JPH08214266A - テレビジョン回路および周波数変換回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 性能を落とすことなく、第２世代ＥＤＴＶデ
コーダなどの回路規模を小さくし、さらに、それに用い
る周波数変換回路の回路規模を小さくする。 【構成】 第２世代ＥＤＴＶ方式の主画部信号Ｖｓか
ら、カットオフ周波数（ｆl）を第１の画像信号（Ｈ
Ｈ’）のカットオフ周波数（約２ＭＨｚ）とほぼ等しく
設定した複素フィルタ手段により第１の画像信号（Ｈ
Ｈ’）を分離して複素信号化し、複素変調手段により該
複素フィルタ手段の出力で副搬送波（μ0）を変調して
第３の画像信号（ＨＨ）とする。一方、入力した主画部
信号Ｖｓから、前記複素フィルタ手段の出力（ＨＨ’）
を減じて、第２の画像信号（ＹＬ＋ＹＭ＋Ｃ）を得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン回路および
周波数変換回路に関し、特に第２世代ＥＤＴＶ方式の回
路などに用いて好適なテレビジョン回路および周波数変
換回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】現行テレビジョン方式と両立性を保ちな
がらワイド化と高画質化を実現する第２世代ＥＤＴＶ方
式の実用化が進められている。この方式では、主画部と
呼ばれる画面中央部に水平補強信号（ＨＨ）を多重する
などして高画質化を実現する。

【０００３】水平補強信号（ＨＨ）はもともと４．２〜
約６ＭＨｚの輝度信号成分であり、図１（ａ）に示すよ
うにエンコーダ側にて副搬送波μ0（＝１６ｆsc／７。
ただし、ｆscは色副搬送波＝３．５８ＭＨｚ）を変調し
て約２〜４．２ＭＨｚの成分（ＨＨ’）としたのち、同
図（ｂ）に示すように輝度信号Ｙ（ただし、０〜２ＭＨ
ｚ成分はＹＬ、２〜４．２ＭＨｚ成分はＹＭと記す）お
よび変調色信号Ｃと時間−垂直周波数（ｆ−ν）領域に
て多重して伝送される。

【０００４】エンコーダにおけるＨＨ変調をディジタル
回路にて実現する際に、標本化周波数（ｆs）を４ｆsc
（＝１４．３２ＭＨｚ）として単純な変調処理を行う
と、上側帯波の折返しの一部が変調後のＨＨ’と重な
り、混変調妨害が生じる。

【０００５】これを避けるための手法として、複素信号
処理を用いた変調技術が提案されている（参考文献：大
西ほか；“ＥＤＴＶの高精細情報多重における周波数変
換の一検討”，昭和６３年信学秋全大予稿，Ｄ−９
９）。この技術は、複素フィルタと呼ばれる一対のフィ
ルタを用いて、入力信号を一旦複素信号化したのちに周
波数変換するものである。なお、この技術は、エンコー
ダにおける変調だけでなく、デコーダにおける復調にも
適用できるのは明らかである。

【０００６】図２に、一般的なデコーダ構成に上記の複
素変調技術を適用した構成図を示す。同図において、第
２世代ＥＤＴＶ方式の主画部信号を入力信号Ｖｓとし、
時間−垂直周波数（ｆ−ν）分離回路２にて、図１
（ｂ）に示した周波数成分を持つ水平補強信号ＨＨ’お
よび色信号Ｃを分離する。ＨＨ’およびＣは、水平バン
ドパスフィルタ（ＢＰＦ）３および４により、それぞれ
の伝送帯域である水平約２〜４．２ＭＨｚに帯域制限す
る。帯域制限したＨＨ’は、前記文献記載の複素フィル
タ７および複素変調回路１０を用いて復調したのち、水
平ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）１４を介して４．２〜約
６ＭＨｚのＨＨ成分を抽出し、出力する。一方、入力信
号Ｖｓに対して遅延回路１によりｆ−ν分離回路２の遅
延等価を行ったのち、Ｖｓ＝ＹＬ＋ＹＭ＋Ｃ＋ＨＨ’の
関係に基づき、減算器５を用いてＶｓからＢＰＦ３の出
力ＨＨ’を減じて（ＹＬ＋ＹＭ＋Ｃ）としたのち、さら
に減算器６を用いてＢＰＦ４の出力Ｃを減じ、輝度信号
（ＹＬ＋ＹＭ）を得る。

【０００７】複素フィルタ７は、実部フィルタ８および
虚部フィルタ９から成り、入力されたＨＨ’信号を信号
Ｒｅと信号Ｉｍから成る複素信号に変換する。これらの
フィルタの動作を、図３に示す。同図において、（ｂ）
実部フィルタ、および（ｃ）虚部フィルタの特性は、
（ａ）元フィルタの特性を−ｆs／４（＝−ｆsc）だけ
周波数シフトものであり、（ａ）のカットオフ周波数
（利得が６ｄＢ減衰する周波数）をｆcとすると、
（ｂ）および（ｃ）のカットオフ周波数は、ｆl＝ｆsc
−ｆc、ｆu＝ｆsc＋ｆcの関係になる。なお、（ｂ）で
は位相がシフトしないため信号Ｒｅの利得は正負の周波
数領域で対称形になるのに対し、（ｃ）では正の周波数
領域で位相が−π／２シフトし、負の周波数領域で位相
がπ／２シフトするため、信号Ｉｍの利得は正負の周波
数領域で反対称形になる。このとき、フィルタのタップ
係数についても、（ｂ）では中央タップをはさんで左右
対称形になるのに対し、（ｂ）では左右で極性が反転す
る反対称形になる。また、（ｂ）と（ｃ）の利得の絶対
値特性はできるだけ等しいほうが好ましいが、カットオ
フ周波数についてはこれまで特に規定されていない。

【０００８】複素変調回路１０は、信号Ｒｅにｓｉｎ
（２π・μ0・ｔ）を乗じる乗算器１１、信号Ｉｍに−ｃ
ｏｓ（２π・μ0・ｔ）を乗じる乗算器１２、および加算
器１３から成り、複素搬送波μ0（＝１６ｆsc／７）に
よる下側帯波変調を実現する。このとき上側帯波成分は
生じないため、前述した混変調の問題はない。なお、第
２世代ＥＤＴＶ方式の規格では、ｓｉｎとｃｏｓが前記
文献とは逆順に制定され

【０００９】た。

【発明が解決しようとする課題】前述した複素フィルタ
に関して、性能を落とさずに回路規模を小さくできる余
地があった。また、前述した第２世代ＥＤＴＶデコーダ
の構成にも冗長部分を含んでおり、回路規模も小さくで
きる余地があった。

【００１０】従って、本発明の目的は、性能を落とすこ
となく回路規模を小さくした周波数変換回路およびテレ
ビジョン回路を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、第２世代ＥＤＴＶ方式の主画部信号から第１の画像
信号（ＨＨ’）を分離して複素信号化する複素フィルタ
手段と、該複素フィルタ手段の出力で副搬送波（μ0）
を変調して第３の画像信号（ＨＨ）とする複素変調手段
を用い、該複素フィルタ手段のカットオフ周波数（ｆ
l）を第１の画像信号（ＨＨ’）のカットオフ周波数
（約２ＭＨｚ）とほぼ等しく設定し、入力した主画部信
号から前記複素フィルタ手段の出力を減じて第２の画像
信号（ＹＬ＋ＹＭ＋Ｃ）を得る構成にする。

【００１２】また、周波数変換回路における複素フィル
タ手段の回路規模を小さくするために、該複素フィルタ
のカットオフ周波数（ｆl）を、入力信号の標本化周波
数（ｆs＝１４．３２ＭＨｚ）と簡単な整数比の関係で
表される周波数に設定する。

【００１３】

【作用】前述したように、従来は図２に示した複素フィ
ルタ７の特性は特に規定されていなかった。しかし、該
複素フィルタのカットオフ周波数（ｆl）を第１の画像
信号（ＨＨ’）のカットオフ周波数（約２ＭＨｚ）とほ
ぼ等しくしてＨＨ’成分だけを通過させるようにすれ
ば、ＨＨ’の水平帯域制限を行うＢＰＦ３が不要とな
り、回路規模を小さくできる。

【００１４】このとき、入力した主画部信号から該複素
フィルタ手段の出力（ただし、位相シフトが生じない実
部フィルタ８の出力）を減じる構成にすれば、第２の画
像信号（ＹＬ＋ＹＭ＋Ｃ）を分離できるため、回路規模
を小さくしても従来と性能は変わらない。

【００１５】ＨＨ’については、従来と同様に複素フィ
ルタ手段の出力で副搬送波（μ0）を変調し、第３の画
像信号（ＨＨ）とする。

【００１６】一方、カットオフ周波数からディジタルフ
ィルタのタップ係数を設計する方法として、ジンク関数
（ｓｉｎ(x)／x）を用いる方法が一般的である。この方
法について以下に説明する。

【００１７】入力信号の標本化周波数（すなわち、フィ
ルタのクロック周波数）をｆsとし、ローパスフィルタ
のカットオフ周波数（利得が６ｄＢ減衰する周波数）を
ｆcとし、フィルタのｉ番目（ただし、ｉは整数。ｉ＝
０が中央タップとする）のタップ係数をｃiと定義した
場合に、ｃi＝ｓｉｎ（２πｆc・ｉ／ｆs）／（π・ｉ）
の関係式からタップ係数を決定する。

【００１８】この方法では、カットオフ周波数ｆcが標
本化周波数ｆsと簡単な整数比の関係で表される場合
に、タップ係数ｃi＝０となる番号ｉが存在することに
なる。例えば、ｆc＝ｍ・ｆs／（２ｎ）（ただし、ｍ，
ｎは互いに素な正整数）の関係で表される場合、ｉ＝ｋ
・ｎ（ただし、ｋは任意の正整数）のときにｃi＝０と
なる。

【００１９】このローパスフィルタを元フィルタとし、
図３に示したように−ｆs／４周波数シフトにより複素
フィルタとした場合にも、カットオフ周波数ｆl＝ｆsc
−ｆc＝ｆs／４−ｆc＝（ｎ−２ｍ）・ｆs／（４ｎ）の
関係からｆlとｆsが簡単な整数比の関係になるととも
に、ｉ＝ｋ・ｎのときにｃi＝０となる性質は変わらな
い。このとき、０となる係数の積和を行うための乗算器
と加算器は不要になるため、複素フィルタの回路規模を
小さくできる。

【００２０】以上の理由により、前記目的を達成でき
る。

【００２１】

【実施例】以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。

【００２２】図４に、一実施例の構成図を示す。同図の
構成は、図２に示した構成からＢＰＦ３を削除し、減算
器５の位置を実部フィルタ７の後に変更したものであ
る。同図において、第２世代ＥＤＴＶ方式の主画部信号
を入力信号Ｖｓとし、時間−垂直周波数（ｆ−ν）分離
回路２にて、図１（ｂ）に示した周波数成分を持つ水平
補強信号ＨＨ’および色信号Ｃを分離する。Ｃは、ＢＰ
Ｆ４により水平約２〜４．２ＭＨｚに帯域制限して出力
する。ＨＨ’は、カットオフ周波数ｆlを約２ＭＨｚと
した実部フィルタ８と虚部フィルタ９から成る複素フィ
ルタ７、および乗算器１１、１２、加算器１３から成る
複素変調回路１０を用いて復調したのち、ＨＰＦ１４を
介して４．２〜約６ＭＨｚのＨＨ成分を抽出し、出力す
る。一方、入力信号Ｖｓに対して遅延回路１によりｆ−
ν分離回路２の遅延等価を行ったのち、Ｖｓ＝ＹＬ＋Ｙ
Ｍ＋Ｃ＋ＨＨ’の関係に基づき、減算器５を用いてＶｓ
から実部フィルタ８の出力ＨＨ’を減じて（ＹＬ＋ＹＭ
＋Ｃ）としたのち、さらに減算器６を用いてＢＰＦ４の
出力Ｃを減じて、輝度信号（ＹＬ＋ＹＭ）を得る。な
お、Ｃの分離に関しては、ＨＨの分離・復調と直接関係
しないため、別系統で処理しても等価であることは明ら
かである。また、ｆ−ν分離回路２は従来の技術で容易
に実現可能なため、特に図示は行わない。また、入力信
号Ｖｓが４．２ＭＨｚに帯域制限されている場合には、
複素変調を行った後で４．２ＭＨｚ以下の成分は生じな
いため、ＨＰＦ１４を用いる必要はない。

【００２３】前述したように、複素フィルタ７（すなわ
ち、実部フィルタ８および虚部フィルタ９）のカットオ
フ周波数ｆlを、ｆl＝（ｎ−２ｍ）・ｆs／（４ｎ）と
したときに、タップ係数Ｃi＝０となる番号ｉ（＝ｋ・
ｎ）が存在し、回路規模を小さくできる。標本化周波数
ｆsを１４．３２ＭＨｚとした場合、ｆlが約２ＭＨｚに
なるためには、（ｍ，ｎ）＝（１，４）、（ｍ，ｎ）＝
（１，５）、（ｍ，ｎ）＝（２，９）などが適している
（それぞれ、ｆl＝１．７９ＭＨｚ、２．１５ＭＨｚ、
１．９９ＭＨｚ）。このうち、ｎ＝４とｎ＝５の場合を
例に挙げて、以下に構成を示す。

【００２４】図５に、（ｍ，ｎ）＝（１，４）とした場
合の、複素フィルタ７の第１の実施例の構成を示す。前
述したように、元フィルタのカットオフ周波数ｆcを、
ｆc＝ｍ・ｆs／（２ｎ）＝ｆs／８としてタップ係数ａi
を設計し、−ｆs／４周波数シフトして実部フィルタお
よび虚部フィルタとする。このとき、ｉがｎ（＝４）の
倍数のときにａi＝０となり、積和のための乗算器と加
算器を省略できる。同図において、入力信号ＨＨ’をト
ランスバーサル接続した遅延素子１５−１〜１５−１４
により１クロックずつ遅延させたのち、乗算器１６−１
〜１６−７により実部フィルタの係数を乗じ、加算器１
７−１によりすべてを加えて、信号Ｒｅとする。このと
き、係数ａ4＝０となることにより、同図のように乗算
器１６−２、１６−６を省略できる。同様に、乗算器１
６−８〜１６−１５により虚部フィルタの係数を乗じ、
加算器１７−２によりすべてを加えて、信号Ｉｍとす
る。なお、同図に示した係数ａiは元フィルタの係数で
あり、実部フィルタの係数および虚部フィルタの係数
は、−ｆs／４周波数シフトするために、係数ａiに番号
ｉに応じて（１，０，−１，０）を周期的に乗じる。ま
た、共通の係数を乗じる乗算器（例えば、１６−３と１
６−５、１６−１１と１６−１２、など）は、遅延素子
１５の出力どうしの和や差（例えば、１５−５と１５−
９の出力の和、１５−６と１５−８の出力の差、など）
を予めとったのちに乗算を行えば、乗算器の個数を減ら
すことができる。また、同図では説明のために１５タッ
プのフィルタとしているが、タップ数はこれに限定され
るわけではない。また、タップ数打ち切りにより発生す
るギブスの振動を抑えるために、それぞれの係数に窓関
数（ハニング窓など）を乗じてもよい。また、タップ数
の少ないフィルタ（例えば、２タップフィルタなど）を
縦続接続し、結果として前記のフィルタ（実部フィルタ
および虚部フィルタ）の係数と等しくなるような構成に
してもよい。

【００２５】図６に、図５に示した複素フィルタ７を変
形した第２の実施例を示す。図６のように、乗算器１６
−１〜１６−１５を用いて入力信号ＨＨ’に対して係数
ａiを予め乗じ、その後に遅延素子１８−１〜１８−２
６および加算器１９−２〜１９−１３を用いて積和を求
め、信号Ｒｅと信号Ｉｍを生成してもよい。この場合、
係数ａ4＝０となることにより、同図のように乗算器１
６−２、１６−６および加算器１９−１、１９−５を省
略できる。また、共通の係数を乗じる乗算器１６（例え
ば、１６−３と１６−５、１６−１１と１６−１２、な
ど）をひとつにまとめてもよいことは明らかである。

【００２６】図７に、（ｍ，ｎ）＝（１，５）とした場
合の、複素フィルタ７の第３の実施例を示す。図５に示
した構成とほぼ同じであるが、この場合にはｉが５の倍
数のときに係数ａi＝０となるため、同図のように乗算
器１６−９、１６−１４を省略できる。

【００２７】図８に、図７に示した複素フィルタ７を変
形した第４の実施例を示す。この構成も図６に示した構
成と同様に、入力信号ＨＨ’に対して係数ａiを予め乗
じ、その後に積和を求め、信号Ｒｅと信号Ｉｍを生成す
る。このとき、ａ5＝０となることにより、同図のよう
に乗算器１６−９、１６−１４および加算器１９−７、
１９−１２を省略できる。

【００２８】同様に、（ｍ，ｎ）＝（２，９）の場合
は、ｉが９の倍数のときに係数ａi＝０となり、回路規
模を小さくできる。

【００２９】以上、本発明を第２世代ＥＤＴＶデコーダ
に適用した実施例について説明したが、本発明の複素フ
ィルタ係数を用いた周波数変換回路は同エンコーダにも
適用できることは明らかである。また、複素信号処理を
用いた周波数変換の応用例として、色信号の復調（ｆsc
変調）などに用いてもよく、狭帯域復調の場合には複素
フィルタのカットオフ周波数ｆlを約３ＭＨｚに設定す
ればよい。

【００３０】

【発明の効果】本発明によれば、性能を落とすことなく
第２世代ＥＤＴＶデコーダなどの回路規模を小さくで
き、さらに、それに用いる周波数変換回路の回路規模を
小さくできる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第２世帯ＥＤＴＶ方式の信号スペクトルの説明
図である。

【図２】従来例の構成図である。

【図３】一般的な複素フィルタの動作説明図である。

【図４】本発明の一実施例の構成図である。

【図５】本発明に用いる複素フィルタの第１の実施例の
構成図である。

【図６】本発明に用いる複素フィルタの第２の実施例の
構成図である。

【図７】本発明に用いる複素フィルタの第３の実施例の
構成図である。

【図８】本発明に用いる複素フィルタの第４の実施例の
構成図である。

【符号の説明】

1…遅延回路;2…時間−垂直周波数（ｆ−ν）分離回路;
3,4…水平バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）;5,6…減算器;
7…複素フィルタ;8…実部フィルタ；9…虚部フィルタ;1
0…複素変調回路;11,12,16…乗算器;13,17,19…加算器;
14…水平ハイパスフィルタ（ＨＰＦ）;15,18…遅延素
子。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｎ 11/14

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力画像信号から第１の画像信号と第２の
   画像信号を周波数分離し、さらに第１の画像信号で副搬
   送波を複素変調して第３の画像信号とするテレビジョン
   回路において、入力画像信号から第１の画像信号を分離
   して複素信号化する複素フィルタ手段と、該複素フィル
   タ手段の出力で副搬送波を変調して第３の画像信号とす
   る複素変調手段を備え、該複素フィルタ手段のカットオ
   フ周波数を第１の画像信号のカットオフ周波数とほぼ等
   しく設定し、入力画像信号から前記複素フィルタ手段の
   出力を減じて第２の画像信号を得る構成にしたことを特
   徴とするテレビジョン回路。
2. 【請求項２】前記入力画像信号は第２世代ＥＤＴＶ方式
   の主画部信号であり、前記第１の画像信号は水平補強信
   号であることを特徴とする、請求項１記載のテレビジョ
   ン回路。
3. 【請求項３】複素フィルタ手段により入力信号を複素信
   号化したのち、複素変調処理により周波数変換する周波
   数変換回路において、該複素フィルタ手段のカットオフ
   周波数を、該入力信号の標本化周波数と簡単な整数比の
   関係で表されるように設定したことを特徴とする周波数
   変換回路。