同一部分は同一符号を示し、その説
明は省略する。図３に示す構成において、実施例１の回
路と異なる点は、電流増幅回路を、実施例１のカレント
ミラー回路に対し、第１と第２の電流増幅用ＮＰＮトラ
ンジスタ２９Ａと２９Ｂで構成した点である。すなわ
ち、インピーダンス変換回路１４Ａと１４Ｂを構成する
第１と第２のＰＮＰトランジスタ１６Ａと１６Ｂのコレ
クタ端子は、第１と第２の電流増幅用ＮＰＮトランジス
タ２９Ａと２９Ｂのベース端子に接続され、上記第１と
第２の電流増幅用ＮＰＮトランジスタ２９Ａと２９Ｂの
コレクタ端子は、電流電圧変換回路２２の反転入力端子
に接続され、かつそれらのエミッタ端子はアースに接続
されている。

【００３２】このように構成された実施例３の回路によ
る動作が上述した実施例１の回路動作と異なるのは、説
明するまでもなく、ＰＳＤ１の出力電流をカレントミラ
ー回路により増幅していたものを、トランジスタの電流
増幅特性を利用して増幅していることである。一般的
に、ＮＰＮトランジスタの電流増幅率は、百倍程度であ
るため、カレントミラー回路を使用するよりも、少ない
回路規模で大きな増幅率が得られると言う利点がある。

【００３３】

【発明の効果】以上のように、この発明によれば、電流
電圧変換回路の前段に第１と第２の電流増幅回路を設け
ているため、電流電圧変換用抵抗として高抵抗のものを
使用する必要が無くなり、また、電流電圧変換回路の後
段に増幅回路を設ける必要がないので、Ｓ／Ｎ比が向上
し、さらに、第１と第２のスイッチング手段により、第
１と第２の電流増幅回路の出力を時系列的に交互にオン
オフ制御することにより、電流電圧変換回路以降を一系
列化することができるため、回路規模が削減できるとと
もに、各回路間のばらつきの問題が解消でき、測距精度
を向上させることができるという効果がある。

【００３４】また、上記第１と第２の電流増幅回路を、
入出力電流の比例係数を変更によって電流増幅が可能な
カレントミラー回路で構成することにより、電流増幅が
可能で、かつ第１と第２のスイッチング手段により、第
１と第２の電流増幅回路の出力を時系列的に交互にオン
オフ制御してその出力電流を電流電圧変換回路に流入さ
せたり遮断させたりする機能を簡易な構成で得ることが
できるという効果がある。

【００３５】また、上記カレントミラー回路として、第
１のトランジスタと、エミッタ面積が上記第１のトラン
ジスタのエミッタ面積より大きく設定された第２のトラ
ンジスタとを備えることにより、エミッタ面積の比率に
基づいて電流増幅を行うことができるという効果があ
る。

【００３６】また、上記カレントミラー回路として、エ
ミッタ抵抗を有する第１のトランジスタと第２のトラン
ジスタとを備えることにより、エミッタ抵抗の比率に基
づいて電流増幅を行うことができるという効果がある。

【００３７】さらに、上記第１と第２の電流増幅回路と
して、電流増幅特性を有するトランジスタで構成するこ
とにより、少ない回路規模で大きな増幅率が得られると
いう効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施例１に係る測距信号処理装置
を示す回路図である。

【図２】 この発明の実施例２に係る測距信号処理装置
を説明するもので、図１に示すカレントミラー回路の変
形例を示す結線図である。

【図３】 この発明の実施例３に係る測距信号処理装置
を示す回路図である。

【図４】 従来の測距信号処理装置を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

１ 半導体位置検出素子（ＰＳＤ）、１２ 信号処理回
路、１４Ａ 第１のインピーダンス変換回路、１４Ｂ
第２のインピーダンス変換回路、１８Ａ 第１の電流増
幅回路、１８Ｂ 第２の電流増幅回路、１９Ａ、１９Ｂ
第１のＮＰＮトランジスタ、２０Ａ、２０Ｂ 第２の
ＮＰＮトランジスタ、２１Ａ 第１のスイッチ、２１Ｂ
第２のスイッチ、２２ 電流電圧変換回路、２７Ａ
第１のエミッタ抵抗、２８Ａ 第２のエミッタ抵抗、２
９Ａ 第１の電流増幅用ＮＰＮトランジスタ、２９Ｂ
第２の電流増幅用ＮＰＮトランジスタ。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 半導体位置検出素子から出力される第１
   と第２の出力電流を信号処理して距離情報を得る信号処
   理回路を備えた測距信号処理装置において、上記半導体
   位置検出素子の第１と第２の電流出力端子にそれぞれ接
   続されて第１と第２の電流出力端子から出力される第１
   と第２の電流成分の分流比に誤差が生じないように該半
   導体位置検出素子のインピーダンスに対して入力インピ
   ーダンスを充分小さな値にする第１と第２のインピーダ
   ンス変換回路と、第１と第２のインピーダンス変換回路
   を介して入力される上記半導体位置検出素子から出力さ
   れる第１と第２の出力電流をそれぞれ増幅する第１と第
   ２の電流増幅回路と、上記第１と第２のインピーダンス
   変換回路の出力をそれぞれ低インピーダンスに短絡して
   上記第１と第２の電流増幅回路の出力をそれぞれ時系列
   に交互にオンオフ制御する第１と第２のスイッチング手
   段と、上記第１と第２の電流増幅回路の出力端子に接続
   されて上記第１と第２のスイッチング手段によるオンオ
   フタイミングに応じて出力される第１または第２の電流
   増幅出力を電圧変換して上記信号処理回路を与える電流
   電圧変換回路とを備えたことを特徴とする測距信号処理
   装置。
2. 【請求項２】 上記第１と第２の電流増幅回路は、入出
   力電流の比例係数を変更によって電流増幅が可能なカレ
   ントミラー回路でなることを特徴とする請求項１記載の
   測距信号処理装置。
3. 【請求項３】 上記カレントミラー回路は、第１のトラ
   ンジスタと、エミッタ面積が上記第１のトランジスタの
   エミッタ面積より大きく設定された第２のトランジスタ
   とを備え、エミッタ面積の比率に基づいて電流増幅を行
   うことを特徴とする請求項２記載の測距信号処理装置。
4. 【請求項４】 上記カレントミラー回路は、エミッタ抵
   抗を有する第１のトランジスタと第２のトランジスタと
   を備え、エミッタ抵抗の比率に基づいて電流増幅を行う
   ことを特徴とする請求項２または３記載の測距信号処理
   装置。
5. 【請求項５】 上記第１と第２の電流増幅回路は、電流
   増幅特性を有するトランジスタでなることを特徴とする
   請求項１記載の測距信号処理装置。