JPH082136B2 - ディジタル形保護継電器 - Google Patents
ディジタル形保護継電器Info
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- JPH082136B2 JPH082136B2 JP61112681A JP11268186A JPH082136B2 JP H082136 B2 JPH082136 B2 JP H082136B2 JP 61112681 A JP61112681 A JP 61112681A JP 11268186 A JP11268186 A JP 11268186A JP H082136 B2 JPH082136 B2 JP H082136B2
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- Japan
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- input
- value
- voltage
- circuit
- input signal
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は電力送配電線の保護を行なうデイジタル形
保護継電器に関するものである。
保護継電器に関するものである。
第５図は従来のデイジタル形保護継電器のアナログ入
力部分を示す図である。図において、１は入力トラン
ス、２は入力トランス１の出力側に設けたフイルター回
路、３はフイルター回路２の出力側に設けたサンプルホ
ールド回路であり、これ等はそれぞれのアナログ入力A,
B,Cに対して独立して設けてある。４はサンプルホール
ド回路３の出力側に設けたマルチプレクサ、５はアナロ
グ／デイジタル（以下、A/Dと称す）コンバータであ
り、上記サンプルホールド回路３、マルチプレクサ４、
A/Dコンバータ５などにより数値演算部を構成してい
る。６はサンプルホールド３、マルチプレクサ４、A/D
コンバータ５の制御を行うクロツク回路、７はA/D変換
したデータを直接マイコン８の中のメモリ9a（RAM）に
転送するためのDMA回路である。数値演算部としての上
記マイコン８はメモリ9aおよび入力されたデータをもと
に演算や判定を行い出力を出す中央処理装置（以下、CP
Uと称す）9b等を有している。
力部分を示す図である。図において、１は入力トラン
ス、２は入力トランス１の出力側に設けたフイルター回
路、３はフイルター回路２の出力側に設けたサンプルホ
ールド回路であり、これ等はそれぞれのアナログ入力A,
B,Cに対して独立して設けてある。４はサンプルホール
ド回路３の出力側に設けたマルチプレクサ、５はアナロ
グ／デイジタル（以下、A/Dと称す）コンバータであ
り、上記サンプルホールド回路３、マルチプレクサ４、
A/Dコンバータ５などにより数値演算部を構成してい
る。６はサンプルホールド３、マルチプレクサ４、A/D
コンバータ５の制御を行うクロツク回路、７はA/D変換
したデータを直接マイコン８の中のメモリ9a（RAM）に
転送するためのDMA回路である。数値演算部としての上
記マイコン８はメモリ9aおよび入力されたデータをもと
に演算や判定を行い出力を出す中央処理装置（以下、CP
Uと称す）9b等を有している。
次に動作について説明する。送配電線の電流や電圧
は、変流器（以下、CTと略称する）や計器用変圧器（以
下、PTと略称する）を介して入力トランス１にアナログ
入力A,B,Cとして入力される。入力トランス１ではアナ
ログ入力A,B,CであるCT,PTからの電流や電圧を内部で扱
える電圧値に変換する。
は、変流器（以下、CTと略称する）や計器用変圧器（以
下、PTと略称する）を介して入力トランス１にアナログ
入力A,B,Cとして入力される。入力トランス１ではアナ
ログ入力A,B,CであるCT,PTからの電流や電圧を内部で扱
える電圧値に変換する。
デイジタル形保護継電器では入力の交流信号の瞬時値
を一定の周期で読みとり、リレー演算のアルゴリズムに
従つて処理を行う。この一定の周期をサンプリング周期
と呼ぶことにするが、これは、クロツク回路６によつて
制御される。
を一定の周期で読みとり、リレー演算のアルゴリズムに
従つて処理を行う。この一定の周期をサンプリング周期
と呼ぶことにするが、これは、クロツク回路６によつて
制御される。
サンプリング周期が入力信号の1/4の周期で演算を行
うアルゴリズムで処理を行うとすると、サンプリング定
理よりサンプリング周波数の1/2以上信号は再現できな
いため、サンプリング周波数の1/2以上、すなわち、入
力信号の２倍以上の周波数の信号が入力されてもそれを
目的の入力信号と区別することはできない。このため、
入力部にフイルター回路２を設け、目的の入力信号の２
倍以上の周波数の信号が入らないようにしている。
うアルゴリズムで処理を行うとすると、サンプリング定
理よりサンプリング周波数の1/2以上信号は再現できな
いため、サンプリング周波数の1/2以上、すなわち、入
力信号の２倍以上の周波数の信号が入力されてもそれを
目的の入力信号と区別することはできない。このため、
入力部にフイルター回路２を設け、目的の入力信号の２
倍以上の周波数の信号が入らないようにしている。
次にリレー演算アルゴリズム上から同時刻のサンプリ
ングデータが必要であるため、サンプルホールド回路３
によつて刻々と変化する入力信号の同時刻の値を保つて
おく。
ングデータが必要であるため、サンプルホールド回路３
によつて刻々と変化する入力信号の同時刻の値を保つて
おく。
そして、マルチプレクサ４でそれぞのアナログ入力A,
B,Cを切換えて、A/Dコンバータ５において、マイコン８
で処理できるデイジタルデータにアナログ入力信号の変
換を行う。
B,Cを切換えて、A/Dコンバータ５において、マイコン８
で処理できるデイジタルデータにアナログ入力信号の変
換を行う。
この時、サンプルホールドやマルチプレクサの入力の
選択、A/Dコンバータの制御を行うのがクロツク回路６
である。A/D変換したデイジタルデータはDMA回路７によ
つて、マイコン８の中のメモリ9aにCPU9bの動作を介さ
ないで直接書きこまれる。
選択、A/Dコンバータの制御を行うのがクロツク回路６
である。A/D変換したデイジタルデータはDMA回路７によ
つて、マイコン８の中のメモリ9aにCPU9bの動作を介さ
ないで直接書きこまれる。
１サンプリング分のデータがメモリ9aに書きこまれる
と、そのことをCPU9bに知らせる。このため、CPU9bは、
そのデータを用いてリレー演算処理を行い結果を出力す
る。
と、そのことをCPU9bに知らせる。このため、CPU9bは、
そのデータを用いてリレー演算処理を行い結果を出力す
る。
従来のデイジタル形保護継電器は上記の構成であるか
ら、フイルタ２、サンプルホールド３、マルチプレクサ
４、A/Dコンバータ５などの電子回路では、それらの電
源電圧によつて決められている最大入力電圧を越えた電
圧を加えると出力が歪んでしまう。
ら、フイルタ２、サンプルホールド３、マルチプレクサ
４、A/Dコンバータ５などの電子回路では、それらの電
源電圧によつて決められている最大入力電圧を越えた電
圧を加えると出力が歪んでしまう。
ところが、マイコン８が行なうリレー演算のアルゴリ
ズムは、入力電圧が正弦波であることを前提としたもの
であるため、その入力電圧が歪んだ場合には、入力電圧
を正確に再現できず、誤つた大きさや位相のものとして
判断して、誤まつた結果を出力する。
ズムは、入力電圧が正弦波であることを前提としたもの
であるため、その入力電圧が歪んだ場合には、入力電圧
を正確に再現できず、誤つた大きさや位相のものとして
判断して、誤まつた結果を出力する。
これについて、反限時特性をもつた過電流継電器の例
について説明する。入力信号の大きさを求めるのは、次
に示す入力波形の90゜（1/4周期）ごとの値から振幅の
２乗の値を求める演算式を使用する。
について説明する。入力信号の大きさを求めるのは、次
に示す入力波形の90゜（1/4周期）ごとの値から振幅の
２乗の値を求める演算式を使用する。
vop（ｔ）２＋vop（ｔ−Ｔ）２＝Vop 2 …… 式において、vop（ｔ）は時刻ｔにおける瞬時値、v
op（ｔ−Ｔ）は時刻ｔよりＴ前の瞬時値で、Ｔは1/4周
期、Vopは振幅である。
op（ｔ−Ｔ）は時刻ｔよりＴ前の瞬時値で、Ｔは1/4周
期、Vopは振幅である。
入力信号が正弦波ならば、Vop 2は入力信号をどの位相
でサンプリングしても一定値となるが、入力信号が正弦
波でなければサンプリングをする位相によつては実際の
入力信号より小さい振幅として演算される。
でサンプリングしても一定値となるが、入力信号が正弦
波でなければサンプリングをする位相によつては実際の
入力信号より小さい振幅として演算される。
第６図に入力信号の振幅の1/10の電圧ａで波高値が制
限された場合の例を示す。図において、19は入力信号波
形で、20は式によるVop 2の演算結果である。
限された場合の例を示す。図において、19は入力信号波
形で、20は式によるVop 2の演算結果である。
このように実際の入力信号が制限された電圧値の10倍
であつても、Vop 2はサンプリングをする位相によつて制
限された電圧値a2からその２倍の2a2までの間の値とな
つてしまうわけである。
であつても、Vop 2はサンプリングをする位相によつて制
限された電圧値a2からその２倍の2a2までの間の値とな
つてしまうわけである。
一方、反限時特性をもつた過電流継電器は、入力信号
の大きさを判定し、その大きさに対応した動作時間で動
作するもので、一般に第７図の特性曲線21に示すような
動作時間特性をしている。
の大きさを判定し、その大きさに対応した動作時間で動
作するもので、一般に第７図の特性曲線21に示すような
動作時間特性をしている。
入力信号の大きさの判定を誤まつてしまえば、誤まつ
た時間で動作してしまうことになる。たとえば、第６図
の瞬時値を制限している電圧値ａが継電器の動作入力の
10倍であつたとすると、Vop 2はa2〜2a2として演算され
るのであるから、Vopは 従つて、動作時間特性は第７図の特性曲線22に示すよ
うな動作時間特性となつてしまい、動作時間の不確定な
領域ができる。これは継電器の特性として問題となる。
た時間で動作してしまうことになる。たとえば、第６図
の瞬時値を制限している電圧値ａが継電器の動作入力の
10倍であつたとすると、Vop 2はa2〜2a2として演算され
るのであるから、Vopは 従つて、動作時間特性は第７図の特性曲線22に示すよ
うな動作時間特性となつてしまい、動作時間の不確定な
領域ができる。これは継電器の特性として問題となる。
以上のように入力信号が歪んでしまうと目的の特性が
達成できないため、入力信号の最大入力を想定して、そ
の最大入力時でも信号波形が電源電圧などによつて制限
されないように入力トランスの変成比を決めることが考
えられる。
達成できないため、入力信号の最大入力を想定して、そ
の最大入力時でも信号波形が電源電圧などによつて制限
されないように入力トランスの変成比を決めることが考
えられる。
ところが、入力によつては実際に使用する入力信号の
最小値に対して、想定される最大入力値が非常に大きい
場合がある。先に説明した反限時特性をもつた過電流継
電器では、入力信号の最小値は動作電流値の３〜5Aに対
して、入力信号の最大値は、短絡事故がおこつた場合で
数100Aとなる。
最小値に対して、想定される最大入力値が非常に大きい
場合がある。先に説明した反限時特性をもつた過電流継
電器では、入力信号の最小値は動作電流値の３〜5Aに対
して、入力信号の最大値は、短絡事故がおこつた場合で
数100Aとなる。
このように、目的の最小値と最大値の比が非常に大き
くなると、最大の入力で波形が歪まないようにするた
め、最小の入力の電圧値が非常に小さくなる。このた
め、高分解度のA/Dコンバータを使用しないと特性の誤
差が大きくなるし、電子回路はノイズの影響を受けやす
くなつてしまうというような問題点があつた。
くなると、最大の入力で波形が歪まないようにするた
め、最小の入力の電圧値が非常に小さくなる。このた
め、高分解度のA/Dコンバータを使用しないと特性の誤
差が大きくなるし、電子回路はノイズの影響を受けやす
くなつてしまうというような問題点があつた。
この発明は上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、目的の入力範囲より大きい入力は制限して
しまつて、最大入力を想定する必要がないとともに、A/
Dコンバータの入力はリレー演算アルゴリズムに合つた
正弦波とすることにより、サンプリングの位相によつて
大きさや位相を誤まつて判定することのないデイジタル
形保護継電器を得ることを目的とする。
れたもので、目的の入力範囲より大きい入力は制限して
しまつて、最大入力を想定する必要がないとともに、A/
Dコンバータの入力はリレー演算アルゴリズムに合つた
正弦波とすることにより、サンプリングの位相によつて
大きさや位相を誤まつて判定することのないデイジタル
形保護継電器を得ることを目的とする。
この発明に係るデイジタル形保護継電器は、入力トラ
ンタスジの後に入力信号の瞬時値を一定の値に制限する
リミツター回路を設け、このリミツター回路の後にフイ
ルター回路を接続したものである。
ンタスジの後に入力信号の瞬時値を一定の値に制限する
リミツター回路を設け、このリミツター回路の後にフイ
ルター回路を接続したものである。
この発明におけるリミツター回路は、使用目的より大
きい入力信号をすべて一定の波高値で制限して、その波
形からフイルター回路で基本周波数成分のみを通過させ
ることにより、使用目的より大きい入力信号の波高値を
押えて、リレー演算のアルゴリズムに合つた正弦波と
し、サンプリングの位相によつて大きさや位相の判定に
誤りをなくする。
きい入力信号をすべて一定の波高値で制限して、その波
形からフイルター回路で基本周波数成分のみを通過させ
ることにより、使用目的より大きい入力信号の波高値を
押えて、リレー演算のアルゴリズムに合つた正弦波と
し、サンプリングの位相によつて大きさや位相の判定に
誤りをなくする。
以下、この発明の一実施例を図について説明する。第
１図において、１〜９は前記第２図と同一であるから同
一符号を付して説明を省略するものであり、10は使用目
的より大きい入力信号の波高値を制限するリミツター回
路である。
１図において、１〜９は前記第２図と同一であるから同
一符号を付して説明を省略するものであり、10は使用目
的より大きい入力信号の波高値を制限するリミツター回
路である。
つぎに上記実施例の動作を説明する。送配電線の電流
や電圧は変流器CTや計器用変圧器PTを介して入力トラン
ス１に入力される。入力トランス１ではCT,PTからの電
流，電圧を内部で扱える電圧値に変換する。この時、従
来の回路構成であると、各回路の最大の入力を想定し
て、その入力時でも信号波形が回路の電源電圧で歪んだ
りしないように入力トランス１の変成比を決めていたわ
けであるが、この発明の構成では、各回路の入力の使用
する範囲の最大値において、リミツター回路の制限する
電圧で歪まないように入力トランス１の変成比を決める
わけである。
や電圧は変流器CTや計器用変圧器PTを介して入力トラン
ス１に入力される。入力トランス１ではCT,PTからの電
流，電圧を内部で扱える電圧値に変換する。この時、従
来の回路構成であると、各回路の最大の入力を想定し
て、その入力時でも信号波形が回路の電源電圧で歪んだ
りしないように入力トランス１の変成比を決めていたわ
けであるが、この発明の構成では、各回路の入力の使用
する範囲の最大値において、リミツター回路の制限する
電圧で歪まないように入力トランス１の変成比を決める
わけである。
従つて、使用する目的の範囲の入力については従来技
術の場合とまつたく同様に処理が行われる。ただし、入
力信号を歪まないように設定した電圧値が、従来の想定
できる最大入力ではなく、使用する目的の範囲の最大入
力であるので、使用範囲の電圧を大きくとることができ
る。
術の場合とまつたく同様に処理が行われる。ただし、入
力信号を歪まないように設定した電圧値が、従来の想定
できる最大入力ではなく、使用する目的の範囲の最大入
力であるので、使用範囲の電圧を大きくとることができ
る。
例えば想定される最大入力が使用する範囲の10倍であ
つた場合を第２図に示す。第２図において、11は従来の
場合であるが、想定される最大入力を電源電圧に設定す
ると、使用する範囲（図中、斜線示の部分）は電源電圧
の1/10となり、電圧ａまでしか使用していなかつた。こ
れが、この発明の場合では、使用する範囲の最大電圧を
リミツター回路の制限電圧ｂとしているため、電圧ｂま
で使用することができる。これにより、A/D変換の分解
度が良くなり、ノイズに対するマージンも大きくなり、
誤差を小さくできるわけである。
つた場合を第２図に示す。第２図において、11は従来の
場合であるが、想定される最大入力を電源電圧に設定す
ると、使用する範囲（図中、斜線示の部分）は電源電圧
の1/10となり、電圧ａまでしか使用していなかつた。こ
れが、この発明の場合では、使用する範囲の最大電圧を
リミツター回路の制限電圧ｂとしているため、電圧ｂま
で使用することができる。これにより、A/D変換の分解
度が良くなり、ノイズに対するマージンも大きくなり、
誤差を小さくできるわけである。
次に入力信号の電圧が、リミツター回路の制限電圧よ
り大きい場合について説明する。なお、リミツター回路
の一実施例として第３図に示すように、演算増幅器13と
ゼナーダイオード14を使用した回路とするが、一定の電
圧値で波高値を制限する回路であれば、この限りではな
い。
り大きい場合について説明する。なお、リミツター回路
の一実施例として第３図に示すように、演算増幅器13と
ゼナーダイオード14を使用した回路とするが、一定の電
圧値で波高値を制限する回路であれば、この限りではな
い。
第４図はリミツター回路10、フイルター回路２の入出
力電圧波形図であり、第４図において、15はリミツター
回路10の制限電圧Vz、16はリミツター回路10の入力電圧
波形、17はリミツター回路10の出力電圧波形、つまり、
フイルター回路２の入力電圧波形、18はフイルター回路
２の出力電圧波形である。
力電圧波形図であり、第４図において、15はリミツター
回路10の制限電圧Vz、16はリミツター回路10の入力電圧
波形、17はリミツター回路10の出力電圧波形、つまり、
フイルター回路２の入力電圧波形、18はフイルター回路
２の出力電圧波形である。
リミツター回路10に第４図に示す使用範囲より大きい
入力があつた場合（図では約４倍）、リミツター回路で
はその波高値をゼナーダイオード14のゼナー電圧によつ
て制限し、第４図の出力電圧波形17のような波形を出力
する。この出力電圧波形17は入力電圧波形16が大きけれ
ば大きいほど、波高値がリミツター回路の制限電圧Vzの
方形波に近づく。そして、この波形がフイルター回路２
に入力される。
入力があつた場合（図では約４倍）、リミツター回路で
はその波高値をゼナーダイオード14のゼナー電圧によつ
て制限し、第４図の出力電圧波形17のような波形を出力
する。この出力電圧波形17は入力電圧波形16が大きけれ
ば大きいほど、波高値がリミツター回路の制限電圧Vzの
方形波に近づく。そして、この波形がフイルター回路２
に入力される。
リミツター回路10の出力電圧波形17が波高値Vzの方形
波であるとすると、この出力電圧波形は次式のようにフ
ーリエ級数に展開することができる。
波であるとすると、この出力電圧波形は次式のようにフ
ーリエ級数に展開することができる。
すなわち、波高値が の基本周波数の正弦波電圧と、その の波高値をもつ第３次，第５次…第（2m＋１）次の奇数
高調波の正弦波電圧の和というわけである。
高調波の正弦波電圧の和というわけである。
この出力電圧波形17がフイルター回路２に入力される
と、このフイルター回路２は、従来技術で述べたように
目的の入力信号の２倍以上の周波数の信号を通過させな
いようなフイルタであるので、フイルター回路２の出力
は、前記式より第４図の出力電圧波形18のような波高
値4/π・Vzで基本周波数の正弦波となる。
と、このフイルター回路２は、従来技術で述べたように
目的の入力信号の２倍以上の周波数の信号を通過させな
いようなフイルタであるので、フイルター回路２の出力
は、前記式より第４図の出力電圧波形18のような波高
値4/π・Vzで基本周波数の正弦波となる。
つまり、入力がいくら大きくてもフイルター回路２の
出力はリミツター回路10の制限電圧の4/π倍より大きく
ならないわけであるから、それでフイルター回路２の最
大出力電圧を越えないようにリミツター回路10の制限電
圧を決めておけばよいわけである。
出力はリミツター回路10の制限電圧の4/π倍より大きく
ならないわけであるから、それでフイルター回路２の最
大出力電圧を越えないようにリミツター回路10の制限電
圧を決めておけばよいわけである。
また、波形は正弦波であるので、リレー演算処理にお
いても支障ないわけである。もちろん、目的の使用範囲
以上の入力については比例関係はなくなるので、入力値
は判定できないが、目的外の入力であるので、それ以上
の入力ということで扱えば良い。
いても支障ないわけである。もちろん、目的の使用範囲
以上の入力については比例関係はなくなるので、入力値
は判定できないが、目的外の入力であるので、それ以上
の入力ということで扱えば良い。
なお、上記実施例では反限時特性をもつ過電流継電器
について述べたが、過電流方向継電器、電力継電器、距
離継電器などでもよく、また、外部からアナログ信号を
入力し、マイコンなどを使用してデイジタル処理を行う
ような制御機器や計測機器であつてもよく、上記実施例
と同様の効果を奏する。
について述べたが、過電流方向継電器、電力継電器、距
離継電器などでもよく、また、外部からアナログ信号を
入力し、マイコンなどを使用してデイジタル処理を行う
ような制御機器や計測機器であつてもよく、上記実施例
と同様の効果を奏する。
以上のように、入力信号の波高値をリミッター回路で
一定の値に制限してフィルター回路に入力し、このフィ
ルター回路から基本周波数の正弦波を出力してサンプリ
ングし、このサンプリングデータをディジタル値に変換
して数値演算部に供給するように構成したので、数値演
算部の入力はリレー演算のアルゴリズムに合った正弦波
となり、サンプリングの位相によって大きさや位相の判
定に誤りがなく、高精度のディジタル形保護継電器が得
られる効果がある。
一定の値に制限してフィルター回路に入力し、このフィ
ルター回路から基本周波数の正弦波を出力してサンプリ
ングし、このサンプリングデータをディジタル値に変換
して数値演算部に供給するように構成したので、数値演
算部の入力はリレー演算のアルゴリズムに合った正弦波
となり、サンプリングの位相によって大きさや位相の判
定に誤りがなく、高精度のディジタル形保護継電器が得
られる効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるデイジタル形保護継
電器のアナログ入力部分の回路構成図、第２図はこの発
明のデイジタル形保護継電器と従来のデイジタル形保護
継電器において、使用する目的の範囲の入力が占める電
圧の比較図、第３図はこのアナログ入力部分に適用され
るリミツター回路の回路図、第４図はこの発明の一実施
例によるリミツター回路、フイルター回路の入出力電圧
波形図、第５図は従来のデイジタル形保護継電器のアナ
ログ入力部分の回路構成図、第６図は入力信号が制限さ
れた場合の信号波形と演算結果との説明図、第７図は過
電流継電器の動作時間特性図である。 １は入力トランス、２はフイルター回路、3,4,5はA/D変
換部（サンプルホールド回路、マルチプレクサ、A/Dコ
ンバータ）、８は数値演算部（マイコン）、10はリミツ
ター回路。 なお、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
電器のアナログ入力部分の回路構成図、第２図はこの発
明のデイジタル形保護継電器と従来のデイジタル形保護
継電器において、使用する目的の範囲の入力が占める電
圧の比較図、第３図はこのアナログ入力部分に適用され
るリミツター回路の回路図、第４図はこの発明の一実施
例によるリミツター回路、フイルター回路の入出力電圧
波形図、第５図は従来のデイジタル形保護継電器のアナ
ログ入力部分の回路構成図、第６図は入力信号が制限さ
れた場合の信号波形と演算結果との説明図、第７図は過
電流継電器の動作時間特性図である。 １は入力トランス、２はフイルター回路、3,4,5はA/D変
換部（サンプルホールド回路、マルチプレクサ、A/Dコ
ンバータ）、８は数値演算部（マイコン）、10はリミツ
ター回路。 なお、図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−94525（ＪＰ，Ａ) 特開 昭58−151173（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−94521（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−94522（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−25524（ＪＰ，Ａ) 実開 昭54−104027（ＪＰ，Ｕ) 電気計算、1984年４月号 Ｐ．31〜36
Claims (1)
- 【請求項１】入力トランスを介して供給された入力信号
の波高値を一定の値に制限するリミッター回路と、この
リミッター回路の出力信号のうち前記入力信号の２倍以
上の周波数の通過を制限して正弦波信号を出力するフィ
ルター回路と、この正弦波信号をサンプリングしたアナ
ログ値をディジタル値に変換するアナログ／ディジタル
変換部と、このアナログ／ディジタル変換部によりディ
ジタル値に変換された前記サンプリングデータを基に演
算処理を行なう数値演算部とを備えたディジタル形保護
継電器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61112681A JPH082136B2 (ja) | 1986-05-19 | 1986-05-19 | ディジタル形保護継電器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61112681A JPH082136B2 (ja) | 1986-05-19 | 1986-05-19 | ディジタル形保護継電器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62272816A JPS62272816A (ja) | 1987-11-27 |
| JPH082136B2 true JPH082136B2 (ja) | 1996-01-10 |
Family
ID=14592812
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61112681A Expired - Lifetime JPH082136B2 (ja) | 1986-05-19 | 1986-05-19 | ディジタル形保護継電器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH082136B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594525A (en) * | 1979-01-11 | 1980-07-18 | Mitsubishi Electric Corp | Input circuit for digital protection relay |
-
1986
- 1986-05-19 JP JP61112681A patent/JPH082136B2/ja not_active Expired - Lifetime
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 電気計算、１９８４年４月号Ｐ．３１〜３６ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62272816A (ja) | 1987-11-27 |
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