JPH08184624A - 伝達関数測定装置 - Google Patents
伝達関数測定装置Info
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- JPH08184624A JPH08184624A JP32837094A JP32837094A JPH08184624A JP H08184624 A JPH08184624 A JP H08184624A JP 32837094 A JP32837094 A JP 32837094A JP 32837094 A JP32837094 A JP 32837094A JP H08184624 A JPH08184624 A JP H08184624A
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 入力信号ＩＮ1 、ＩＮ2 を帯域分割処理回路
１０、２０のダウンサンプリング処理によって複数の帯
域に分割し、ＦＦＴ解析器１４、２４において各帯域で
同じポイント数のＦＦＴ処理を施してパワースペクトル
Ｘ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）、Ｙ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）及びクロスス
ペクトルＸ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）を求め、レジスタ３１ａ、
３１ｃ、３１ｂに所定の回数分記憶し、平均値化回路３
２ａ、３２ｃでパワースペクトルの平均値Ｐ1(ｋ）、Ｐ
2(ｋ）、平均値化回路３２ｂでクロススペクトルの平均
値Ｃ（ｋ）をそれぞれ求めた後、伝達関数演算器３５で
伝達関数Ｈ（ｋ）を算出し、また、コヒーレンス演算器
３４でコヒーレンスを求めて、さらに、比較器３６でコ
ヒーレンスが一定値以上であるか否かを判別する。 【効果】 被測定物の伝達関数の測定時の処理操作が簡
単になり、また、精度の高い伝達関数を得ることができ
る。
１０、２０のダウンサンプリング処理によって複数の帯
域に分割し、ＦＦＴ解析器１４、２４において各帯域で
同じポイント数のＦＦＴ処理を施してパワースペクトル
Ｘ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）、Ｙ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）及びクロスス
ペクトルＸ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）を求め、レジスタ３１ａ、
３１ｃ、３１ｂに所定の回数分記憶し、平均値化回路３
２ａ、３２ｃでパワースペクトルの平均値Ｐ1(ｋ）、Ｐ
2(ｋ）、平均値化回路３２ｂでクロススペクトルの平均
値Ｃ（ｋ）をそれぞれ求めた後、伝達関数演算器３５で
伝達関数Ｈ（ｋ）を算出し、また、コヒーレンス演算器
３４でコヒーレンスを求めて、さらに、比較器３６でコ
ヒーレンスが一定値以上であるか否かを判別する。 【効果】 被測定物の伝達関数の測定時の処理操作が簡
単になり、また、精度の高い伝達関数を得ることができ
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、被測定物に供給する入
力信号と被測定物からの出力信号とから被測定物の伝達
関数を求める伝達関数測定装置、特に高速フーリエ変換
処理によりディジタル的に伝達関数を測定する測定器に
関する。
力信号と被測定物からの出力信号とから被測定物の伝達
関数を求める伝達関数測定装置、特に高速フーリエ変換
処理によりディジタル的に伝達関数を測定する測定器に
関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、フーリエ変換によって変換された
データは、周波数上でリニアに等間隔に並ぶ。このデー
タを対数の周波数軸上で見た場合に、フーリエ変換のポ
イント数が少ないと、低い周波数においてデータの間隔
が空き、精度が取れない。
データは、周波数上でリニアに等間隔に並ぶ。このデー
タを対数の周波数軸上で見た場合に、フーリエ変換のポ
イント数が少ないと、低い周波数においてデータの間隔
が空き、精度が取れない。
【０００３】従って、対数の周波数軸上で、低い周波数
において周波数の分解能を上げるためには、所望する周
波数分解能を満足するまで高速フーリエ変換のポイント
数を大きくして伝達関数を測定する方法、もしくは、帯
域を分割して、その帯域毎に異なるサンプリング周波数
でサンプリングを行い、少ないポイント数の高速フーリ
エ変換を行うことにより各帯域毎の伝達関数を測定し、
この測定結果を一つの対数の周波数軸上に表す方法があ
る。
において周波数の分解能を上げるためには、所望する周
波数分解能を満足するまで高速フーリエ変換のポイント
数を大きくして伝達関数を測定する方法、もしくは、帯
域を分割して、その帯域毎に異なるサンプリング周波数
でサンプリングを行い、少ないポイント数の高速フーリ
エ変換を行うことにより各帯域毎の伝達関数を測定し、
この測定結果を一つの対数の周波数軸上に表す方法があ
る。
【０００４】上述の、帯域を分割し、高速フーリエ変換
のポイント数を大きくせずに、低い周波数で周波数分解
能を上げる方法としては、異なるサンプリング周波数に
設定された２チャンネルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
アナライザを上記分割された帯域の数だけ用意して、各
ＦＦＴアナライザで伝達特性データを測定し、この伝達
特性データを、例えばＧＰＩＢ(General Purpose Inter
face Bus) をインターフェイスに用いてコンピュータに
取り込み、このコンピュータにおいて各伝達特性データ
を一つの対数の周波数軸上に表示するものがある。
のポイント数を大きくせずに、低い周波数で周波数分解
能を上げる方法としては、異なるサンプリング周波数に
設定された２チャンネルの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
アナライザを上記分割された帯域の数だけ用意して、各
ＦＦＴアナライザで伝達特性データを測定し、この伝達
特性データを、例えばＧＰＩＢ(General Purpose Inter
face Bus) をインターフェイスに用いてコンピュータに
取り込み、このコンピュータにおいて各伝達特性データ
を一つの対数の周波数軸上に表示するものがある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した方
法において、所望する周波数分解能を満足するまで高速
フーリエ変換のポイント数を大きくしてしまうと、処理
時間が大幅に増加し、ハードウェアもより大きな構成の
ものが必要になる。
法において、所望する周波数分解能を満足するまで高速
フーリエ変換のポイント数を大きくしてしまうと、処理
時間が大幅に増加し、ハードウェアもより大きな構成の
ものが必要になる。
【０００６】また、上述した従来のＦＦＴアナライザを
用いて、帯域分割及び各帯域毎の高速フーリエ変換を行
う場合には、測定結果の表示用のコンピュータの他に各
帯域分の２チャンネルＦＦＴアナライザが必要となり、
これらの機器を備えたシステムは大規模なものとなって
しまう。
用いて、帯域分割及び各帯域毎の高速フーリエ変換を行
う場合には、測定結果の表示用のコンピュータの他に各
帯域分の２チャンネルＦＦＴアナライザが必要となり、
これらの機器を備えたシステムは大規模なものとなって
しまう。
【０００７】そこで、本発明は上述の実情に鑑み、ハー
ドウェアの構成を小さくし、処理時間を短縮することが
できる伝達関数測定装置を提供するものである。
ドウェアの構成を小さくし、処理時間を短縮することが
できる伝達関数測定装置を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明に係る伝達関数測
定装置は、入力信号及び出力信号に対してローパスフィ
ルタに通して信号データを間引くダウンサンプリング処
理を繰り返して行うことにより複数の帯域に分割する帯
域分割手段と、上記帯域分割手段からの帯域毎の入力信
号及び出力信号にそれぞれ直交変換を行う直交変換手段
と、上記直交変換手段からの帯域毎の入力信号及び出力
信号のスペクトルを用いて上記入力信号及び出力信号の
パワースペクトルを帯域毎に算出するパワースペクトル
算出手段と、上記パワースペクトル算出手段からの入力
信号のパワースペクトルを用いて被測定物の伝達特性を
帯域毎に算出する伝達特性算出手段と、上記伝達特性算
出手段からの帯域毎の伝達特性が一定値以上であるか否
かを判別する判別手段とを有して成ることにより上述し
た課題を解決する。
定装置は、入力信号及び出力信号に対してローパスフィ
ルタに通して信号データを間引くダウンサンプリング処
理を繰り返して行うことにより複数の帯域に分割する帯
域分割手段と、上記帯域分割手段からの帯域毎の入力信
号及び出力信号にそれぞれ直交変換を行う直交変換手段
と、上記直交変換手段からの帯域毎の入力信号及び出力
信号のスペクトルを用いて上記入力信号及び出力信号の
パワースペクトルを帯域毎に算出するパワースペクトル
算出手段と、上記パワースペクトル算出手段からの入力
信号のパワースペクトルを用いて被測定物の伝達特性を
帯域毎に算出する伝達特性算出手段と、上記伝達特性算
出手段からの帯域毎の伝達特性が一定値以上であるか否
かを判別する判別手段とを有して成ることにより上述し
た課題を解決する。
【０００９】ここで、上記パワースペクトル算出手段で
は、上記直交変換手段からの入力信号のスペクトルに、
上記直交変換手段からの出力信号のスペクトルを乗算し
て帯域毎のクロススペクトルを算出することを特徴とす
る。
は、上記直交変換手段からの入力信号のスペクトルに、
上記直交変換手段からの出力信号のスペクトルを乗算し
て帯域毎のクロススペクトルを算出することを特徴とす
る。
【００１０】また、上記直交変換手段における直交変換
処理を複数回繰り返して行い、上記パワースペクトル算
出手段では、上記直交変換手段からの複数の入力信号及
び出力信号のスペクトルを用いて複数の入力信号及び出
力信号のパワースペクトル、及びクロススペクトルを算
出し、これら複数の入力信号及び出力信号のパワースペ
クトル、及びクロススペクトルを用いて入力信号及び出
力信号のパワースペクトルの平均値及びクロススペクト
ルの平均値を求め、上記伝達特性算出手段では上記入力
信号のパワースペクトルの平均値と上記クロススペクト
ルの平均値とを用いて上記被測定物の伝達特性を算出す
ることを特徴とする。
処理を複数回繰り返して行い、上記パワースペクトル算
出手段では、上記直交変換手段からの複数の入力信号及
び出力信号のスペクトルを用いて複数の入力信号及び出
力信号のパワースペクトル、及びクロススペクトルを算
出し、これら複数の入力信号及び出力信号のパワースペ
クトル、及びクロススペクトルを用いて入力信号及び出
力信号のパワースペクトルの平均値及びクロススペクト
ルの平均値を求め、上記伝達特性算出手段では上記入力
信号のパワースペクトルの平均値と上記クロススペクト
ルの平均値とを用いて上記被測定物の伝達特性を算出す
ることを特徴とする。
【００１１】さらに、上記入力信号及び出力信号のパワ
ースペクトルの平均値と上記クロススペクトルの平均値
とを用いてコヒーレンスの値を計算するコヒーレンス算
出手段を有し、上記判別手段では上記入力信号のパワー
スペクトルの平均値のレベルと上記コヒーレンス算出手
段からのコヒーレンスの値とが一定値以上であるか否か
を判別することを特徴とする。
ースペクトルの平均値と上記クロススペクトルの平均値
とを用いてコヒーレンスの値を計算するコヒーレンス算
出手段を有し、上記判別手段では上記入力信号のパワー
スペクトルの平均値のレベルと上記コヒーレンス算出手
段からのコヒーレンスの値とが一定値以上であるか否か
を判別することを特徴とする。
【００１２】
【作用】本発明においては、入力信号及び出力信号に対
してローパスフィルタに通して信号データを間引くダウ
ンサンプリング処理を繰り返して行うことにより複数の
帯域に分割し、この入力信号及び出力信号にそれぞれ直
交変換を行って入力信号及び出力信号のスペクトルを
得、これら入力信号及び出力信号のスペクトルを用いて
上記入力信号及び出力信号のパワースペクトルを帯域毎
に算出した後に被測定物の伝達特性を求めることによ
り、各帯域で同じポイント数の直交変換を行うので、被
測定物の伝達関数の測定時の処理操作が簡単になる。
してローパスフィルタに通して信号データを間引くダウ
ンサンプリング処理を繰り返して行うことにより複数の
帯域に分割し、この入力信号及び出力信号にそれぞれ直
交変換を行って入力信号及び出力信号のスペクトルを
得、これら入力信号及び出力信号のスペクトルを用いて
上記入力信号及び出力信号のパワースペクトルを帯域毎
に算出した後に被測定物の伝達特性を求めることによ
り、各帯域で同じポイント数の直交変換を行うので、被
測定物の伝達関数の測定時の処理操作が簡単になる。
【００１３】ここで、上記パワースペクトル算出手段で
は、上記変換手段からの入力信号のスペクトルに、上記
変換手段からの出力信号のスペクトルを乗算して帯域毎
のクロススペクトルを算出することにより、伝達関数の
測定を高精度に行うことができる。
は、上記変換手段からの入力信号のスペクトルに、上記
変換手段からの出力信号のスペクトルを乗算して帯域毎
のクロススペクトルを算出することにより、伝達関数の
測定を高精度に行うことができる。
【００１４】また、上記直交変換手段における直交変換
処理を複数回繰り返して行い、上記パワースペクトル算
出手段では、上記直交変換手段からの複数の入力信号及
び出力信号のスペクトルを用いて複数の入力信号及び出
力信号のパワースペクトル、及びクロススペクトルを算
出し、これら複数の入力信号及び出力信号のパワースペ
クトル、及びクロススペクトルを用いて入力信号及び出
力信号のパワースペクトルの平均値及びクロススペクト
ルの平均値を求め、上記伝達特性算出手段では上記入力
信号のパワースペクトルの平均値と上記クロススペクト
ルの平均値とを用いて上記被測定物の伝達特性を算出す
ることにより、求める伝達関数の信頼性を高めることが
できる。
処理を複数回繰り返して行い、上記パワースペクトル算
出手段では、上記直交変換手段からの複数の入力信号及
び出力信号のスペクトルを用いて複数の入力信号及び出
力信号のパワースペクトル、及びクロススペクトルを算
出し、これら複数の入力信号及び出力信号のパワースペ
クトル、及びクロススペクトルを用いて入力信号及び出
力信号のパワースペクトルの平均値及びクロススペクト
ルの平均値を求め、上記伝達特性算出手段では上記入力
信号のパワースペクトルの平均値と上記クロススペクト
ルの平均値とを用いて上記被測定物の伝達特性を算出す
ることにより、求める伝達関数の信頼性を高めることが
できる。
【００１５】さらに、上記入力信号及び出力信号のパワ
ースペクトルの平均値と上記クロススペクトルの平均値
とを用いてコヒーレンスの値を計算するコヒーレンス算
出手段を有し、上記判別手段では上記入力信号のパワー
スペクトルの平均値のレベルと上記コヒーレンス算出手
段からのコーレンスの値とが一定値以上であるか否かを
判別することにより、信頼性の高い測定結果を伝達関数
として得ることができる。
ースペクトルの平均値と上記クロススペクトルの平均値
とを用いてコヒーレンスの値を計算するコヒーレンス算
出手段を有し、上記判別手段では上記入力信号のパワー
スペクトルの平均値のレベルと上記コヒーレンス算出手
段からのコーレンスの値とが一定値以上であるか否かを
判別することにより、信頼性の高い測定結果を伝達関数
として得ることができる。
【００１６】
【実施例】以下、本発明の好ましい実施例について、図
面を参照しながら説明する。図１には、本発明に係る伝
達関数測定装置を用いたシステムの構成を示す。
面を参照しながら説明する。図１には、本発明に係る伝
達関数測定装置を用いたシステムの構成を示す。
【００１７】この図１のパーソナルコンピュータ等の情
報処理装置６３は、ｃｈ１、ｃｈ２の２チャンネル分の
アナログ音声入力端子及びこの２チャンネルのアナログ
音声入力端子毎に、入力される音声信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器を
備えている。また、この情報処理装置６３には、伝達関
数の測定結果を表示するためのＣＲＴ（陰極線管）モニ
タ等の表示装置６４が接続されている。
報処理装置６３は、ｃｈ１、ｃｈ２の２チャンネル分の
アナログ音声入力端子及びこの２チャンネルのアナログ
音声入力端子毎に、入力される音声信号をディジタル信
号に変換するＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）変換器を
備えている。また、この情報処理装置６３には、伝達関
数の測定結果を表示するためのＣＲＴ（陰極線管）モニ
タ等の表示装置６４が接続されている。
【００１８】入力端子６１から入力される入力信号は、
被測定物６２に供給されると共に、情報処理装置６３の
ｃｈ１で示すアナログ音声入力端子に入力される。ま
た、被測定物６２からの出力信号は、情報処理装置６３
のｃｈ２で示すアナログ音声入力端子に入力されると共
に、出力信号端子６５から出力される。
被測定物６２に供給されると共に、情報処理装置６３の
ｃｈ１で示すアナログ音声入力端子に入力される。ま
た、被測定物６２からの出力信号は、情報処理装置６３
のｃｈ２で示すアナログ音声入力端子に入力されると共
に、出力信号端子６５から出力される。
【００１９】上記情報処理装置６３では、入力された２
チャンネルのアナログ音声信号を用いて伝達関数を計算
し、振幅及び位相等の特性を接続された表示装置６４上
に表示する。
チャンネルのアナログ音声信号を用いて伝達関数を計算
し、振幅及び位相等の特性を接続された表示装置６４上
に表示する。
【００２０】また、図２は伝達関数測定装置に用いる信
号を示すものであり、例えば入力信号ｘ（ｔ）が被測定
物１に供給されると共に、入力ＩＮ1 の信号として入力
端子２に出力される。また、上記被測定物１から出力さ
れる、上記入力信号ｘ（ｔ）に対応する出力信号ｙ
（ｔ）は、入力ＩＮ2 の信号として入力端子３に出力さ
れる。伝達関数測定装置では、上記入力端子２、３に出
力される入力信号ｘ（ｔ）及び出力信号ｙ（ｔ）を用い
て被測定物の伝達関数を測定する。
号を示すものであり、例えば入力信号ｘ（ｔ）が被測定
物１に供給されると共に、入力ＩＮ1 の信号として入力
端子２に出力される。また、上記被測定物１から出力さ
れる、上記入力信号ｘ（ｔ）に対応する出力信号ｙ
（ｔ）は、入力ＩＮ2 の信号として入力端子３に出力さ
れる。伝達関数測定装置では、上記入力端子２、３に出
力される入力信号ｘ（ｔ）及び出力信号ｙ（ｔ）を用い
て被測定物の伝達関数を測定する。
【００２１】次に、伝達関数測定装置の概略的な構成を
図３に示し、以下に説明する。
図３に示し、以下に説明する。
【００２２】ここで、伝達関数の測定に必要な音声信号
のサンプル数は、後述する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
のポイント数、分割する帯域数、及び、後述するパワー
スペクトル及びクロススペクトルの平均する回数を用い
て算出される。例えば、上記伝達関数の測定に必要なサ
ンプル数をＳ、高速フーリエ変換のポイント数をＰ、分
割する帯域数をＭ、及び平均する回数をＮとする場合に
は、上記伝達関数の測定に必要なサンプル数Ｓは以下の
（１）式で表される。
のサンプル数は、後述する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）
のポイント数、分割する帯域数、及び、後述するパワー
スペクトル及びクロススペクトルの平均する回数を用い
て算出される。例えば、上記伝達関数の測定に必要なサ
ンプル数をＳ、高速フーリエ変換のポイント数をＰ、分
割する帯域数をＭ、及び平均する回数をＮとする場合に
は、上記伝達関数の測定に必要なサンプル数Ｓは以下の
（１）式で表される。
【００２３】Ｓ＝Ｐ×２M ×Ｎ ・・・（１） 具体的には、高速フーリエ変換のポイント数Ｐが５１
２、分割帯域数Ｍが７、平均する回数Ｎが１０のときに
は、サンプル数Ｓは、 ５１２×２7 ×１０＝６５５３６０ の値となる。
２、分割帯域数Ｍが７、平均する回数Ｎが１０のときに
は、サンプル数Ｓは、 ５１２×２7 ×１０＝６５５３６０ の値となる。
【００２４】図２に示すように、２チャンネルの入力端
子２、３に入力された入力信号及び出力信号のアナログ
音声信号は、それぞれディジタル変換された後、図３の
帯域分割処理回路１０、２０に入力ＩＮ1 の信号及び入
力ＩＮ2 の信号としてそれぞれ入力される。ここで、入
力ＩＮ1 の信号に対して入力ＩＮ2 の信号が高速フーリ
エ変換のポイント数の範囲を越えて遅延している場合を
考慮して、入力ＩＮ2の信号としてはそのまま信号デー
タの先頭から取り出し、入力ＩＮ1 の信号としては補正
分の信号データの先頭から遅延させて取り出す。
子２、３に入力された入力信号及び出力信号のアナログ
音声信号は、それぞれディジタル変換された後、図３の
帯域分割処理回路１０、２０に入力ＩＮ1 の信号及び入
力ＩＮ2 の信号としてそれぞれ入力される。ここで、入
力ＩＮ1 の信号に対して入力ＩＮ2 の信号が高速フーリ
エ変換のポイント数の範囲を越えて遅延している場合を
考慮して、入力ＩＮ2の信号としてはそのまま信号デー
タの先頭から取り出し、入力ＩＮ1 の信号としては補正
分の信号データの先頭から遅延させて取り出す。
【００２５】上記帯域分割処理回路１０、２０では、入
力された信号のサンプリング周波数ＦＳに対して必要な
帯域の数だけダウンサンプリング処理を繰り返し行うこ
とにより帯域分割処理が実行される。具体的には、ダウ
ンサンプリング処理を施すデータを直線位相の有限長イ
ンパルス応答（ＦＩＲ:finite impulse response) フィ
ルタであるローパスフィルタに通し、２個のデータから
１個のデータを抜き取るようにその出力を間引くことに
よってダウンサンプリング処理が行われる。
力された信号のサンプリング周波数ＦＳに対して必要な
帯域の数だけダウンサンプリング処理を繰り返し行うこ
とにより帯域分割処理が実行される。具体的には、ダウ
ンサンプリング処理を施すデータを直線位相の有限長イ
ンパルス応答（ＦＩＲ:finite impulse response) フィ
ルタであるローパスフィルタに通し、２個のデータから
１個のデータを抜き取るようにその出力を間引くことに
よってダウンサンプリング処理が行われる。
【００２６】ここで、ダウンサンプリング処理で用いら
れる理想的なローパスフィルタの特性は、フィルタの動
作クロック周波数をｆCLとするとき図４に示すものとな
るが、これを直線位相ＦＩＲフィルタで実現する場合に
はＦＩＲフィルタの係数のタップ数が莫大になってしま
い、処理時間を短縮することができない。そこで、少な
いタップ数のＦＩＲフィルタを用いてローパスフィルタ
を実現するために、フィルタの動作クロック周波数をｆ
CLとすると、図５に示すように、周波数帯域ｆCL／８ま
で平坦で、ｆCL／８〜ｆCL／４を過渡域、ｆCL／４〜ｆ
CL／２を阻止域とする特性のＦＩＲフィルタを用いるよ
うにする。そして、ｆCL／８以下のデータにダウンサン
プリング処理を施した後に、データとして用いる。
れる理想的なローパスフィルタの特性は、フィルタの動
作クロック周波数をｆCLとするとき図４に示すものとな
るが、これを直線位相ＦＩＲフィルタで実現する場合に
はＦＩＲフィルタの係数のタップ数が莫大になってしま
い、処理時間を短縮することができない。そこで、少な
いタップ数のＦＩＲフィルタを用いてローパスフィルタ
を実現するために、フィルタの動作クロック周波数をｆ
CLとすると、図５に示すように、周波数帯域ｆCL／８ま
で平坦で、ｆCL／８〜ｆCL／４を過渡域、ｆCL／４〜ｆ
CL／２を阻止域とする特性のＦＩＲフィルタを用いるよ
うにする。そして、ｆCL／８以下のデータにダウンサン
プリング処理を施した後に、データとして用いる。
【００２７】上記直線位相ＦＩＲフィルタの係数のタッ
プ数を２８としたときの各タップの値を表１に示すもの
とするとき、この２８タップ直線位相ＦＩＲフィルタの
振幅特性は図６に示すものとなる。
プ数を２８としたときの各タップの値を表１に示すもの
とするとき、この２８タップ直線位相ＦＩＲフィルタの
振幅特性は図６に示すものとなる。
【００２８】
【表１】
【００２９】図７は、例えば分割する帯域数を７とする
ときの各帯域の測定区間を具体的に示すものであり、元
のサンプリング周波数をｆs とすると、帯域Ｄ1 の測定
区間はｆs ／２〜ｆs ／８、帯域Ｄ2 の測定区間はｆs
／８〜ｆs ／１６、帯域Ｄ3の測定区間はｆs ／１６〜
ｆs ／３２、帯域Ｄ4 の測定区間はｆs ／３２〜ｆs／
６４、帯域Ｄ5 の測定区間はｆs ／６４〜ｆs ／１２
８、帯域Ｄ6 の測定区間はｆs ／１２８〜ｆs ／２５
６、帯域Ｄ7 の測定区間はｆs ／２５６〜０となる。
ときの各帯域の測定区間を具体的に示すものであり、元
のサンプリング周波数をｆs とすると、帯域Ｄ1 の測定
区間はｆs ／２〜ｆs ／８、帯域Ｄ2 の測定区間はｆs
／８〜ｆs ／１６、帯域Ｄ3の測定区間はｆs ／１６〜
ｆs ／３２、帯域Ｄ4 の測定区間はｆs ／３２〜ｆs／
６４、帯域Ｄ5 の測定区間はｆs ／６４〜ｆs ／１２
８、帯域Ｄ6 の測定区間はｆs ／１２８〜ｆs ／２５
６、帯域Ｄ7 の測定区間はｆs ／２５６〜０となる。
【００３０】また、上述のように帯域数を７とし、ＦＦ
Ｔのポイント数を１０２４とするときの具体的なダウン
サンプリング処理手順を図８に示す。
Ｔのポイント数を１０２４とするときの具体的なダウン
サンプリング処理手順を図８に示す。
【００３１】先ず、１０２４×６４個の時系列データ
が、ＦＦＴ５０に送られると共に、ダウンサンプリング
処理回路４１に入力される。このＦＦＴ５０は、１０６
４×６４個の時系列データの内の任意の位置の連続する
１０２４サンプルを取り出して１０２４ポイント高速フ
ーリエ変換処理を施すものである。以下に示すＦＦＴ５
１、５２、５３、５４、５５、５５もＦＦＴ５０と同様
にして、入力される時系列データの内の任意の位置の連
続する１０２４サンプルを取り出して１０２４ポイント
高速フーリエ変換処理を施すものである。
が、ＦＦＴ５０に送られると共に、ダウンサンプリング
処理回路４１に入力される。このＦＦＴ５０は、１０６
４×６４個の時系列データの内の任意の位置の連続する
１０２４サンプルを取り出して１０２４ポイント高速フ
ーリエ変換処理を施すものである。以下に示すＦＦＴ５
１、５２、５３、５４、５５、５５もＦＦＴ５０と同様
にして、入力される時系列データの内の任意の位置の連
続する１０２４サンプルを取り出して１０２４ポイント
高速フーリエ変換処理を施すものである。
【００３２】上記ダウンサンプリング処理回路４１内の
ＦＩＲフィルタ４１ａは動作クロック周波数ｆCL＝ｆs
で動作しており、入力された１０２４×６４個の時系列
データはＦＩＲフィルタ４１ａに通された後に間引き処
理回路４１ｂで間引き処理されることによりクロック周
波数がｆs ／２とされ、ダウンサンプリング処理回路４
１からは１０２４×３２個の時系列データが出力され
る。この時系列データはＦＦＴ５１に送られると共に、
ダウンサンプリング処理回路４２に入力される。
ＦＩＲフィルタ４１ａは動作クロック周波数ｆCL＝ｆs
で動作しており、入力された１０２４×６４個の時系列
データはＦＩＲフィルタ４１ａに通された後に間引き処
理回路４１ｂで間引き処理されることによりクロック周
波数がｆs ／２とされ、ダウンサンプリング処理回路４
１からは１０２４×３２個の時系列データが出力され
る。この時系列データはＦＦＴ５１に送られると共に、
ダウンサンプリング処理回路４２に入力される。
【００３３】このダウンサンプリング処理回路４２で
は、入力された１０２４×３２個の時系列データが動作
クロック周波数ｆCL＝ｆs ／２で動作するＦＩＲフィル
タ４２ａに通された後に間引き処理回路４２ｂで間引き
処理が施されることによりクロック周波数がｆs ／４と
され、ダウンサンプリング処理回路４２からは１０２４
×１６個の時系列データが出力される。この時系列デー
タはＦＦＴ５２に送られると共に、ダウンサンプリング
処理回路４３に入力される。
は、入力された１０２４×３２個の時系列データが動作
クロック周波数ｆCL＝ｆs ／２で動作するＦＩＲフィル
タ４２ａに通された後に間引き処理回路４２ｂで間引き
処理が施されることによりクロック周波数がｆs ／４と
され、ダウンサンプリング処理回路４２からは１０２４
×１６個の時系列データが出力される。この時系列デー
タはＦＦＴ５２に送られると共に、ダウンサンプリング
処理回路４３に入力される。
【００３４】このダウンサンプリング処理回路４３で
は、入力された１０２４×１６個の時系列データが動作
クロック周波数ｆCL＝ｆs ／４で動作するＦＩＲフィル
タ４３ａに通された後に間引き処理回路４３ｂで間引き
処理が施されることによりクロック周波数がｆs ／８と
され、１０２４×８個の時系列データが出力される。こ
の時系列データはＦＦＴ５３に送られると共に、ダウン
サンプリング処理回路４４に入力される。
は、入力された１０２４×１６個の時系列データが動作
クロック周波数ｆCL＝ｆs ／４で動作するＦＩＲフィル
タ４３ａに通された後に間引き処理回路４３ｂで間引き
処理が施されることによりクロック周波数がｆs ／８と
され、１０２４×８個の時系列データが出力される。こ
の時系列データはＦＦＴ５３に送られると共に、ダウン
サンプリング処理回路４４に入力される。
【００３５】このダウンサンプリング処理回路４４で
は、入力された１０２４×８個の時系列データが動作ク
ロック周波数ｆCL＝ｆs ／８で動作するＦＩＲフィルタ
４４ａに通された後に間引き処理回路４４ｂで間引き処
理が施されることによりクロック周波数がｆs ／１６と
され、１０２４×４個の時系列データが出力される。こ
の時系列データはＦＦＴ５４に送られると共に、ダウン
サンプリング処理回路４５に入力される。
は、入力された１０２４×８個の時系列データが動作ク
ロック周波数ｆCL＝ｆs ／８で動作するＦＩＲフィルタ
４４ａに通された後に間引き処理回路４４ｂで間引き処
理が施されることによりクロック周波数がｆs ／１６と
され、１０２４×４個の時系列データが出力される。こ
の時系列データはＦＦＴ５４に送られると共に、ダウン
サンプリング処理回路４５に入力される。
【００３６】このダウンサンプリング処理回路４５で
は、入力された１０２４×４個の時系列データが動作ク
ロック周波数ｆCL＝ｆs ／１６で動作するＦＩＲフィル
タ４５ａに通された後に間引き処理回路４５ｂで間引き
処理が施されることによりクロック周波数がｆs ／３２
とされ、１０２４×２個の時系列データが出力される。
この時系列データはＦＦＴ５５に送られると共に、ダウ
ンサンプリング処理回路４６に入力される。
は、入力された１０２４×４個の時系列データが動作ク
ロック周波数ｆCL＝ｆs ／１６で動作するＦＩＲフィル
タ４５ａに通された後に間引き処理回路４５ｂで間引き
処理が施されることによりクロック周波数がｆs ／３２
とされ、１０２４×２個の時系列データが出力される。
この時系列データはＦＦＴ５５に送られると共に、ダウ
ンサンプリング処理回路４６に入力される。
【００３７】このダウンサンプリング処理回路４６で
は、入力された１０２４×２個の時系列データが動作ク
ロック周波数ｆCL＝ｆs ／３２で動作するＦＩＲフィル
タ４６ａに通された後に間引き処理回路４６ｂで間引き
処理が施されることによりクロック周波数がｆs ／６４
とされ、１０２４個の時系列データが出力される。この
時系列データはＦＦＴ５６に送られる。このＦＦＴ５６
では周波数ｆs ／６４の１０２４サンプルに高速フーリ
エ変換処理を施す。
は、入力された１０２４×２個の時系列データが動作ク
ロック周波数ｆCL＝ｆs ／３２で動作するＦＩＲフィル
タ４６ａに通された後に間引き処理回路４６ｂで間引き
処理が施されることによりクロック周波数がｆs ／６４
とされ、１０２４個の時系列データが出力される。この
時系列データはＦＦＴ５６に送られる。このＦＦＴ５６
では周波数ｆs ／６４の１０２４サンプルに高速フーリ
エ変換処理を施す。
【００３８】このようにして、入力ＩＮ1 からの信号及
び入力ＩＮ2 からの信号のサンプリング周波数はそれぞ
れ７つの帯域に分割されて、それぞれの帯域に対応する
データが取り出される。
び入力ＩＮ2 からの信号のサンプリング周波数はそれぞ
れ７つの帯域に分割されて、それぞれの帯域に対応する
データが取り出される。
【００３９】上記帯域毎に分割された入力ＩＮ1 の信号
は、各帯域毎に信号切換器１１で切換選択されて乗算器
１３に出力されると共に、この信号切換器１１で切換選
択された信号の帯域に対応する帯域の信号が、信号切換
器２１で切換選択されて乗算器２３に出力される。上記
信号切換器１１、２１は、平均する回数Ｎの切換を行う
ことができるものである。
は、各帯域毎に信号切換器１１で切換選択されて乗算器
１３に出力されると共に、この信号切換器１１で切換選
択された信号の帯域に対応する帯域の信号が、信号切換
器２１で切換選択されて乗算器２３に出力される。上記
信号切換器１１、２１は、平均する回数Ｎの切換を行う
ことができるものである。
【００４０】ここで、上記帯域分割処理回路１０、２０
においては、所定の切り出し区間において標本化された
所定のサンプル数の音声波形を切り出しており、この音
声波形の切り出しの際には、切り出し区間の両端に急激
な変化が起こらないようにすると共に、スペクトル領域
では信号のスペクトルに窓関数のフーリエ変換の畳み込
み、即ち重みつき移動平均を行うために、元の波形に時
間窓を乗算する処理が必要である。よって、窓関数発生
器１２、２２からは、上記乗算器１３、２３に送られる
信号の帯域に対応する窓関数が発生されて乗算器１３、
２３に供給される。これにより、上記乗算器１３、２３
では、帯域毎の信号と窓関数とが乗算され、この乗算さ
れた信号は、それぞれＦＦＴ解析器１４、２４に送られ
る。
においては、所定の切り出し区間において標本化された
所定のサンプル数の音声波形を切り出しており、この音
声波形の切り出しの際には、切り出し区間の両端に急激
な変化が起こらないようにすると共に、スペクトル領域
では信号のスペクトルに窓関数のフーリエ変換の畳み込
み、即ち重みつき移動平均を行うために、元の波形に時
間窓を乗算する処理が必要である。よって、窓関数発生
器１２、２２からは、上記乗算器１３、２３に送られる
信号の帯域に対応する窓関数が発生されて乗算器１３、
２３に供給される。これにより、上記乗算器１３、２３
では、帯域毎の信号と窓関数とが乗算され、この乗算さ
れた信号は、それぞれＦＦＴ解析器１４、２４に送られ
る。
【００４１】上記ＦＦＴ解析器１４、２４では、送られ
た信号データに高速フーリエ変換処理を施すことによ
り、入力ＩＮ1 の信号の周波数スペクトル及び入力ＩＮ
2 の信号の周波数スペクトルが求められる。
た信号データに高速フーリエ変換処理を施すことによ
り、入力ＩＮ1 の信号の周波数スペクトル及び入力ＩＮ
2 の信号の周波数スペクトルが求められる。
【００４２】上記入力ＩＮ1 のスペクトルの複素データ
をＸ（ｋ）とするとき、この複素データＸ（ｋ）は乗算
器１６に送られると共に、複素共役変換器１５にも送ら
れる。この複素共役変換器１５では送られた複素データ
Ｘ（ｋ）が複素共役データＸ* ( ｋ）に変換されて乗算
器１６に送られ、この乗算器１６では上記ＦＦＴ解析器
１４からの複素データＸ（ｋ）と上記複素共役データＸ
* ( ｋ）とが乗算されて入力ＩＮ1 のパワースペクトル
Ｘ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）が求められ、このパワースペクトル
Ｘ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）はレジスタ３１ａに記憶される。
をＸ（ｋ）とするとき、この複素データＸ（ｋ）は乗算
器１６に送られると共に、複素共役変換器１５にも送ら
れる。この複素共役変換器１５では送られた複素データ
Ｘ（ｋ）が複素共役データＸ* ( ｋ）に変換されて乗算
器１６に送られ、この乗算器１６では上記ＦＦＴ解析器
１４からの複素データＸ（ｋ）と上記複素共役データＸ
* ( ｋ）とが乗算されて入力ＩＮ1 のパワースペクトル
Ｘ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）が求められ、このパワースペクトル
Ｘ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）はレジスタ３１ａに記憶される。
【００４３】同様にして、上記入力ＩＮ2 のスペクトル
の複素データをＹ（ｋ）とすると、この複素データＹ
（ｋ）は乗算器２６に送られると共に、複素共役変換器
２５に送られる。この複素共役変換器２５では送られた
複素データＹ（ｋ）が複素共役データＹ* ( ｋ）に変換
されて乗算器２６に送られ、この乗算器２６では上記Ｆ
ＦＴ解析器２４からの複素データＹ（ｋ）と上記複素共
役データＹ* ( ｋ）とが乗算されて入力ＩＮ2 のパワー
スペクトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）が求められ、このパワー
スペクトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）はレジスタ３１ｃに記憶
される。
の複素データをＹ（ｋ）とすると、この複素データＹ
（ｋ）は乗算器２６に送られると共に、複素共役変換器
２５に送られる。この複素共役変換器２５では送られた
複素データＹ（ｋ）が複素共役データＹ* ( ｋ）に変換
されて乗算器２６に送られ、この乗算器２６では上記Ｆ
ＦＴ解析器２４からの複素データＹ（ｋ）と上記複素共
役データＹ* ( ｋ）とが乗算されて入力ＩＮ2 のパワー
スペクトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）が求められ、このパワー
スペクトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）はレジスタ３１ｃに記憶
される。
【００４４】また、上記複素共役変換器１５から出力さ
れる入力ＩＮ1 のスペクトルの複素共役データＸ* (
ｋ）と上記ＦＦＴ解析器２４から出力される入力ＩＮ2
のスペクトルの複素データＹ（ｋ）とは乗算器１７で乗
算されて、クロススペクトルＸ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）が求め
られ、このクロススペクトルＸ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）はレジ
スタ３１ｂに記憶される。
れる入力ＩＮ1 のスペクトルの複素共役データＸ* (
ｋ）と上記ＦＦＴ解析器２４から出力される入力ＩＮ2
のスペクトルの複素データＹ（ｋ）とは乗算器１７で乗
算されて、クロススペクトルＸ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）が求め
られ、このクロススペクトルＸ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）はレジ
スタ３１ｂに記憶される。
【００４５】ここで、上記レジスタ３１ａ、３１ｂ、３
１ｃは、上記平均する回数Ｎに対応してＮ個から成るも
のであり、上記帯域処理回路１０、２０からのデータを
信号切換器１１、２１をＮ回切り換えることにより出力
されるデータをそれぞれ用いてＮ個の入力ＩＮ1 のパワ
ースペクトルＸ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）、入力ＩＮ2 のパワー
スペクトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）、及びクロススペクトル
Ｘ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）をそれぞれ記憶するものである。
１ｃは、上記平均する回数Ｎに対応してＮ個から成るも
のであり、上記帯域処理回路１０、２０からのデータを
信号切換器１１、２１をＮ回切り換えることにより出力
されるデータをそれぞれ用いてＮ個の入力ＩＮ1 のパワ
ースペクトルＸ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）、入力ＩＮ2 のパワー
スペクトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）、及びクロススペクトル
Ｘ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）をそれぞれ記憶するものである。
【００４６】この後、上記レジスタ３１ａ、３１ｂ、３
１ｃにそれぞれ記憶されたＮ個の入力ＩＮ1 のパワース
ペクトルＸ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）、入力ＩＮ2 のパワースペ
クトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）、及びクロススペクトルＸ*
( ｋ）Ｙ（ｋ）は、平均値化回路３２ａ、３２ｂ、３２
ｃにおいてそれぞれ平均値が求められる。
１ｃにそれぞれ記憶されたＮ個の入力ＩＮ1 のパワース
ペクトルＸ* ( ｋ）Ｘ（ｋ）、入力ＩＮ2 のパワースペ
クトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）、及びクロススペクトルＸ*
( ｋ）Ｙ（ｋ）は、平均値化回路３２ａ、３２ｂ、３２
ｃにおいてそれぞれ平均値が求められる。
【００４７】上記入力ＩＮ1 のパワースペクトルＸ* (
ｋ）Ｘ（ｋ）の平均値をＰ1 （ｋ）、入力ＩＮ2 のパワ
ースペクトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）の平均値をＰ
2 （ｋ）、クロススペクトルＸ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）の平均
値をＣ（ｋ）とすると、入力ＩＮ1 のパワースペクトル
の平均値Ｐ1 （ｋ）は（２）式で表され、入力ＩＮ2 の
パワースペクトルの平均値Ｐ2 （ｋ）は（３）式で表さ
れ、クロススペクトルの平均値Ｃ（ｋ）は（４）式で表
される。
ｋ）Ｘ（ｋ）の平均値をＰ1 （ｋ）、入力ＩＮ2 のパワ
ースペクトルＹ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）の平均値をＰ
2 （ｋ）、クロススペクトルＸ* ( ｋ）Ｙ（ｋ）の平均
値をＣ（ｋ）とすると、入力ＩＮ1 のパワースペクトル
の平均値Ｐ1 （ｋ）は（２）式で表され、入力ＩＮ2 の
パワースペクトルの平均値Ｐ2 （ｋ）は（３）式で表さ
れ、クロススペクトルの平均値Ｃ（ｋ）は（４）式で表
される。
【００４８】
【数１】
【００４９】
【数２】
【００５０】
【数３】
【００５１】さらに、上記入力ＩＮ1 のパワースペクト
ルの平均値、入力ＩＮ2 のパワースペクトルの平均値、
及びクロススペクトルの平均値は、表２に示すように、
各帯域の測定に用いる周波数区間について、それぞれ計
算される。
ルの平均値、入力ＩＮ2 のパワースペクトルの平均値、
及びクロススペクトルの平均値は、表２に示すように、
各帯域の測定に用いる周波数区間について、それぞれ計
算される。
【００５２】
【表２】
【００５３】尚、各帯域ＤにおけるＡは、元のダウンサ
ンプリング周波数ｆs に対する比率を示し、Ｂは実際に
測定される周波数を示すものであり、例えば帯域Ｄ2 に
おいては、Ａに示す範囲１／８〜１／４はダウンサンプ
リング周波数ｆs ／２に対する比率を示すものであり、
実際の測定データの周波数区間はＢに示す範囲ｆs ／１
６〜ｆs ／８で示されるものとなる。また、例えば図８
のダウンサンプリング処理回路４１内のＦＩＲフィルタ
４１ａの周波数特性が図５に示すものであるとき、この
ＦＩＲフィルタ４１ａの動作クロック周波数はｆs であ
るため、表２のＢに示すように、帯域Ｄ2 として実際に
取り出されるデータの周波数範囲ｆs ／１６〜ｆs ／８
は、図５の周波数特性曲線の平坦部に対応している。
ンプリング周波数ｆs に対する比率を示し、Ｂは実際に
測定される周波数を示すものであり、例えば帯域Ｄ2 に
おいては、Ａに示す範囲１／８〜１／４はダウンサンプ
リング周波数ｆs ／２に対する比率を示すものであり、
実際の測定データの周波数区間はＢに示す範囲ｆs ／１
６〜ｆs ／８で示されるものとなる。また、例えば図８
のダウンサンプリング処理回路４１内のＦＩＲフィルタ
４１ａの周波数特性が図５に示すものであるとき、この
ＦＩＲフィルタ４１ａの動作クロック周波数はｆs であ
るため、表２のＢに示すように、帯域Ｄ2 として実際に
取り出されるデータの周波数範囲ｆs ／１６〜ｆs ／８
は、図５の周波数特性曲線の平坦部に対応している。
【００５４】上記入力ＩＮ1 のパワースペクトルの平均
値Ｐ1 （ｋ）及びクロススペクトルの平均値Ｃ（ｋ）
は、伝達関数演算器３５に送られ、この伝達関数演算器
３５において被測定物の伝達関数Ｈ（ｋ）が計算され
る。具体的には、振幅及び位相が伝達関数として計算さ
れる。この伝達関数の値は出力端子３９から出力され
る。
値Ｐ1 （ｋ）及びクロススペクトルの平均値Ｃ（ｋ）
は、伝達関数演算器３５に送られ、この伝達関数演算器
３５において被測定物の伝達関数Ｈ（ｋ）が計算され
る。具体的には、振幅及び位相が伝達関数として計算さ
れる。この伝達関数の値は出力端子３９から出力され
る。
【００５５】振幅及び位相を含めた伝達関数Ｈ（ｋ）は
以下の（５）式で表され、振幅のみの伝達関数Ｈ（ｋ）
は以下の（６）式で表される。
以下の（５）式で表され、振幅のみの伝達関数Ｈ（ｋ）
は以下の（６）式で表される。
【００５６】
【数４】
【００５７】
【数５】
【００５８】また、上記入力ＩＮ1 のパワースペクトル
の平均値Ｐ1 （ｋ）、入力ＩＮ2 のパワースペクトルの
平均値Ｐ2 （ｋ）、及びクロススペクトルの平均値Ｃ
（ｋ）は、コヒーレンス演算器３４に送られる。
の平均値Ｐ1 （ｋ）、入力ＩＮ2 のパワースペクトルの
平均値Ｐ2 （ｋ）、及びクロススペクトルの平均値Ｃ
（ｋ）は、コヒーレンス演算器３４に送られる。
【００５９】尚、上記平均値化回路３２ｂで求められた
クロススペクトルの平均値Ｃ（ｋ）は、複素共役変換器
３３に送られてクロススペクトルの平均値Ｃ（ｋ）の複
素共役データＣ* ( ｋ）が求められており、このクロス
スペクトルの平均値Ｃ（ｋ）の複素共役データＣ* (
ｋ）もコヒーレンス演算器３４に送られる。
クロススペクトルの平均値Ｃ（ｋ）は、複素共役変換器
３３に送られてクロススペクトルの平均値Ｃ（ｋ）の複
素共役データＣ* ( ｋ）が求められており、このクロス
スペクトルの平均値Ｃ（ｋ）の複素共役データＣ* (
ｋ）もコヒーレンス演算器３４に送られる。
【００６０】上記コヒーレンス演算器３４では、上記入
力ＩＮ1 のパワースペクトルの平均値Ｐ1 （ｋ）、入力
ＩＮ2 のパワースペクトルの平均値Ｐ2 （ｋ）、クロス
スペクトルの平均値Ｃ（ｋ）、及びクロススペクトルの
平均値Ｃ（ｋ）の複素共役データＣ* ( ｋ）を用いて、
互いに干渉する光波の性質である干渉性いわゆるコヒー
レンスが求められる。このコヒーレンスをｒとすると、
コヒーレンスｒは以下の（７）式で表される。
力ＩＮ1 のパワースペクトルの平均値Ｐ1 （ｋ）、入力
ＩＮ2 のパワースペクトルの平均値Ｐ2 （ｋ）、クロス
スペクトルの平均値Ｃ（ｋ）、及びクロススペクトルの
平均値Ｃ（ｋ）の複素共役データＣ* ( ｋ）を用いて、
互いに干渉する光波の性質である干渉性いわゆるコヒー
レンスが求められる。このコヒーレンスをｒとすると、
コヒーレンスｒは以下の（７）式で表される。
【００６１】
【数６】
【００６２】尚、上記伝達関数及びコヒーレンスの値
も、表２に示すように、各帯域の測定に用いる周波数区
間について、それぞれ計算される。
も、表２に示すように、各帯域の測定に用いる周波数区
間について、それぞれ計算される。
【００６３】このように、各帯域で、測定に用いる区間
のみの各スペクトル、伝達関数、コヒーレンスを計算す
ることによって、処理時間を低減することができる。
のみの各スペクトル、伝達関数、コヒーレンスを計算す
ることによって、処理時間を低減することができる。
【００６４】そして、ＣＲＴモニタ等の表示装置上に、
一つの周波数特性として、図７に示した各帯域毎にデー
タを表示する。
一つの周波数特性として、図７に示した各帯域毎にデー
タを表示する。
【００６５】ここで、各データのポイントにおいて、入
力ＩＮ1 の信号のパワースペクトルの平均値のレベルと
コヒーレンスの値とが一定値以上である場合の周波数成
分の伝達特性のみを測定結果として表示されたデータを
更新する。例えば比較器３６によってコヒーレンスの値
が０．８以上であるか否かを判別して、コヒーレンスの
値が０．８以下であればコヒーレンスの値を出力端子３
７から出力して表示データはそのままとし、０．８以上
であればコヒーレンスの値を出力端子３８から出力して
表示データを更新する。
力ＩＮ1 の信号のパワースペクトルの平均値のレベルと
コヒーレンスの値とが一定値以上である場合の周波数成
分の伝達特性のみを測定結果として表示されたデータを
更新する。例えば比較器３６によってコヒーレンスの値
が０．８以上であるか否かを判別して、コヒーレンスの
値が０．８以下であればコヒーレンスの値を出力端子３
７から出力して表示データはそのままとし、０．８以上
であればコヒーレンスの値を出力端子３８から出力して
表示データを更新する。
【００６６】尚、さらに伝達関数測定が継続されている
ならば、再び入力ＩＮ1 及び入力ＩＮ2 の信号を取り込
んで、上述の計算処理を繰り返す。
ならば、再び入力ＩＮ1 及び入力ＩＮ2 の信号を取り込
んで、上述の計算処理を繰り返す。
【００６７】次に、図９に示す伝達関数測定装置におけ
る測定手順のフローチャートを用いて、伝達関数の測定
手順について以下に説明する。
る測定手順のフローチャートを用いて、伝達関数の測定
手順について以下に説明する。
【００６８】先ず、ステップＳ１で、入力ＩＮ1 及び入
力ＩＮ2 からのアナログ音声信号を取り込んでディジタ
ル変換し、このディジタル信号から伝達関数測定に必要
なサンプル数を取り出す。この取り出されたディジタル
信号は、ステップＳ２で、必要な帯域の数に応じたダウ
ンサンプリング処理が繰り返し行われて帯域分割処理が
施される。例えば、７帯域に分割するときにはダウンサ
ンプリング処理を６回行う。この分割された帯域毎に以
下のステップＳ３〜Ｓ１１までの処理を行う。
力ＩＮ2 からのアナログ音声信号を取り込んでディジタ
ル変換し、このディジタル信号から伝達関数測定に必要
なサンプル数を取り出す。この取り出されたディジタル
信号は、ステップＳ２で、必要な帯域の数に応じたダウ
ンサンプリング処理が繰り返し行われて帯域分割処理が
施される。例えば、７帯域に分割するときにはダウンサ
ンプリング処理を６回行う。この分割された帯域毎に以
下のステップＳ３〜Ｓ１１までの処理を行う。
【００６９】先ず、ステップＳ３では、１つの帯域の入
力ＩＮ1 の信号に窓関数を乗算し、この出力にＦＦＴ処
理を施して入力ＩＮ1 の信号の周波数スペクトルを求
め、また、ステップＳ４で、入力ＩＮ2 の信号に窓関数
を乗算し、この出力にＦＦＴ処理を施して入力ＩＮ2 の
信号の周波数スペクトルを求める。そして、ステップＳ
５で、入力ＩＮ1 の信号のスペクトルを用いてパワース
ペクトルを算出し、また、ステップＳ６で、入力ＩＮ2
の信号のスペクトルを用いてパワースペクトルを算出
し、さらに、ステップＳ７で、上記算出された入力ＩＮ
1 のパワースペクトルと入力ＩＮ2 のパワースペクトル
とを用いてクロススペクトルを算出する。
力ＩＮ1 の信号に窓関数を乗算し、この出力にＦＦＴ処
理を施して入力ＩＮ1 の信号の周波数スペクトルを求
め、また、ステップＳ４で、入力ＩＮ2 の信号に窓関数
を乗算し、この出力にＦＦＴ処理を施して入力ＩＮ2 の
信号の周波数スペクトルを求める。そして、ステップＳ
５で、入力ＩＮ1 の信号のスペクトルを用いてパワース
ペクトルを算出し、また、ステップＳ６で、入力ＩＮ2
の信号のスペクトルを用いてパワースペクトルを算出
し、さらに、ステップＳ７で、上記算出された入力ＩＮ
1 のパワースペクトルと入力ＩＮ2 のパワースペクトル
とを用いてクロススペクトルを算出する。
【００７０】さらに、上記ステップＳ３〜Ｓ７までの操
作を平均する回数分だけ行い、入力ＩＮ1 及び入力ＩＮ
2 のパワースペクトル、及びクロススペクトルのそれぞ
れの値を平均する回数分だけ求める。
作を平均する回数分だけ行い、入力ＩＮ1 及び入力ＩＮ
2 のパワースペクトル、及びクロススペクトルのそれぞ
れの値を平均する回数分だけ求める。
【００７１】この後、ステップＳ９において、上記求め
られた入力ＩＮ1 のパワースペクトル、入力ＩＮ2 のパ
ワースペクトル、及びクロススペクトルについてそれぞ
れ求められた平均する回数分の値を用いて、入力ＩＮ1
のパワースペクトル、入力ＩＮ2 のパワースペクトル、
及びクロススペクトルの平均値をそれぞれ算出する。
られた入力ＩＮ1 のパワースペクトル、入力ＩＮ2 のパ
ワースペクトル、及びクロススペクトルについてそれぞ
れ求められた平均する回数分の値を用いて、入力ＩＮ1
のパワースペクトル、入力ＩＮ2 のパワースペクトル、
及びクロススペクトルの平均値をそれぞれ算出する。
【００７２】そして、ステップＳ１０で、入力ＩＮ1 の
パワースペクトル、入力ＩＮ2 のパワースペクトル、及
びクロススペクトルの平均値を用いてコヒーレンスの値
を求める。また、入力ＩＮ1 のパワースペクトル及びク
ロススペクトルの平均値を用いて伝達関数を算出する。
パワースペクトル、入力ＩＮ2 のパワースペクトル、及
びクロススペクトルの平均値を用いてコヒーレンスの値
を求める。また、入力ＩＮ1 のパワースペクトル及びク
ロススペクトルの平均値を用いて伝達関数を算出する。
【００７３】このように、上記ステップＳ３〜Ｓ１１ま
での処理を各帯域について行い、各帯域毎のコヒーレン
ス値及び伝達関数を求める。
での処理を各帯域について行い、各帯域毎のコヒーレン
ス値及び伝達関数を求める。
【００７４】さらに、ステップＳ１２で、上記求めたコ
ヒーレンス値及び伝達関数を、例えば一つのグラフとし
て表示装置上に表示する。
ヒーレンス値及び伝達関数を、例えば一つのグラフとし
て表示装置上に表示する。
【００７５】また、ステップＳ１３で、各データのポイ
ントにおいて、上記コヒーレンス値が一定値以上である
か否か、具体的には０．８以上であるか否かを判別し、
０．８以下であるならば表示されたグラフ上の値を更新
せず、また、０．８以上であるならば表示されたグラフ
上の値を各ポイント毎に更新して表示するようにする。
ントにおいて、上記コヒーレンス値が一定値以上である
か否か、具体的には０．８以上であるか否かを判別し、
０．８以下であるならば表示されたグラフ上の値を更新
せず、また、０．８以上であるならば表示されたグラフ
上の値を各ポイント毎に更新して表示するようにする。
【００７６】
【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係る伝達関数測定装置は、入力信号及び出力信号に
対してローパスフィルタに通して信号データを間引くダ
ウンサンプリング処理を繰り返して行うことにより複数
の帯域に分割する帯域分割手段と、上記帯域分割手段か
らの帯域毎の入力信号及び出力信号にそれぞれ直交変換
を行う直交変換手段と、上記直交変換手段からの帯域毎
の入力信号及び出力信号のスペクトルを用いて上記入力
信号及び出力信号のパワースペクトルを帯域毎に算出す
るパワースペクトル算出手段と、上記パワースペクトル
算出手段からの入力信号のパワースペクトルを用いて被
測定物の伝達特性を帯域毎に算出する伝達特性算出手段
と、上記伝達特性算出手段からの帯域毎の伝達特性が一
定値以上であるか否かを判別する判別手段とを有して成
ることにより、各帯域で同じポイント数の直交変換を行
うので、被測定物の伝達関数の測定時の処理操作が簡単
になり、精度の高い伝達関数を得ることができる。ま
た、帯域分割処理及び各スペクトルの計算処理を効率良
く行うので、処理時間を短縮し、ハードウェアの回路構
成を削減することができる。
明に係る伝達関数測定装置は、入力信号及び出力信号に
対してローパスフィルタに通して信号データを間引くダ
ウンサンプリング処理を繰り返して行うことにより複数
の帯域に分割する帯域分割手段と、上記帯域分割手段か
らの帯域毎の入力信号及び出力信号にそれぞれ直交変換
を行う直交変換手段と、上記直交変換手段からの帯域毎
の入力信号及び出力信号のスペクトルを用いて上記入力
信号及び出力信号のパワースペクトルを帯域毎に算出す
るパワースペクトル算出手段と、上記パワースペクトル
算出手段からの入力信号のパワースペクトルを用いて被
測定物の伝達特性を帯域毎に算出する伝達特性算出手段
と、上記伝達特性算出手段からの帯域毎の伝達特性が一
定値以上であるか否かを判別する判別手段とを有して成
ることにより、各帯域で同じポイント数の直交変換を行
うので、被測定物の伝達関数の測定時の処理操作が簡単
になり、精度の高い伝達関数を得ることができる。ま
た、帯域分割処理及び各スペクトルの計算処理を効率良
く行うので、処理時間を短縮し、ハードウェアの回路構
成を削減することができる。
【００７７】ここで、上記パワースペクトル算出手段で
は、上記直交変換手段からの入力信号のスペクトルに、
上記直交変換手段からの出力信号のスペクトルを乗算し
て帯域毎のクロススペクトルを算出することにより、伝
達関数の測定を高精度に行うことができる。
は、上記直交変換手段からの入力信号のスペクトルに、
上記直交変換手段からの出力信号のスペクトルを乗算し
て帯域毎のクロススペクトルを算出することにより、伝
達関数の測定を高精度に行うことができる。
【００７８】また、上記直交変換手段における直交変換
処理を複数回繰り返して行い、上記パワースペクトル算
出手段では、上記直交変換手段からの複数の入力信号及
び出力信号のスペクトルを用いて複数の入力信号及び出
力信号のパワースペクトル、及びクロススペクトルを算
出し、これら複数の入力信号及び出力信号のパワースペ
クトル、及びクロススペクトルを用いて入力信号及び出
力信号のパワースペクトルの平均値及びクロススペクト
ルの平均値を求め、上記伝達特性算出手段では上記入力
信号のパワースペクトルの平均値と上記クロススペクト
ルの平均値とを用いて上記被測定物の伝達特性を算出す
ることにより、求める伝達関数の信頼性を高めることが
できる。
処理を複数回繰り返して行い、上記パワースペクトル算
出手段では、上記直交変換手段からの複数の入力信号及
び出力信号のスペクトルを用いて複数の入力信号及び出
力信号のパワースペクトル、及びクロススペクトルを算
出し、これら複数の入力信号及び出力信号のパワースペ
クトル、及びクロススペクトルを用いて入力信号及び出
力信号のパワースペクトルの平均値及びクロススペクト
ルの平均値を求め、上記伝達特性算出手段では上記入力
信号のパワースペクトルの平均値と上記クロススペクト
ルの平均値とを用いて上記被測定物の伝達特性を算出す
ることにより、求める伝達関数の信頼性を高めることが
できる。
【００７９】さらに、上記入力信号及び出力信号のパワ
ースペクトルの平均値と上記クロススペクトルの平均値
とを用いてコヒーレンスの値を計算するコヒーレンス算
出手段を有し、上記判別手段では上記入力信号のパワー
スペクトルの平均値のレベルと上記コヒーレンス算出手
段からのコヒーレンスの値とが一定値以上であるか否か
を判別することにより、信頼性の高い測定結果を伝達関
数として得ることができる。
ースペクトルの平均値と上記クロススペクトルの平均値
とを用いてコヒーレンスの値を計算するコヒーレンス算
出手段を有し、上記判別手段では上記入力信号のパワー
スペクトルの平均値のレベルと上記コヒーレンス算出手
段からのコヒーレンスの値とが一定値以上であるか否か
を判別することにより、信頼性の高い測定結果を伝達関
数として得ることができる。
【図１】本発明に係る伝達関数測定装置を用いたシステ
ムの概略的な構成を示す図である。
ムの概略的な構成を示す図である。
【図２】伝達関数測定用信号を説明するための図であ
る。
る。
【図３】伝達関数測定装置の概略的な構成を示す図であ
る。
る。
【図４】理想的なローパスフィルタ特性を示す図であ
る。
る。
【図５】ローパスフィルタ特性を示す図である。
【図６】２８タップ直線位相ＦＩＲフィルタの振幅特性
を示す図である。
を示す図である。
【図７】各帯域の測定区間を示す図である。
【図８】ダウンサンプリング処理を説明するための図で
ある。
ある。
【図９】伝達関数測定の手順のフローチャートである。
１０、２０ 帯域分割処理回路 １１、２１ 信号切換器 １２、２２ 窓関数発生器 １４、２４ ＦＦＴ解析器 １５、２５、３３ 複素共役変換器 ３１ａ、３１ｂ、３１ｃ レジスタ ３２ａ、３２ｂ、３２ｃ 平均値化回路 ３４ コヒーレンス演算器 ３５ 伝達関数演算器 ３６ 比較器
Claims (4)
- 【請求項１】 被測定物に入力する入力信号及びこの入
力信号を入力した被測定物からの出力信号を用いて被測
定物の伝達関数を算出する伝達関数測定装置において、 上記入力信号及び出力信号に対してローパスフィルタに
通して信号データを間引くダウンサンプリング処理を繰
り返して行うことにより複数の帯域に分割する帯域分割
手段と、 上記帯域分割手段からの帯域毎の入力信号及び出力信号
にそれぞれ直交変換を行う直交変換手段と、 上記直交変換手段からの帯域毎の入力信号及び出力信号
のスペクトルを用いて上記入力信号及び出力信号のパワ
ースペクトルを帯域毎に算出するパワースペクトル算出
手段と、 上記パワースペクトル算出手段からの入力信号のパワー
スペクトルを用いて被測定物の伝達特性を帯域毎に算出
する伝達特性算出手段と、 上記伝達特性算出手段からの帯域毎の伝達特性が一定値
以上であるか否かを判別する判別手段とを有して成るこ
とを特徴とする伝達関数測定装置。 - 【請求項２】 上記パワースペクトル算出手段では、上
記直交変換手段からの入力信号のスペクトルに、上記直
交変換手段からの出力信号のスペクトルを乗算して帯域
毎のクロススペクトルを算出することを特徴とする請求
項１記載の伝達関数測定装置。 - 【請求項３】 上記直交変換手段における直交変換処理
を複数回繰り返して行い、上記パワースペクトル算出手
段では、上記直交変換手段からの複数の入力信号及び出
力信号のスペクトルを用いて複数の入力信号及び出力信
号のパワースペクトル、及びクロススペクトルを算出
し、これら複数の入力信号及び出力信号のパワースペク
トル、及びクロススペクトルを用いて入力信号及び出力
信号のパワースペクトルの平均値及びクロススペクトル
の平均値を求め、上記伝達特性算出手段では上記入力信
号のパワースペクトルの平均値と上記クロススペクトル
の平均値とを用いて上記被測定物の伝達特性を算出する
ことを特徴とする請求項２記載の伝達関数測定装置。 - 【請求項４】 上記入力信号及び出力信号のパワースペ
クトルの平均値と上記クロススペクトルの平均値とを用
いてコヒーレンスの値を計算するコヒーレンス算出手段
を有し、上記判別手段では上記入力信号のパワースペク
トルの平均値のレベルと上記コヒーレンス算出手段から
のコヒーレンスの値とが一定値以上であるか否かを判別
することを特徴とする請求項３記載の伝達関数測定装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32837094A JP3381109B2 (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | 伝達関数測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32837094A JP3381109B2 (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | 伝達関数測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08184624A true JPH08184624A (ja) | 1996-07-16 |
| JP3381109B2 JP3381109B2 (ja) | 2003-02-24 |
Family
ID=18209497
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32837094A Expired - Fee Related JP3381109B2 (ja) | 1994-12-28 | 1994-12-28 | 伝達関数測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3381109B2 (ja) |
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005308510A (ja) * | 2004-04-21 | 2005-11-04 | Agilent Technol Inc | 位相雑音測定装置および位相雑音測定システム |
| JP2005308509A (ja) * | 2004-04-21 | 2005-11-04 | Agilent Technol Inc | 位相雑音を測定する方法および位相雑音測定装置 |
| JP2005308511A (ja) * | 2004-04-21 | 2005-11-04 | Agilent Technol Inc | 位相雑音を測定する方法および位相雑音測定装置 |
| JPWO2006082681A1 (ja) * | 2005-02-01 | 2008-06-26 | 株式会社日立国際電気 | スペクトル解析方法、歪検出装置、歪補償増幅装置 |
| EP2015083A1 (de) * | 2007-07-12 | 2009-01-14 | Rohde & Schwarz GmbH & Co. KG | Verfahren und Vorrichtung zur Optimierung der Messzeit für Rauschanalysatoren oder Spektrumanalysatoren mit Kreuzkorrelationsverfahren |
| CN102841252A (zh) * | 2012-09-07 | 2012-12-26 | 上海电力学院 | 通频型单相交流电源基波与谐波的快速检测与计算方法 |
| JP2016109513A (ja) * | 2014-12-04 | 2016-06-20 | 日置電機株式会社 | 測定装置 |
| WO2021060558A1 (ja) * | 2019-09-27 | 2021-04-01 | 学校法人福岡大学 | 回路特性測定システム、及び回路特性測定方法 |
| JP2022134585A (ja) * | 2021-03-03 | 2022-09-15 | 株式会社デンソーＥｍｃエンジニアリングサービス | 信号源推定装置 |
-
1994
- 1994-12-28 JP JP32837094A patent/JP3381109B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN102841252A (zh) * | 2012-09-07 | 2012-12-26 | 上海电力学院 | 通频型单相交流电源基波与谐波的快速检测与计算方法 |
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| JP2022134585A (ja) * | 2021-03-03 | 2022-09-15 | 株式会社デンソーＥｍｃエンジニアリングサービス | 信号源推定装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3381109B2 (ja) | 2003-02-24 |
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