JP2005308510A - 位相雑音測定装置および位相雑音測定システム - Google Patents

Abstract

【課題】従来よりも低レベルの位相雑音を測定できる装置の提供
【解決手段】本発明の位相雑音測定装置は、被測定信号から得られる少なくとも２つの位相信号に対して相関処理またはクロススペクトラム処理を施すことにより被測定信号の位相雑音を測定する装置であって、該測定信号を少なくとも２つに分配するための分配器と、第一の位相検出手段と、第二の位相検出手段と、該分配器と該第一の位相検出手段との接続経路を開放するための第一の端子対と、該分配器と該第二の位相検出手段との接続経路を開放するための第二の端子対とを備え、前記第一の端子対および前記第二の端子対は、ともに短絡されるか、それぞれ別個の外部信号処理手段がともに接続される。
【選択図】図５

Description

本発明は、信号の位相雑音を測定する装置に係り、特に、相互相関を利用した位相雑音測定装置に関する。また、本発明は、該位相雑音測定装置と該位相雑音測定装置に適した周波数変換装置とを備える位相雑音測定システムに関する。

従来の位相雑音測定装置は、該測定装置内部に位相雑音源があって、位相雑音の測定精度に限界があった。従来、その内部位相雑音が測定結果に及ぼす影響を低減するために、位相雑音測定装置を低位相雑音特性を有する部品で構成していた。また、位相雑音測定装置の内部で発生する位相雑音を誤差成分として予め求め、その誤差成分を用いて測定結果を補正することも実施されていた（例えば、特許文献１を参照。）。

特開２００３−２８７５５５号公報（第２頁、図４、図５）

しかし、上記の位相雑音測定装置には、幾つかの問題があった。まず、従来の位相雑音測定装置は、要求される位相雑音特性を達成できなくなってきている。位相雑音測定において要求される測定可能な下限雑音レベルは、年々下がっている。例えば、現在では、−１３５ｄＢｃ／Ｈｚ（＠１０ＫＨｚオフセット、１ＧＨｚキャリア）程度の位相雑音特性が要求されている。ところが、低位相雑音特性を有する部品で位相雑音測定装置を構成する場合、該部品に起因して発生する雑音はゼロではないので、位相雑音測定装置の性能向上には限界がある。予め調べた位相雑音成分を用いて測定結果を補正する場合であっても、位相雑音測定装置の内部で発生する位相雑音成分を完全に除去することはできない。

また、従来の位相雑音測定装置は、位相雑音を測定する前に被測定信号に何らかの処理を施す場合、該信号処理に起因して生じる位相雑音が測定結果に及ぼす影響を除去することができない。例えば、測定周波数範囲を拡張するために、位相雑音測定装置の前段にダウンコンバータを付加する場合、位相雑音測定装置は被測定信号の位相雑音に加えて、ダウンコンバータに起因する位相雑音も測定してしまう。感度を向上させるために、位相雑音測定装置の前段にアンプを付加する場合にも、同様のことが言える。位相雑音測定装置内の位相雑音検出部の前段に、これらの付加装置または付加回路を設ける場合にも、同様のことが言える。これらの付加装置や付加回路が発生する位相雑音は、予め求めておくことが困難な場合が多い。従って、これらの付加装置や付加回路が測定結果に及ぼす影響を低減するためには、これらの付加装置や付加回路を低位相雑音特性を有する部品で構成せざるを得ない。

位相雑音を低減するための方策として、従来採られてきたものは、以下の通りである。すなわち、装置の各部の雑音を下げるために低雑音特性を有する高価な部品を使用すること、雑音に対するＰＬＬの寄与を分散して雑音を下げるためにＰＬＬを多重化すること、および、出力周波数に応じて最適な装置構成を組むために多くの切り替えを設定すること、などである。これらの方策は、すべて製造コストの上昇をもたらし、その一方で、求められている製造コストの低減に相反するものであった。さらに、上記の方策を講じても実現しえないような低い位相雑音特性を求められることもあり、そのような場合には、いかにコストをかけようとも要求に応えられていないのが現状である。

そこで、本発明は、上記の課題を解決し、さらに、従来に比べて低いレベルの位相雑音を測定するための方法および装置を提供することを目的とする。また、本発明は、比較的広い周波数範囲の信号に対しても、従来に比べて低いレベルの位相雑音を測定できる方法および装置を提供することを目的とする。

本発明は、上記の目的を達成するためになされたものである。すなわち、本第一の発明は、被測定信号の位相雑音を測定する方法であって、該被測定信号の位相を表す第一の位相信号を生成するステップと、該被測定信号の位相を表す第二の位相信号を生成するステップと、該第一の位相信号と該第二の位相信号とのクロススペクトラムを少なくとも所定回数求めるステップと、該所定数の該クロススペクトラムの平均を求めるステップと、を備えることを特徴とするものである。

また、本第二の発明は、被測定信号の位相雑音を測定する方法であって、第一の信号処理手段により該被測定信号から第一の中間信号を生成するステップと、該第一の信号処理手段とは別個の第二の信号処理手段により該被測定信号から第二の中間信号を生成するステップと、該第一の中間信号の位相を表す第一の位相信号を生成するステップと、該第二の中間信号の位相を表す第二の位相信号を生成するステップと、該第一の位相信号と該第二の位相信号とのクロススペクトラムを少なくとも所定回数求めるステップと、該所定数の該クロススペクトラムの平均を求めるステップと、を備えることを特徴とするものである。

またさらに、本第三の発明は、被測定信号の位相雑音を測定する方法であって、第一の基準信号を参照して生成される第一の局部信号を用いて、被測定信号の位相を表す第一の位相信号を生成するステップと、該第一の基準信号とは異なる周波数を有する第二の基準信号を参照して生成される第二の局部信号を用いて、該被測定信号の位相を表す第二の位相信号を生成するステップと、該第一の位相信号と該第二の位相信号とのクロススペクトラムを求めるステップと、を含むことを特徴とするものである。

また、本第四の発明は、本第一の発明方法または本第二の発明方法または本第三の発明方法のいずれかの方法により、被測定信号の位相雑音を測定する装置である。

さらに、本第五の発明は、被測定信号から得られる少なくとも２つの位相信号に対して相関処理またはクロススペクトラム処理を施すことにより被測定信号の位相雑音を測定する装置であって、該測定信号を少なくとも２つに分配するための分配器と、第一の位相検出手段と、第二の位相検出手段と、該分配器と該第一の位相検出手段との接続経路を開放するための第一の端子対と、該分配器と該第二の位相検出手段との接続経路を開放するための第二の端子対とを備え、前記第一の端子対および前記第二の端子対は、ともに短絡されるか、それぞれ別個の外部信号処理手段がともに接続されることを特徴とするものである。

またさらに、本第六の発明は、被測定信号の位相雑音を測定する装置であって、該被測定信号から分配された第一の分配信号の位相を検出する第一の位相検出手段と、該被測定信号から分配された第二の分配信号の位相を検出する、第一の位相検出手段とは別個の第二の位相検出手段と、担当する周波数帯域が異なる複数のクロススペクトラム生成手段とを備え、該クロススペクトラム生成手段は、それぞれが担当する周波数帯域における第一の位相検出手段の出力信号と第二の位相検出手段の出力信号とのクロススペクトラムを求め、前記クロススペクトラム生成手段のそれぞれは、前記第一の位相検出手段の出力信号と前記第二の位相検出手段の出力信号とのクロススペクトラムを同一時間内において繰り返し求め、該時間内に２以上の前記クロススペクトラムが求められた場合、求められた２以上の前記クロススペクトラムに時間方向のベクトル平均を施すことを特徴とするものである。

また、本第七の発明は、測定装置において、被測定信号から得られるスペクトラムであって線形的に等間隔な周波数に対応するスペクトラムを、対数的に等間隔な周波数に対応させる方法であって、線形的に等間隔な周波数に対応する該スペクトラムから、対数的に等間隔な周波数から所定の周波数範囲に含まれる該スペクトラムを選択し、選択した該スペクトラムに対してベクトル平均を施すステップ、を含むことを特徴とするものである。

さらに、本第八の発明は、本第七の発明方法により、対数的に等間隔な周波数に対応するスペクトラムを生成することを特徴とする測定装置である。

なお、本発明の全容は、以下の説明により明らかにされる。

本発明によれば、相互相関処理またはクロススペクトラム処理を用いて位相雑音を測定するので、従来に比べて低いレベルの位相雑音を測定できるようになる。

また、本発明によれば、クロススペクトラムに対して周波数方向の平均処理を施すので、さらに低いレベルの位相雑音を測定できるようになる。

さらに、本発明によれば、上記の相互相関処理またはクロススペクトラム処理を複数の処理ブロックに分けて実施するので、各処理ブロック毎に単位時間あたりの処理回数を増加させることができ、その結果、単純に相互相関処理またはクロススペクトラム処理を行う場合に比べて、さらに低いレベルの位相雑音を測定できるようになる。

またさらに、本発明によれば、相互相関処理またはクロススペクトラム処理を用いて位相雑音を測定する場合に、測定に関与する信号源の基準信号源の周波数を互いに異ならせるので、該信号源によるスプリアスが位相雑音測定値へ及ぼす影響を低減することができる。

また、本発明によれば、相互相関処理またはクロススペクトラム処理を用いて位相雑音を測定する場合に、被測定信号を分配し、分配した被測定信号のそれぞれに対して別個の信号処理手段により信号処理するので、該信号処理手段が位相雑音測定値へ及ぼす影響を低減することができる。例えば、信号処理手段が信号源を具備する周波数変換手段である場合、本発明の効果は顕著である。

以下、本発明の好適実施形態を、添付の図面を適宜参照しながら、以下に説明する。本発明の第一の実施形態は、位相雑音測定装置１００である。ここで、位相雑音測定装置１００の構成を示すブロック図を図１に示す。図１において、被測定物１０と位相雑音測定装置１００とが示されている。

被測定物１０は、位相雑音の測定対象である被測定信号Ｖを出力する。被測定物１０は、信号源、または、信号が印加される部品もしくは装置もしくはシステムなどである。

位相雑音測定装置１００は、以下のように構成される。すなわち、位相雑音測定装置１００は、入力端子１１０と、分配器１２０と、位相検出手段の一例であるＰＬＬブロック１３０と、位相検出手段の一例であるＰＬＬブロック１４０と、相関装置１５０と、平均装置１６０と、出力装置１７０とを備える。入力端子１１０は、被測定信号Ｖを受信するための端子である。分配器１２０は、入力端子１１０において受信した被測定信号Ｖを分配して、ＰＬＬブロック１３０とＰＬＬブロック１４０とに出力する装置である。ＰＬＬブロック１３０は、分配器１２０から分配された信号Ｖ_ａの位相を検出する装置である。ＰＬＬブロック１３０は、ミキサ１３１とフィルタ１３２と信号源１３３とを備える。ミキサ１３１は、分配信号Ｖ_ａと信号源１３３の出力信号とが入力され、それらの信号の位相差を出力する。フィルタ１３２は、ＰＬＬの帯域を制限するループフィルタである。信号源１３３は、フィルタ１３２の出力信号に応じて、出力信号の周波数と位相が制御される信号源である。ＰＬＬブロック１４０は、分配器１２０から分配された信号Ｖ_ｂの位相を検出する装置である。ＰＬＬブロック１４０は、ミキサ１４１とフィルタ１４２と信号源１４３とを備える。ミキサ１４１は、分配信号Ｖ_ｂと信号源１４３の出力信号とが入力され、それらの信号の位相差を出力する。フィルタ１４２は、ＰＬＬの帯域を制限するループフィルタである。信号源１４３は、フィルタ１４２の出力信号に応じて、出力信号の周波数と位相が制御される信号源である。相関装置１５０は、ＰＬＬブロック１３０の出力信号である位相信号ａ（ｔ）とＰＬＬブロック１４０の出力信号である位相信号ｂ（ｔ）とのクロススペクトラムを求める装置である。ここで、図２を参照しながら、相関装置１５０について、詳述する。

図２は、相関装置１５０の構成を示すブロック図である。図２において、相関装置１５０は、アナログ・ディジタル変換器１５１ａと、メモリ１５２ａと、スペクトラム解析手段の一例である高速フーリエ変換器１５３ａと、アナログ・ディジタル変換器１５１ｂと、メモリ１５２ｂと、スペクトラム解析手段の一例である高速フーリエ変換器１５３ｂと、乗算器１５４とを備える。以下、アナログ・ディジタル変換器をＡＤＣと、高速フーリエ変換器をＦＦＴと、それぞれ称する。なお、ＦＦＴは、高速フーリエ変換の略称として使用する場合もある。ＡＤＣ１５１ａは、位相信号ａ（ｔ）をアナログ・ディジタル変換する装置である。メモリ１５２ａは、ＡＤＣ１５１ａの変換結果である、ディジタル化された位相信号ａ（ｔ）を格納する装置である。ＦＦＴ１５３ａは、メモリ１５２ａに格納された位相信号ａ（ｔ）をフーリエ変換する。そして、位相信号ａ（ｔ）のフーリエ変換結果のうち、ナイキスト周波数（ｆｓ／２）以下の成分Ａ（ｆ）が乗算器１５４に出力される。ＡＤＣ１５１ｂは、位相信号ｂ（ｔ）をアナログ・ディジタル変換する装置である。なお、ＡＤＣ１５１ａおよびＡＤＣ１５１ｂは、同一の変換処理速度ｆｓ（サンプル／秒）を有する。メモリ１５２ｂは、ＡＤＣ１５１ｂの変換結果である、ディジタル化された位相信号ｂ（ｔ）を格納する装置である。ＦＦＴ１５３ｂは、メモリ１５２ｂに格納された位相信号ｂ（ｔ）をフーリエ変換する。そして、位相信号ｂ（ｔ）のフーリエ変換結果のうち、ナイキスト周波数（ｆｓ／２）以下の成分Ｂ（ｆ）が乗算器１５４に出力される。なお、ＦＦＴ１５３ａおよびＦＦＴ１５３ｂは、同一のポイント数を有する。乗算器１５４は、フーリエ変換結果Ａ（ｆ）とフーリエ変換結果Ｂ（ｆ）とについて次式で表される処理を施す。

なお、Ｓ_ａｂ（ｆ）は、ａ（ｔ）とｂ（ｔ）とのクロススペクトラムである。また、上付き添え字＊は、複素共役を表す。

乗算器１５４の処理結果であるＳ_ａｂ（ｆ）は、平均装置１６０へ出力される。

再び、図１を参照する。平均装置１６０は、処理結果Ｓ_ａｂ（ｆ）に対して次式で表される平均処理を施す。

なお、Ｎは、１以上の整数である。Ｓ_ａｂ（ｋ，ｆ）は、ｋ番目に得られるクロススペクトラムＳ_ａｂ（ｆ）である。上記のように、複数の複素数を実数部と虚数部とで別個に平均することを、本明細書において「ベクトル平均」という。これに対して、複数の複素数の大きさ（絶対値）またはパワー（絶対値の２乗）を平均することを、「スカラ平均」という。一般的な測定器における「アベレージ」機能は、スカラ平均を用いている。

出力装置１７０は、平均装置１６０の処理結果であるＡＳ_ａｂ（ｆ）を液晶ディスプレイなどの表示装置（不図示）、または、プリンタなどの印刷装置（不図示）、または、ＬＡＮインタフェースなどの通信装置（不図示）に出力する装置である。

ここで、相互相関処理またはクロススペクトラム処理を用いた位相雑音測定の原理について、以下に説明する。まず、被測定信号Ｖの位相をφ（ｔ）、信号源１３３の出力信号の位相をφ_ａ（ｔ）、信号源１４３の出力信号の位相をφ_ｂ（ｔ）とする。この時、位相信号ａ（ｔ）およびｂ（ｔ）は、次式のように表される。

また、位相信号ａ（ｔ）およびｂ（ｔ）の相互相関Ｃ_ａｂ（τ）は次式で表される。

位相信号ａ（ｔ）およびｂ（ｔ）のクロススペクトラムＳ_ａｂ（ｆ）は、式（５）で表される相互相関Ｃ_ａｂ（τ）をフーリエ変換することにより得られる。クロススペクトラムＳ_ａｂ（ｆ）の片側スペクトラムは、次式で表される。

被測定信号Ｖの位相φ（ｔ）、信号源１３３の出力信号の位相φ_ａ（ｔ）、および、信号源１４３の出力信号の位相φ_ｂ（ｔ）は、互いに独立していると仮定すれば、次式が得られる。

なお、Ｃ_φφ（ｔ）は、φ（ｔ）の自己相関である。Ｃ_φａφｂ（ｔ）は、φ_ａ（ｔ）とφ_ｂ（ｔ）との相互相関である。Ｃ_φφａ（ｔ）は、φ（ｔ）とφ_ａ（ｔ）との相互相関である。Ｃ_φφｂ（ｔ）は、φ（ｔ）とφ_ｂ（ｔ）との相互相関である。
また、Ｓ_φ（ｆ）は、φ（ｔ）のスペクトラムである。Ｓ_φａφｂ（ｆ）は、φ_ａ（ｔ）とφ_ｂ（ｔ）とのクロススペクトラムである。Ｓ_φφａ（ｆ）は、φ（ｔ）とφ_ａ（ｔ）とのクロススペクトラムである。Ｓ_φφｂ（ｔ）は、φ（ｔ）とφ_ｂ（ｔ）とのクロススペクトラムである。

上記の積分時間Ｔを長くするほど、式（８）および式（９）における相互相関成分はゼロに近づき、式（８）および式（９）は以下のように表すことができる。

ところで、現時点において、長時間で積分される相互相関処理は、実現が困難であるか、膨大な資源を必要とする場合が多い。本発明では、装置構成を簡素化するために、有限時間における位相信号ａ（ｔ）と位相信号ｂ（ｔ）とのクロススペクトラムを２以上求めて、求められた２以上のクロススペクトラムをベクトル平均化することにより、長時間で積分される相互相関処理と等価な処理を実現している。ちなみに、最終的に得られたクロススペクトラムを時間領域へ変換すると、相互相関処理された位相雑音が得られる。

また、上記の原理は、位相検出手段であるＰＬＬのループ帯域幅がゼロであるとみなせる時に成立するものである。実際、ＰＬＬブロック１３０やＰＬＬブロック１４０のループ帯域幅は、ゼロではない。従って、ＰＬＬにより抽出される位相信号は、ＰＬＬのループ帯域内にある成分が抑圧されている。例えば、ＰＬＬブロック１３０およびＰＬＬブロック１４０のオープンループゲインが１０ｄＢである場合、位相信号ａ（ｔ）および位相信号ｂ（ｔ）は、ＰＬＬブロック１３０およびＰＬＬブロック１４０のループ帯域内にある成分が本来の値よりも１０ｄＢ小さい。この問題を解消するために、位相雑音測定装置１００、および、後続の他の実施形態における位相雑音測定装置は、最終的に得られるスペクトラムのうち、ＰＬＬのループ帯域内にある成分を補償するようにしている。

以上に説明したように構成される位相雑音測定装置１００は、以下のように作用する。まず、ＰＬＬブロック１３０は、分配信号Ｖ_ａに対して位相ロックする。また、ＰＬＬブロック１４０は、分配信号Ｖ_ｂに対して位相ロックする。すると、ＰＬＬブロック１３０からは、被測定信号Ｖの位相雑音成分である位相信号ａ（ｔ）が出力される。また、ＰＬＬブロック１４０からは、被測定信号Ｖの位相雑音成分である位相信号ｂ（ｔ）が出力される。相関装置１５０は、所定の数だけ、位相信号ａ（ｔ）と位相信号ｂ（ｔ）とのクロススペクトラムを求める。平均装置１６０は、相関装置１５０により得られる１以上のクロススペクトラムをベクトル平均する。この時、平均の対象であるクロススペクトラムの数が多いほど、信号源１３３で発生する位相雑音成分φ_ａ（ｔ）や信号源１４３で発生する位相雑音成分φ_ｂ（ｔ）をゼロに近づけることができる。上記のように、それぞれが異なる時間に得られる複数のスペクトラムに対する平均を、本明細書では、時間方向の平均と称する。一方、同一のスペクトラムにおいて、対応する周波数が異なる複数の成分に対する平均を、本明細書では、周波数方向の平均と称する。

さて、上記のクロススペクトラムは、線形的に等間隔な周波数に対応している。しかし、一般に、位相雑音測定の結果出力において、少なくとも周波数軸はログスケールで表示される。そこで、平均装置１６０では、周波数方向のベクトル平均処理を用いて、線形的に等間隔な周波数に対応するクロススペクトラムを、対数的に等間隔な周波数に対応させる。以下に、その手順の一例を説明する。

まず、ＡＤＣの変換速度は、２５０ｋサンプル／秒とする。また、ＦＦＴのポイント数は、１２８ポイントとする。この時のＦＦＴ点は、表１に示されるとおりである。なお、表１には、ナイキスト周波数以下の点のみが、対応する周波数とともに表示されている。

次に、表１に示される線形的に等間隔な周波数に対応するクロススペクトラムを、表２に示されるような対数的に等間隔な周波数に対応させる。なお、クロススペクトラムは、１ｋＨｚから１００ｋＨｚの間の対数的に等間隔な２１の周波数点で表示されるものとする。

表２には、表示点と対応する周波数が示されている。また、隣接する表示点との中点に対応する周波数が、境界周波数として示されている。本手順では、各表示点の両側の境界周波数の参照し、それらの境界周波数間にある線形的に等間隔な周波数点を選ぶ。そして、選んだ周波数点に対応するクロススペクトラムをベクトル平均する。最後に、ベクトル平均結果を対数的に等間隔な表示点のクロススペクトラムとする。

例えば、カウント１４の表示点のクロススペクトラムは、以下のとおりに得られる。まず、カウント１４の表示点の両側の境界周波数を参照する。つまり、２２３８７Ｈｚと２８１８４Ｈｚである。次に、その２つの周波数間に含まれるＦＦＴ点を表１から探す。そうすると、カウント１２からカウント１４のＦＦＴ点が見つかる。次に、見つかった３つのＦＦＴ点におけるクロススペクトラムのベクトル平均を求める。平均により得られた１つのクロススペクトラムがカウント１４の表示点のクロススペクトラムである。また、カウント４の表示点のクロススペクトラムは、以下のとおりに得られる。カウント４の表示点の両側の境界周波数は、２２３９Ｈｚと２８１８Ｈｚである。しかし、その２つの周波数間に含まれるＦＦＴ点は表１から見つけ出すことができない。このような場合、高周波側の境界周波数を順に１つずつ高くしていく。そうすると、高周波側の境界周波数を４４６７Ｈｚにした時点で、カウント２のＦＦＴ点が見つかる。ＦＦＴ点が１つの場合、元の値も平均値も同じである。従って、カウント２のＦＦＴ点におけるクロススペクトラムを、そのままカウント４の表示点のクロススペクトラムとする。表２には、以上のように関連づけられるＦＦＴ点の始点と終点とが示されている。

また、ＦＦＴのポイント数を１０２４ポイントとした場合、関連づけられるＦＦＴ点の始点と終点は、表３に示すとおりである。

見つかったＦＦＴ点が２以上ある場合、周波数方向のベクトル平均処理がなされる。その平均対象数が多いほど、信号源１３３で発生する位相雑音成分φ_ａ（ｔ）や信号源１４３で発生する位相雑音成分φ_ｂ（ｔ）が一層ゼロに近づく。

ここで、平均化の効果を表すグラフを図３に示す。図３は、全く位相雑音を含まない理想的な被測定信号Ｖが位相雑音測定装置１００に入力される時のクロススペクトラムを両対数グラフに表示させたものである。図３に示すグラフの縦軸は電力であり、横軸はオフセット周波数である。図３に示される線は、いわゆるノイズフロアである。図３において、線Ａは、１回だけクロススペクトラムを求め、上記の周波数方向のベクトル平均を実施しない場合のクロススペクトラムである。なお、実際の線Ａは、水平線ではなく、周波数が高くなるにつれてなだらかに降下する曲線を描く。しかし、本明細書では、説明を簡単にするために、線Ａを水平線と仮定する。また、線Ｂおよび線Ｃは、線Ａに対する差分が表現されている。さて、線Ｂは、クロススペクトラムを複数回求め、得られた複数のクロススペクトラムに時間方向のベクトル平均処理を施した時のクロススペクトラムである。なお、線Ｂも、上記の周波数方向のベクトル平均は施されていない。線Ｃおよび線Ｄは、クロススペクトラムを複数回求め、得られた複数のクロススペクトラムに時間方向のベクトル平均を施し、さらに、周波数方向のベクトル平均を施した時のクロススペクトラムである。線Ｃは、表２に関連するものである。線Ｄは、表３に関連するものである。図３を見て明らかなように、平均対象数が多いほど、内部雑音が小さくなっていることが分かる。

なお、以上に説明した周波数方向のベクトル平均処理は、平均装置１６０における時間方向の平均処理の前に行っても良いし、後に行っても良い。

以上に例示した方法は、線形的に等間隔な周波数に対応する該スペクトラムから、対数的に等間隔な周波数から所定の周波数範囲に含まれる該スペクトラムを選択し、選択したスペクトラムに対してベクトル平均を施している。線形的に等間隔な周波数に対応するクロススペクトラムを、対数的に等間隔な周波数に対応させる他の方法としては、線形的に等間隔な周波数に対応する該スペクトラムに対して、周波数が高くなるにつれて平均対象を対数的に増加させながら周波数方向のベクトル平均を施す方法もある。なお、実際には、計算精度の不足などにより、各周波数点を完全に等間隔に配置することが難しい場合がある。その場合、各周波数点は、おおよそ等間隔に配置されていれば良い。

最後に、平均装置１６０の処理結果が出力装置１７０へ出力される。例えば、位相雑音測定の結果として平均化クロススペクトラムが液晶ディスプレイ（不図示）にグラフ表示される。また、位相雑音測定では一般的な単位としてｄＢｃ／Ｈｚが用いられるので、得られたスペクトラムを等価雑音帯域で割り算し１Ｈｚあたりに規格化したものを用いることが多い。さらに、必要に応じて受信系の周波数特性など補正を施した結果を出力することもある。

次に、より広い周波数範囲の被測定信号Ｖに対して位相雑音を測定することができる位相雑音測定装置２００を、本発明の第二の実施形態として以下に説明する。ここで、本発明の第二の実施形態である位相雑音測定装置２００の構成を示すブロック図を図４に示す。図４において、図１と同一の構成要素には、同一の参照符号を付して、説明を省略する。

図４において、位相雑音測定装置２００は、位相雑音測定装置１００に加えて、ミキサ２３０、信号源２４０、ミキサ２５０、および、信号源２６０を備える。また、位相雑音測定装置２００は、分配器１２０に代えて分配器２２０を備える。分配器２２０は、分配器１２０よりも広帯域な分配器である。信号源２４０および信号源２６０の出力信号の周波数は、可変である。ミキサ２３０と信号源２４０との組、および、ミキサ２５０と信号源２６０との組は、それぞれ周波数変換装置を構成している。信号源２４０の出力信号の周波数と信号源２６０の出力信号の周波数とが異なる場合、ミキサ２３０の出力信号である中間信号Ｖ_１とミキサ２５０の出力信号である中間信号Ｖ_２は、周波数が異なる。その場合、信号源１３３および信号源１４３には、それぞれ異なる周波数が設定される。なお、信号源２４０および信号源２６０の出力信号の周波数は、固定であっても良い。ただし、その場合は、測定周波数範囲が制限される。

一般な手法に従って周波数変換を行う場合、被測定信号Ｖは分配器２２０の前段で周波数変換される。しかし、本実施形態では、分配器２２０の後段で、それぞれ独立した装置を用いて周波数変換する。このように、位相検出手段の前段で被測定信号の処理を行う場合、分配器と位相検出手段との間のそれぞれの経路に別個の信号処理手段を備えるようにすれば、それらの信号処理手段に起因して生じる位相雑音成分が被測定信号の位相雑音測定結果に及ぼす影響を低減することができる。すなわち、ミキサ２３０、信号源２４０、ミキサ２５０、および、信号源２６０によって生じる位相雑音成分は、後段の相関装置１５０において相互相関成分として処理されるので、被測定信号Ｖの位相雑音測定結果に及ぼす影響を低減することができる。

次に、より広い周波数範囲の被測定信号Ｖに対して位相雑音を測定することができる位相雑音測定システムを、本発明の第三の実施形態として以下に説明する。ここで、本発明の第三の実施形態である位相雑音測定システム１０００の構成を示すブロック図を図５に示す。なお、図５において、図４と同一の構成要素には、同一の参照符号を付して、説明を省略する。以下、図５を参照する。位相雑音測定システム１０００は、位相雑音測定装置３００と周波数変換ボックス２０とを備える。

位相雑音測定装置３００は、位相雑音測定装置２００において、ミキサ２３０、信号源２４０、ミキサ２５０、および、信号源２６０が除去され、入力端子３１０、入力端子３４０、および、入力端子３６０、ならびに、出力端子３３０、および、出力端子３５０が追加されたものである。入力端子３１０は、被測定信号Ｖを受信するための端子であり、受信した信号を分配器２２０に供給する。出力端子３３０および出力端子３５０は、分配器２２０に接続されている。分配器２２０は、入力端子３１０において受信した被測定信号Ｖを分配して、出力端子３３０と出力端子３５０とに、それぞれ出力する。入力端子３４０は、中間信号Ｖ_１を受信するための端子であり、受信した信号をＰＬＬブロック１３０に供給する。入力端子３６０は、中間信号Ｖ_２を受信するための端子であり、受信した信号をＰＬＬブロック１４０に供給する。なお、中間信号Ｖ_１は、分配器２２０により被測定信号Ｖから分配された信号、または、分配後さらにミキサ２３０と信号源２４０とにより周波数変換された信号である。また、中間信号Ｖ_２は、分配器１２０により被測定信号Ｖから分配された信号、または、分配後さらにミキサ２５０およびと信号源２６０とにより周波数変換された信号である。

周波数変換ボックス２０は、入力端子２１および２３と、出力端子２２および２４と、信号源２４０および２６０と、ミキサ２３０および２５０とを備える。入力端子２１は、出力端子３３０と接続されている。また、入力端子２３は、出力端子３５０と接続されている。さらに、出力端子２２は、入力端子３４０と接続されている。またさらに、出力端子２４は、入力端子３６０と接続されている。周波数変換ボックス２０において、入力端子２１で受信される信号は、信号源２４０が接続されたミキサ２３０により周波数変換されて、出力端子２２より出力される。また、入力端子２３で受信される信号は、信号源２６０が接続されたミキサ２５０により周波数変換されて、出力端子２４より出力される。なお、周波数変換ボックス２０は、位相雑音測定装置３００もしくはＰＣなどの外部制御装置からの制御情報を受信するためのコネクタ端子（不図示）を備える。また、信号源２４０および信号源２６０の出力信号の周波数は、位相雑音測定装置３００により制御される。

以上に説明したように、分配器２２０とＰＬＬブロック１３０との間の接続経路は、出力端子３３０と入力端子３４０との対によりテストオペレータに開放される。また、分配器２２０とＰＬＬブロック１４０との間の接続経路は、出力端子３５０と入力端子３６０との対によりテストオペレータに開放される。周波数変換が不要である場合、出力端子３３０と入力端子３４０との間、および、出力端子３５０と入力端子３６０との間を、それぞれ短絡すれば良い。また、周波数変換が必要である場合、出力端子３３０を入力端子２１に、出力端子２２を入力端子３４０に、出力端子３５０を入力端子２３に、出力端子２４を入力端子３６０に、それぞれ接続すれば良い。位相雑音測定システム１０００において、位相雑音測定装置２００と同様に、分配器と位相検出手段との間のそれぞれの経路に別個の信号処理手段を備えられるようにしているので、それらの信号処理手段に起因して生じる位相雑音成分が被測定信号の位相雑音測定結果に及ぼす影響を低減することができる。また、位相雑音測定システム１０００は、周波数変換を選択的に実施できる。さらに、位相雑音測定装置３００は、一旦、被測定信号Ｖを受信するので、被測定信号Ｖの別のパラメータを測定する装置を内蔵することが容易である。

次に、より広い周波数範囲の被測定信号Ｖに対して位相雑音を測定することができる他の位相雑音測定システムを、本発明の第四の実施形態として以下に説明する。ここで、本発明の第四の実施形態である位相雑音測定システム２０００の構成を示すブロック図を図６に示す。図６において、図５と同一の構成要素には、同一の参照符号を付して、説明を省略する。以下、図６を参照する。位相雑音測定システム２０００は、周波数変換ボックス２０と、位相雑音測定装置４００とを備える。

図６において、位相雑音測定装置４００は、位相雑音測定装置２００において、さらに、スイッチ４１０、スイッチ４２０、スイッチ４３０、および、スイッチ４４０が追加された装置である。分配器２２０は、出力端子３３０および出力端子３５０の代わりに、スイッチ４１０とスイッチ４３０とに接続される。また、出力端子３３０は、スイッチ４１０に接続される。さらに、出力端子３５０は、スイッチ４３０に接続される。ＰＬＬブロック１３０は、入力端子３４０の代わりにスイッチ４２０に接続される。また、ＰＬＬブロック１４０は、入力端子３６０の代わりにスイッチ４４０に接続される。さらに、入力端子３４０は、スイッチ４２０に接続される。またさらに、入力端子３６０は、スイッチ４４０に接続される。スイッチ４１０は、分配器１２０の出力信号の１つを出力端子３３０またはスイッチ４２０に供給する。スイッチ４２０は、入力端子３４０からの信号またはスイッチ４１０からの信号をＰＬＬブロック１３０に供給する。スイッチ４３０は、分配器１２０の出力信号の他の１つを出力端子３５０またはスイッチ４４０に供給する。スイッチ４４０は、入力端子３６０からの信号またはスイッチ４３０からの信号をＰＬＬブロック１４０に供給する。

被測定信号Ｖが比較的低周波である場合、スイッチ４１０はａ１側を選択し、スイッチ４２０はｂ１側を選択し、スイッチ４３０はｃ１側を選択し、スイッチ４４０はｄ１側を選択する。そして、分配器１２０の出力信号のそれぞれは、そのままＰＬＬブロック１３０とＰＬＬブロック１４０とに供給される。一方、被測定信号Ｖが比較的高周波である場合、スイッチ４１０はａ２側を選択し、スイッチ４２０はｂ２側を選択し、スイッチ４３０はｃ２側を選択し、スイッチ４４０はｄ２側を選択する。そして、分配器１２０の出力信号のそれぞれは、別個に周波数変換された後にＰＬＬブロック１３０およびＰＬＬブロック１４０へ供給される。位相雑音測定システム２０００は、以上のように構成されるので、位相雑音測定システム１０００に比べて、測定周波数範囲の選択に伴う端子接続の煩わしさを軽減することができる。

次に、より広い周波数範囲の被測定信号Ｖに対して位相雑音を測定することができる他の位相雑音測定システムを、本発明の第五の実施形態を以下に説明する。ここで、本発明の第五の実施形態である位相雑音測定システム３０００の構成を示すブロック図を図７に示す。図７において、図５と同一の構成要素には、同一の参照符号を付して、説明を省略する。以下、図７を参照する。位相雑音測定システム３０００は、周波数変換ボックス３０と、位相雑音測定装置５００とを備える。

位相雑音測定装置５００は、位相雑音測定装置３００において、分配器２２０の代わりに分配器１２０を備えたものである。分配器１２０は、図１に示される分配器と同じものであり、分配器２２０よりも比較的狭帯域である。

周波数変換ボックス３０は、入力端子３１と、分配器２２０と、信号源２４０および２６０と、ミキサ２３０および２５０と、スイッチ３２および３３と、出力端子３４および３５とを備える。入力端子３１は、被測定信号Ｖを受信するための端子である。分配器２２０は、入力端子３１において受信した被測定信号Ｖを分配して、スイッチ３２とスイッチ３３とに供給する装置である。スイッチ３２は、分配された信号をミキサ２３０または出力端子３４に供給する。スイッチ３３は、分配された信号をミキサ２５０または出力端子３５に供給する。ミキサ２３０は、信号源２４０が接続されている。また、ミキサ２３０は、スイッチ３２の出力信号を周波数変換して、出力端子３４へ出力する。ミキサ２５０は、信号源２６０が接続されている。また、ミキサ２５０は、スイッチ３３の出力信号を周波数変換して、出力端子３５へ出力する。出力端子３４は、入力端子３４０に接続されている。また、出力端子３５は、入力端子３６０に接続されている。

被測定信号Ｖが比較的低周波である場合、スイッチ３２はｅ１側を選択し、スイッチ３３はｆ１側を選択する。さらに、信号源２４０および信号源２６０からは、直流信号が出力される。この時、分配器２２０の出力信号は、そのまま位相雑音測定装置５００へ供給される。一方、被測定信号Ｖが比較的高周波である場合、スイッチ３２はｅ２側を選択し、スイッチ３３はｆ２側を選択し、分配器２２０の出力信号は周波数変換されてから位相雑音測定装置５００へ供給される。なお、周波数変換ボックス３０は、位相雑音測定装置５００もしくはＰＣなどの外部制御装置からの制御情報を受信するためのコネクタ端子（不図示）を備える。また、信号源２４０および信号源２６０の出力信号の周波数は、位相雑音測定装置３００により制御される。さらに、スイッチ３２および３３の選択状態は、位相雑音測定装置５００により制御される。位相雑音測定システム３０００は、以上のように構成されるので、測定周波数範囲の選択に伴う端子接続の煩わしさを軽減することができる。

次に、より広い周波数範囲の被測定信号Ｖに対して位相雑音を測定することができる他の位相雑音測定システムを、本発明の第六の実施形態を以下に説明する。ここで、本発明の第六の実施形態である位相雑音測定システム４０００の構成を示すブロック図を図８に示す。図８において、図７と同一の構成要素には、同一の参照符号を付して、説明を省略する。以下、図８を参照する。位相雑音測定システム４０００は、周波数変換ボックス４０と、位相雑音測定装置６００とを備える。

位相雑音測定装置６００は、位相雑音測定装置５００に比べて、出力端子３３０および３５０が除去され、スイッチ６１０および６２０が追加されている。分配器１２０は、スイッチ６１０とスイッチ６２０とに接続される。分配器１２０は、入力端子３１０において受信した被測定信号Ｖを分配し、分配された信号のそれぞれは、スイッチ６１０とスイッチ６２０とに供給される。ＰＬＬブロック１３０は、入力端子３４０の代わりにスイッチ６１０に接続される。また、入力端子３４０は、スイッチ６１０と接続される。ＰＬＬブロック１４０は、入力端子３６０の代わりにスイッチ６２０に接続される。また、入力端子３６０は、スイッチ６２０と接続される。

周波数変換ボックス４０は、入力端子４１と、分配器４２と、信号源２４０および２６０と、ミキサ２３０および２５０とを備える。入力端子４１は、被測定信号Ｖを受信するための端子である。分配器４２は、入力端子４１において受信した被測定信号Ｖを分配して、ミキサ２３０とミキサ２５０とに供給する装置である。ミキサ２３０は、信号源２４０が接続されている。また、ミキサ２３０は、分配器４２により分配された信号の１つを周波数変換して、出力端子４３へ出力する。ミキサ２５０は、信号源２６０が接続されている。また、ミキサ２５０は、分配器４２により分配された信号の他の１つを周波数変換して、出力端子４４へ出力する。出力端子４３は、入力端子３４０に接続されている。また、出力端子４４は、入力端子３６０に接続されている。

被測定信号Ｖが比較的低周波である場合、被測定物１０は、入力端子３１０に接続される。さらに、位相雑音測定装置６００において、スイッチ６１０はｘ１側を選択し、スイッチ６２０はｙ１側を選択する。この時、分配器１２０の出力信号の１つは、スイッチ６１０を経由してＰＬＬブロック１３０に供給される。また、分配器１２０の出力信号の他の１つは、スイッチ６２０を経由してＰＬＬブロック１４０に供給される。一方、被測定信号Ｖが比較的高周波である場合、被測定物１０は、入力端子４１に接続される。さらに、位相雑音測定装置５００において、スイッチ６１０はｘ２側を選択し、スイッチ６２０はｙ２側を選択する。この時、出力端子４３から出力される信号は、スイッチ６１０を経由してＰＬＬブロック１３０に供給される。また、出力端子４４から出力される信号は、スイッチ６２０を経由してＰＬＬブロック１４０に供給される。なお、周波数変換ボックス４０は、位相雑音測定装置６００もしくはＰＣなどの外部制御装置からの制御情報を受信するためのコネクタ端子（不図示）を備える。また、信号源２４０および信号源２６０の出力信号の周波数は、位相雑音測定装置３００により制御される。位相雑音測定装置６００は、以上のように構成されるので、測定周波数範囲が変更される場合であっても、周波数変換ボックス４０を着脱する必要がない。

ところで、これまでに説明した実施形態において、信号源１３３や信号源１４３は、被測定信号Ｖの周波数に応じて、出力信号の周波数を細かく設定することができる。一般に、そのような信号源は、所望の周波数ｆ_ＬＯ以外に、次式で表される周波数ｆ_ＳＵＰＲを有するスプリアスを生じる。

ただし、ｉおよびｊは、１以上の整数である。ｆ_ＬＯは、信号源の出力信号の周波数である。また、ｆ_ｒｅｆは、該信号源の基準信号周波数である。

このスプリアスは、被測定信号Ｖの位相雑音の測定結果に影響を及ぼす場合がある。例えば、周波数ｆ_ＳＵＰＲが、周波数ｆ_ＬＯに近い場合に、そのスプリアスが被測定信号Ｖの位相雑音として測定されてしまうのである。そこで、そのようなスプリアスの影響をなくすようにした位相雑音測定装置を、本発明の第六の実施形態として、以下に説明する。

本発明の第七の実施形態である位相雑音測定装置７００の構成を示すブロック図を図９に示す。図９において、図１と同一の構成要素には、同一の参照符号を付して、説明を省略する。図９において、位相雑音測定装置７００は、図１に示す位相雑音測定装置１００において、ＰＬＬブロック１３０をＰＬＬブロック７１０に、ＰＬＬブロック１４０をＰＬＬブロック７３０に、それぞれ置き換えたものである。ＰＬＬブロック７１０は、ＰＬＬブロック１３０において、信号源１３３を信号源７２０に置き換えたものである。ＰＬＬブロック７３０は、ＰＬＬブロック１４０において、信号源１４３を信号源７４０に置き換えたものである。

信号源７２０は、基準信号源７２１とシンセサイザ７２２とを備える。シンセサイザ７２２は、基準信号源７２１の出力信号を参照して局部信号を発生し出力する。シンセサイザ７２２の出力信号の周波数および位相は、フィルタ１３２の出力信号により制御される。また、信号源７４０は、基準信号源７４１とシンセサイザ７４２とを備える。シンセサイザ７４２は、基準信号源７４１の出力信号を参照して局部信号を発生し出力する。シンセサイザ７４２の出力信号の周波数および位相は、フィルタ１４２の出力信号により制御される。シンセサイザ７２２の出力信号の周波数ｆ_ＬＯ１とシンセサイザ７４２の出力信号の周波数ｆ_ＬＯ２は、同一である。一方、基準信号源７２１の出力信号の周波数ｆ_ｒｅｆ１と基準信号源７４１の出力信号の周波数ｆ_ｒｅｆ２は、異なる。この時、シンセサイザ７２２から出力されるスプリアスの周波数をｆ_{ＳＵＰＲ１}とし、シンセサイザ７４２から出力されるスプリアスの周波数をｆ_{ＳＵＰＲ２}とすると、ｆ_{ＳＵＰＲ１}≠ｆ_{ＳＵＰＲ２}、となる。これらのスプリアスは、後段の相関装置１５０において、それぞれが独立成分として扱われるので、クロススペクトラムの平均化処理とにより、ゼロに近づく。このようなスプリアスの低減効果は、巨視的には、周波数ｆ_ｒｅｆ１と周波数ｆ_ｒｅｆ２とが離れるにつれて大きくなる。また、周波数ｆ_ｒｅｆ１と周波数ｆ_ｒｅｆ２は、所定の周波数ｆ_ｄｉｆｆ以上離れていることが望ましい。なお、周波数ｆ_ｄｉｆｆは、１回のクロススペクトラム処理が対象とする時間（観測時間）の逆数である。例えば、相関装置１５０において、３２ｋＨｚでアナログ・ディジタル変換した結果に対して１０２４ポイントのＦＦＴ処理を実施する場合、１回の観測時間は、３２ミリ秒である。従って、この場合の周波数ｆ_ｄｉｆｆは、３１．２５Ｈｚとなる。もちろん、周波数ｆ_ｒｅｆ１と周波数ｆ_ｒｅｆ２とが所定の周波数ｆ_ｄｉｆｆ以上離れていない場合であっても、スプリアス低減の効果が全くない訳ではない。周波数ｆ_ｒｅｆ１と周波数ｆ_ｒｅｆ２とをどの程度離すかは、要求されるスプリアス低減率に依存する。なお、上記のスプリアス低減技術は、他の実施形態の位相雑音測定装置に対しても適用することができる。例えば、位相雑音測定装置２００において、信号源１３３および信号源１４３それぞれの基準信号源の周波数が互いに異なるようにすれば良い。この場合、信号源１３３の出力信号の周波数と信号源１４３の出力信号の周波数は、同じである必要はない。また、位相雑音測定装置２００において、信号源２４０、信号源２６０、信号源１３３および信号源１４３それぞれの基準信号源の周波数が互いに異なるようにすると、なお良い。

ところで、スペクトラムの全帯域を高い周波数分解能で演算しようとした場合、膨大な測定資源を要する。次に、そのような問題を解決する位相雑音測定装置を、本発明の第八の実施形態として以下に説明する。ここで、図１０を参照する。図１０は、本発明の第八の実施形態である位相雑音測定装置８００を示す図である。図１０において、図１と同一の構成要素には、同一の参照符号を付して、説明を省略する。

図１０において、位相雑音測定装置８００は、入力端子１１０と、分配器１２０と、ＰＬＬブロック１３０と、ＰＬＬブロック１４０と、相関平均装置９００と、出力装置１７０とを備える。相関平均装置９００は、ＰＬＬブロック１３０の出力信号である位相信号ａ（ｔ）とＰＬＬブロック１４０の出力信号である位相信号ｂ（ｔ）とのクロススペクトラムを求める。相関平均装置９００は、さらに、求めたクロススペクトラムの結果を平均化する。

ここで、図１１を参照して、相関平均装置９００について詳述する。図１１は、相関平均装置９００の構成を示す図である。図１１において、相関平均装置９００は、ＡＤＣ９１０ａと、ＡＤＣ９１０ｂと、相関処理ブロック９２０と、相関処理ブロック９３０と、フィルタ９３１ａと、フィルタ９３１ｂと、相関処理ブロック９４０と、フィルタ９４１ａと、フィルタ９４１ｂと、平均器９５０とを備える。ＡＤＣ９１０ａは、位相信号ａ（ｔ）をアナログ・ディジタル変換する装置である。ＡＤＣ９１０ｂは、位相信号ｂ（ｔ）をアナログ・ディジタル変換する装置である。ＡＤＣ９１０ａおよびＡＤＣ９１０ｂは、同一の変換処理速度ｆｓ（サンプル／秒）を有する。ＡＤＣ９１０ａの変換結果である位相信号ａ１（ｔ）とＡＤＣ９１０ｂの変換結果である位相信号ｂ１（ｔ）は、相関処理ブロック９２０に入力される。フィルタ９３１ａ、フィルタ９３１ｂ、フィルタ９４１ａおよびフィルタ９４１ｂは、１／８デシメーションフィルタである。フィルタ９３１ａは、位相信号ａ１（ｔ）の帯域とレートを１／８にする。フィルタ９３１ｂは、位相信号ｂ１（ｔ）の帯域とレートを１／８にする。フィルタ９４１ａは、フィルタ９３１ａの出力である位相信号ａ２（ｔ）の帯域とレートを１／８にする。フィルタ９４１ｂは、フィルタ９３１ｂの出力である位相信号ｂ２（ｔ）の帯域とレートを１／８にする。

相関処理ブロック９２０は、位相信号ａ１（ｔ）と位相信号ｂ１（ｔ）とのクロススペクトラムを生成する装置である。相関処理ブロック９２０は、メモリ９２２ａと、メモリ９２２ｂと、ＦＦＴ９２３ａと、ＦＦＴ９２３ｂと、乗算器９２４と、平均器９２５とを備える。メモリ９２２ａは、位相信号ａ１（ｔ）を格納する装置である。ＦＦＴ９２３ａは、メモリ９２２ａに格納された位相信号ａ１（ｔ）をフーリエ変換する。そして、位相信号ａ１（ｔ）のフーリエ変換結果のうち、ナイキスト周波数（ｆｓ／２）以下の成分Ａ１（ｆ）が乗算器９２４に出力される。メモリ９２２ｂは、位相信号ｂ１（ｔ）を格納する装置である。ＦＦＴ９２３ｂは、メモリ９２２ｂに格納された位相信号ｂ１（ｔ）をフーリエ変換する。そして、位相信号ｂ１（ｔ）のフーリエ変換結果のうち、ナイキスト周波数（ｆｓ／２）以下の成分Ｂ１（ｆ）が乗算器９２４に出力される。なお、ＦＦＴ９２３ａおよびＦＦＴ９２３ｂは、同一のポイント数を有する。乗算器９２４は、フーリエ変換結果Ａ１（ｆ）とフーリエ変換結果Ｂ１（ｆ）とについて次式で表される処理を施す。

なお、Ｓ１_ａｂ（ｆ）は、ａ１（ｔ）とｂ１（ｔ）とのクロススペクトラムである。また、上付き添え字＊は、複素共役を表す。

乗算器９２４の処理結果であるＳ１_ａｂ（ｆ）は、平均器９２５へ出力される。平均器９２５は、処理結果Ｓ１_ａｂ（ｆ）に対して次式で表される時間方向のベクトル平均処理を施す。

なお、Ｓ１_ａｂ（ｋ，ｆ）は、ｋ番目に得られるクロススペクトラムＳ１_ａｂ（ｆ）である。

平均器９２５の処理結果である平均化クロススペクトラムＡＳ１_ａｂ（ｆ）は平均器９５０へ出力される。

相関処理ブロック９３０は、位相信号ａ２（ｔ）と位相信号ｂ２（ｔ）とのクロススペクトラムを生成する装置である。相関処理ブロック９３０は、メモリ９３２ａと、メモリ９３２ｂと、ＦＦＴ９３３ａと、ＦＦＴ９３３ｂと、乗算器９３４と、平均器９３５とを備える。メモリ９３２ａは、位相信号ａ２（ｔ）を格納する装置である。ＦＦＴ９３３ａは、メモリ９３２ａに格納された位相信号ａ２（ｔ）をフーリエ変換する。そして、位相信号ａ２（ｔ）のフーリエ変換結果のうち、ナイキスト周波数（ｆｓ／１６）以下の成分Ａ２（ｆ）が乗算器９３４に出力される。メモリ９３２ｂは、位相信号ｂ２（ｔ）を格納する装置である。ＦＦＴ９３３ｂは、メモリ９３２ｂに格納された位相信号ｂ２（ｔ）をフーリエ変換する。そして、位相信号ｂ２（ｔ）のフーリエ変換結果のうち、ナイキスト周波数（ｆｓ／１６）以下の成分Ｂ２（ｆ）が乗算器９３４に出力される。なお、ＦＦＴ９２３ａおよびＦＦＴ９３３ｂは、同一のポイント数を有する。乗算器９３４は、フーリエ変換結果Ａ２（ｆ）とフーリエ変換結果Ｂ２（ｆ）とについて次式で表される処理を施す。

なお、Ｓ２_ａｂ（ｆ）は、ａ２（ｔ）とｂ２（ｔ）とのクロススペクトラムである。また、上付き添え字＊は、複素共役を表す。

乗算器９３４の処理結果であるＳ２_ａｂ（ｆ）は、平均器９３５へ出力される。平均器９３５は、処理結果Ｓ２_ａｂ（ｆ）に対して次式で表される時間方向のベクトル平均処理を施す。

なお、Ｓ２_ａｂ（ｋ，ｆ）は、ｋ番目に得られるクロススペクトラムＳ２_ａｂ（ｆ）である。

平均器９３５の処理結果である平均化クロススペクトラムＡＳ２_ａｂ（ｆ）は平均器９５０へ出力される。

相関処理ブロック９４０は、フィルタ９４１ａの出力である位相信号ａ３（ｔ）とフィルタ９４１ｂの出力である位相信号ｂ３（ｔ）とのクロススペクトラムを生成する装置である。相関処理ブロック９４０は、メモリ９４２ａと、メモリ９４２ｂと、ＦＦＴ９４３ａと、ＦＦＴ９４３ｂと、乗算器９４４とを備える。メモリ９４２ａは、位相信号ａ３（ｔ）を格納する装置である。ＦＦＴ９４３ａは、メモリ９４２ａに格納された位相信号ａ３（ｔ）をフーリエ変換する。そして、位相信号ａ３（ｔ）のフーリエ変換結果のうち、ナイキスト周波数（ｆｓ／１２８）以下の成分Ａ３（ｆ）が乗算器９４４に出力される。メモリ９４２ｂは、位相信号ｂ３（ｔ）を格納する装置である。ＦＦＴ９４３ｂは、メモリ９４２ｂに格納された位相信号ｂ３（ｔ）をフーリエ変換する。そして、位相信号ｂ３（ｔ）のフーリエ変換結果のうち、ナイキスト周波数（ｆｓ／１２８）以下の成分Ｂ３（ｆ）が乗算器９４４に出力される。なお、ＦＦＴ９２３ａおよびＦＦＴ９４３ｂは、同一のポイント数を有する。乗算器９４４は、フーリエ変換結果Ａ３（ｆ）とフーリエ変換結果Ｂ３（ｆ）とについて次式で表される処理を施す。

なお、Ｓ３_ａｂ（ｆ）は、ａ３（ｔ）とｂ３（ｔ）とのクロススペクトラムである。また、上付き添え字＊は、複素共役を表す。

乗算器９４４の処理結果であるＳ３_ａｂ（ｆ）は、平均器９５０へ出力される。

念のため述べておくと、Ｓ３_ａｂ（ｆ）が１つ得られる間に、Ｓ２_ａｂ（ｆ）は８つ得られ、Ｓ１_ａｂ（ｆ）は６４個得られる。８個のＳ２_ａｂ（ｆ）は、平均されて１つのＡＳ２_ａｂ（ｆ）となる。また、６４個のＳ１_ａｂ（ｆ）は、平均されて１つのＡＳ１_ａｂ（ｆ）となる。

さて、各相関処理ブロックの処理結果ＡＳ１_ａｂ（ｆ）、ＡＳ２_ａｂ（ｆ）およびＳ３_ａｂ（ｆ）は、線形に等間隔な周波数に対応するものである。しかし、位相雑音の測定結果において、少なくとも周波数軸はログスケールで表示される。従って、処理結果ＡＳ１_ａｂ（ｆ）、ＡＳ２_ａｂ（ｆ）およびＳ３_ａｂ（ｆ）を、対数的に等間隔な周波数に対応させる必要がある。そこで、平均器９５０は、各相関処理ブロックの処理結果ＡＳ１_ａｂ（ｆ）、ＡＳ２_ａｂ（ｆ）およびＳ３_ａｂ（ｆ）を組み合わせて、対数的に等間隔な周波数に対応する１つのクロススペクトラムを生成する。以下に、その手順の一例を説明する。

まず、ＡＤＣ９１０ａおよびＡＤＣ９１０ｂの変換速度は、１００Ｍサンプル／秒とする。各相関処理ブロックにおけるＦＦＴのポイント数は、１２８ポイントとする。この時、相関処理ブロック９２０におけるＦＦＴ点は、表４に示される通りである。また、相関処理ブロック９３０におけるＦＦＴ点は、表５に示される通りである。さらに、相関処理ブロック９４０におけるＦＦＴ点は、表６に示される通りである。なお、それらの表には、ナイキスト周波数以下の点のみが、対応する周波数とともに表示されている。

次に、表４、表５および表６のそれぞれに示される線形的に等間隔な周波数に対応するクロススペクトラムを、表７に示されるような対数的に等間隔な周波数に対応させる。なお、クロススペクトラムは、１００ｋＨｚから４５ＭＨｚの間の対数的に等間隔な５１の周波数点で表示されるものとする。

表７には、表示点と対応する周波数が示されている。また、隣接する表示点間の中点に対応する周波数が、境界周波数として示されている。本手順では、各表示点の両側の境界周波数の参照し、それらの境界周波数間にある線形的に等間隔な周波数点を選ぶ。そして、選んだ周波数点に対応するクロススペクトラムをベクトル平均する。最後に、ベクトル平均結果を対数的に等間隔な表示点のクロススペクトラムとする。

例えば、カウント８の表示点のクロススペクトラムは、以下のとおりに得られる。まず、カウント８の表示点の両側の境界周波数を参照する。つまり、２５００２４Ｈｚと２８２５１８Ｈｚである。次に、その２つの周波数間に含まれるＦＦＴ点を表４、表５または表６から探す。できるだけ多くのＦＦＴ点を見つけるために、周波数間隔が小さい表から順に探す。つまり、表６、表５、表４の順に該当するＦＦＴ点を探す。そうすると、相関処理ブロック９４０に関する表６において、カウント２１からカウント２３のＦＦＴ点が見つかる。次に、見つかった３つのＦＦＴ点におけるクロススペクトラムのベクトル平均を求める。平均により得られた１つのクロススペクトラムがカウント８の表示点のクロススペクトラムである。また、カウント１７の表示点のクロススペクトラムは、以下のとおりに得られる。カウント１７の表示点の両側の境界周波数は、７５０８６２Ｈｚと８４８４４６Ｈｚである。表６において、カウント６２からカウント６４の表示点が見つかる。７５０８６２Ｈｚと８４８４４６Ｈｚとの間には、さらに、表６に示されていないナイキスト周波数を超える周波数成分（７９３４５７Ｈｚ，８０５６６４Ｈｚ，８１７８７１Ｈｚ，８３００７８Ｈｚ，８４２２８５Ｈｚ）も含まれる。そのような成分をベクトル平均することは、測定結果に誤差を生じさせる要因となるので、許容されない。そこで、相関処理ブロック９３０に関する表５から、同様にＦＦＴ点を探す。そうすると、表５において、カウント８のＦＦＴ点が見つかる。ＦＦＴ点が１つの場合、元の値も平均値も同じである。従って、カウント８のＦＦＴ点におけるクロススペクトラムを、そのままカウント１７の表示点のクロススペクトラムとする。表７には、以上のように関連づけられるＦＦＴ点の始点と終点とそれらに関連する相関処理ブロックが示されている。

見つかったＦＦＴ点が２以上ある場合、クロススペクトラムの周波数方向のベクトル平均処理がなされる。その平均対象数が多いほど、信号源１３３で発生する位相雑音成分や信号源１４３で発生する位相雑音成分がゼロに近づく。

以上に例示した方法は、線形的に等間隔な周波数に対応する該スペクトラムから、対数的に等間隔な周波数から所定の周波数範囲に含まれる該スペクトラムを選択し、選択したスペクトラムに対してベクトル平均を施している。線形的に等間隔な周波数に対応するクロススペクトラムを、対数的に等間隔な周波数に対応させる他の方法としては、線形的に等間隔な周波数に対応する該スペクトラムに対して、周波数が高くなるにつれて平均対象を対数的に増加させながら周波数方向のベクトル平均を施す方法もある。なお、実際には、計算精度の不足などにより、各周波数点を完全に等間隔に配置することが難しい場合がある。その場合、各周波数点は、おおよそ等間隔に配置されていれば良い。

さて、以上に説明した周波数方向のベクトル平均により、処理結果ＡＳ１_ａｂ（ｆ）、ＡＳ２_ａｂ（ｆ）およびＳ３_ａｂ（ｆ）から得られる１つのクロススペクトラムをＳＷ_ａｂ（ｆ）とする。相関平均装置９００は、クロススペクトラムＳＷ_ａｂ（ｆ）を所定の数だけ求める。また、平均器９５０は、クロススペクトラムＳＷ_ａｂ（ｆ）に対して次式で表される時間方向のベクトル平均処理を施す。

なお、Ｎは、１以上の整数である。ＳＷ_ａｂ（ｋ，ｆ）は、ｋ番目に得られたクロススペクトラムＳＷ_ａｂ（ｆ）である。この時、平均の対象であるクロススペクトラムの数Ｎが多いほど、信号源１３３で発生する位相雑音成分や信号源１４３で発生する位相雑音成分を一層ゼロに近づけることができる。

次に、平均化の効果を表すグラフを図１２に示す。図１２は、全く位相雑音を含まない理想的な被測定信号Ｖが位相雑音測定装置８００に入力される時のクロススペクトラムを両対数グラフに表示させたものである。図１２に示すグラフの縦軸は電力であり、横軸はオフセット周波数である。図１２に示される線は、いわゆるノイズフロアである。図１２において、線Ａと線Ｂは、図３に示したものである。なお、実際の線Ａは、水平線ではなく、周波数が高くなるにつれてなだらかに降下する曲線を描く。しかし、本明細書では、説明を簡単にするために、線Ａを水平線と仮定する。また、線Ｅおよび線Ｆは、線Ａに対する差分が表現されている。さて、線Ｅは、相関平均装置９００において、周波数方向のベクトル平均を実施しないクロススペクトラムを複数回求め、得られた複数のクロススペクトラムを時間方向でベクトル平均した時のクロススペクトラムである。線Ｅは、平均器９２５および平均器９３５の平均効果により階段状になっている。また、線Ｆは、周波数方向のベクトル平均が施されたクロススペクトラムＳＷ_ａｂ（ｆ）を複数回求め、得られた複数のクロススペクトラムに時間方向のベクトル平均を施した時のクロススペクトラムである。線Ｆは、オフセット周波数が高くなるにつれて、なだらかに下降している。一般に、位相雑音は、オフセット周波数が高くなるにつれて小さくなるので、線Ｆのような形状は好ましい。

最後に、平均化クロススペクトラムＡＳＷ_ａｂ（ｋ，ｆ）は、出力装置１７０へ出力される。

なお、以上に説明した周波数方向のベクトル平均処理は、時間方向のベクトル平均処理の後に行うようにしても良い。その場合、例えば、乗算器９４４の後に新たに平均器を追加する。そして、該平均器における平均回数をｍとする時、平均器９３５における平均回数を（８・ｍ）とし、平均器９２５における平均回数を（６４・ｍ）とし、平均器９５０では周波数方向のベクトル平均のみを行うようにすれば良い。

本第八の実施形態では、互いに異なる周波数帯域を有する複数の周波数領域のそれぞれにおいて、２つの位相信号のクロススペクトラムを求めるようにしている。すなわち、互いに異なる周波数帯域を有する相関処理ブロック９２０，９３０および９４０は、実質的に周波数帯域を分担して、クロススペクトラムを求めている。これにより、各相関処理ブロックは、過度な演算性能を備える必要がなくなる。例えば、各相関処理ブロックが内蔵するメモリの総量は、周波数帯域を分担しない場合に要するメモリ量と比べて大幅に少ない。また、相関処理ブロック９２０，９３０および９４０は、所定の同一時間内に複数のクロススペクトラムが得られる場合、それぞれにおいて得られた複数のクロススペクトラムに対して時間方向のベクトル平均が施される。これにより、単に測定資源を節約するだけでなく、ノイズフロアを下げるという測定精度の向上が達成される。

さて、これまでに説明した各実施形態において、以下のような変形が可能である。

第八の実施形態において、デシメーション率は、任意に選択することができる。また、それぞれのデシメーション率が同一である必要もない。例えば、ＡＤＣ９１０ａおよびＡＤＣ９１０ｂの変換速度が同じ場合に、フィルタ９３１ａおよびフィルタ９３１ｂならびにフィルタ９４１ａおよびフィルタ９４１ｂのデシメーション率を１／４としても良い。また、ＡＤＣ９１０ａおよびＡＤＣ９１０ｂの変換速度が同じ場合に、フィルタ９３１ａおよびフィルタ９３１ｂのデシメーション率を１／４とし、フィルタ９４１ａおよびフィルタ９４１ｂのデシメーション率を１／１６としても良い。

また、第八の実施形態において、相関処理ブロックの数は、３つに限定されず、さらに多くても良いし、逆に少なくても良い。

また、上記の実施形態のそれぞれにおいて、ＦＦＴのポイント数は、任意に選択することができる。また、乗算器に接続される２つのＦＦＴのポイント数は、該乗算器での処理に不都合が生じない限り、同一である必要もない。

また、上記の実施形態のそれぞれにおいて、ＡＤＣの変換速度は、任意に選択することができる。ただし、ＡＤＣ１５１ａの変換速度とＡＤＣ１５１ｂの変換速度は、同一であることが望ましい。同様に、ＡＤＣ９１０ａの変換速度とＡＤＣ９１０ｂの変換速度は、同一であることが望ましい。

また、上記の実施形態のそれぞれにおいて、分配器は、信号を分配することができれば、図示されるような抵抗器を用いた分配器に限定されない。例えば、導波路を用いた分配器であっても良い。

また、上記の実施形態のそれぞれにおいて、位相雑音測定装置の構成要素は、実際にハードウェアとして提供されても良いし、ソフトウェアとプロセッサとにより仮想的に提供されても良い。

また、上記の実施形態のそれぞれにおいて、ＦＦＴの代わりに、ウェーブレット変換などの他のスペクトラム解析手段により位相信号のスペクトラムを求めても良い。そして、スペクトラム解析手段により得られるスペクトラムが、線形的に等間隔な周波数に対応している場合、上述した対数的に等間隔な周波数に対応させる処理を該スペクトラムに施せばよい。また、スペクトラム解析手段より得られるスペクトラムが、すでに対数的に等間隔な周波数に対応している場合、必要に応じて周波数方向の単なる加算平均処理を用いることができる。

また、上記の実施形態のそれぞれにおいて、相関装置１５０は、各位相信号をスペクトラム解析して各位相信号のスペクトラムを求め、さらに、それらのクロススペクトラムを求めることにより、各位相信号の相互相関のスペクトラムを得ている。これらの処理に代えて、相関装置１５０は、入力される２つの位相信号の相互相関を先に求め、求めた相互相関をスペクトラム解析して、クロススペクトラムを生成しても良い。相関処理ブロック９２０、および、相関処理ブロック９３０、および、相関処理ブロック９４０についても同様の変更が可能である。

さて、測定装置において、線形的に等間隔な周波数に対応するクロススペクトラムを、周波数方向のベクトル平均により、対数的に等間隔な周波数に対応させる方法は、位相雑音測定装置のみならず、相関処理またはクロススペクトラム処理を用いる他の測定装置に対しても適用可能である。例えば、上記の方法は、内部雑音が測定結果に及ぼす影響を低減するために相互相関を利用するＦＦＴアナライザに対しても有効である。すなわち、被測定信号を分配して得られた信号のクロススペクトラムに対して、対数的に等間隔な周波数に対応させるために、周波数方向のベクトル平均を施すことも有効である。線形的に等間隔な周波数に対応するスペクトラムから、対数的に等間隔な周波数から所定の周波数範囲に含まれるスペクトラムを選択し、選択したスペクトラムに対してベクトル平均を施す方法についても同様である。また、線形的に等間隔な周波数に対応するスペクトラムに対して、周波数が高くなるにつれて平均対象を対数的に増加させながら周波数方向のベクトル平均を施す方法についても同様である。

本発明の第一の実施形態である位相雑音測定装置１００の構成を示すブロック図である。。 相関装置１５０を示す図である。 平均効果を表す図である。 本発明の第二の実施形態である位相雑音測定装置２００の構成を示すブロック図である。 本発明の第三の実施形態である位相雑音測定システム１０００の構成を示すブロック図である。 本発明の第四の実施形態である位相雑音測定システム２０００の構成を示すブロック図である。 本発明の第五の実施形態である位相雑音測定システム３０００の構成を示すブロック図である。 本発明の第六の実施形態である位相雑音測定システム４０００の構成を示すブロック図である。 本発明の第七の実施形態である位相雑音測定装置７００の構成を示すブロック図である。 本発明の第八の実施形態である位相雑音測定装置８００の構成を示すブロック図である。 相関平均装置９００の構成を示すブロック図である。。 平均効果を表す図である。

符号の説明

１０ 被測定物
２０，３０，４０ 周波数変換ボックス
２１，２３，３１，４１ 入力端子
２２，２４，３４，３５，４３，４４ 出力端子
３２，３３ スイッチ
４２ 分配器
１００，２００，３００，４００，５００位相雑音測定装置
６００，７００，８００ 位相雑音測定装置
１１０，３１０，３４０，３６０ 入力端子
１２０，２２０ 分配器
１３０，１４０，７１０，７３０ ＰＬＬブロック
１３１，１４１ ミキサ
１３２，１４２ フィルタ
１３３，１４３，７２０，７４０ 信号源
１５０ 相関装置
１５１ａ，１５１ｂ アナログ・ディジタル変換器
１５２ａ，１５２ｂ メモリ
１５３ａ，１５３ｂ 高速フーリエ変換器
１５４ 乗算器
１６０ 平均装置
１７０ 出力装置
２３０，２５０ ミキサ
２４０，２６０ 信号源
３３０，３５０ 出力端子
４１０，４２０，４３０，４４０，６１０，６２０ スイッチ
７２１，７４１ 基準信号源
７２２，７４２ シンセサイザ
９００ 相関平均装置
９２０，９３０，９４０ 相関処理ブロック
９２２ａ，９２２ｂ，９３２ａ，９３２ｂ，９４２ａ，９４２ｂ メモリ
９２４，９３４，９４４ 乗算器
９２５，９３５ 平均器
９３１ａ，９３１ｂ，９４１ａ，９４１ｂ デシメーションフィルタ
９５０ 平均器
１０００，２０００，３０００，４０００ 位相雑音測定システム

Claims (4)

1. 被測定信号から得られる少なくとも２つの位相信号に対して相関処理またはクロススペクトラム処理を施すことにより被測定信号の位相雑音を測定する装置であって、
   該測定信号を少なくとも２つに分配するための分配器と、
   第一の位相検出手段と、
   第二の位相検出手段と、
   該分配器と該第一の位相検出手段との接続経路を開放するための第一の端子対と、
   該分配器と該第二の位相検出手段との接続経路を開放するための第二の端子対と、
   を備え、
   前記第一の端子対および前記第二の端子対は、ともに短絡されるか、それぞれ別個の外部信号処理手段がともに接続される、
   ことを特徴とする位相雑音測定装置。
2. 被測定信号から得られる少なくとも２つの位相信号に対して相関処理またはクロススペクトラム処理を施すことにより被測定信号の位相雑音を測定する装置であって、
   該測定信号を少なくとも２つに分配するための分配器と、
   第一の位相検出手段と、
   第二の位相検出手段と、
   第一の外部信号処理手段を接続するための第一の端子対と、
   第二の外部信号処理手段を接続するための第二の端子対と、
   該分配器と該第一の位相検出手段との間を短絡するか、該分配器と該第一の位相検出手段との間に該第一の外部信号処理手段を挿入するように動作する第一のスイッチと、
   該分配器と該第二の位相検出手段との間を短絡するか、該分配器と該第二の位相検出手段との間に該第二の外部信号処理手段を挿入するように動作する第二のスイッチと、
   を備え、
   該第一のスイッチおよび該第二のスイッチは、ともに短絡動作するか、ともに挿入動作する、
   ことを特徴とする位相雑音測定装置。
3. 信号処理装置と位相雑音測定装置とを備え、被測定信号の位相雑音を測定するシステムであって、
   該信号処理装置は、
   該被測定信号を少なくとも２つに分配するための分配器と、
   該分配器から出力される第一の分配信号に選択的に第一の信号処理を施して第一の中間信号を生成する手段と、
   該分配器から出力される第二の分配信号に選択的に第二の信号処理を施して第二の中間信号を生成する手段と、
   を具備し、
   該位相雑音測定装置は、
   該第一の中間信号を受信するための第一の入力端子と、
   該第二の中間信号を受信するための第二の入力端子と、
   を具備し、
   該位相雑音測定装置は、該第一の入力端子および該第二の入力端子で受信する中間信号から、相関処理またはクロススペクトラム処理を用いて該被測定信号の位相雑音を得る、
   ことを特徴とする位相雑音測定システム。
4. 信号処理装置と位相雑音測定装置とを備え、被測定信号の位相雑音を測定するシステムであって、
   該信号処理装置は、
   該被測定信号を少なくとも２つに分配するための分配器と、
   該分配器から出力される第一の分配信号に第一の信号処理を施して第一の中間信号を生成する手段と、
   該分配器から出力される第二の分配信号に第二の信号処理を施して第二の中間信号を生成する手段と、
   を具備し、
   該位相雑音測定装置は、
   該測定信号を受信するための第一の入力端子と、
   該第一の中間信号を受信するための第二の入力端子と、
   該第二の中間信号を受信するための第三の入力端子と、
   を具備し、
   該位相雑音測定装置は、該第一の入力端子で受信する該被測定信号、または、該第二の入力端子および該第三の入力端子で受信する中間信号を選択し、相関処理またはクロススペクトラム処理を用いて該被測定信号の位相雑音を測定する、
   ことを特徴とする位相雑音測定システム。
   

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