JPH0818343A - 変調特性を改善する為の補正回路とそれを用いた変調器及びレーダ装置 - Google Patents
変調特性を改善する為の補正回路とそれを用いた変調器及びレーダ装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【目的】変調器の微分利得特性を等価的に改善する為の
補正回路とそれを用いた変調器及びレーダ装置を提供す
る。 【構成】制御電圧によりその発振周波数が制御される電
圧制御発振器（２）の前段に接続され、この電圧制御発
振器（２）の微分利得を補正する補正回路であって、電
圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)に直列に接続される
第一の抵抗 (Ｒ1)と、電圧制御発振器（２）の入力側
(ＶT)と並列に接続される第二の抵抗 (Ｒ2)と第一のダ
イオード (Ｄ1)の直列接続を含み、更に、第一のダイオ
ード (Ｄ1)に順方向にバイアスを与える第一のバイアス
電源 (Ｅ1)が接続されて構成される。
補正回路とそれを用いた変調器及びレーダ装置を提供す
る。 【構成】制御電圧によりその発振周波数が制御される電
圧制御発振器（２）の前段に接続され、この電圧制御発
振器（２）の微分利得を補正する補正回路であって、電
圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)に直列に接続される
第一の抵抗 (Ｒ1)と、電圧制御発振器（２）の入力側
(ＶT)と並列に接続される第二の抵抗 (Ｒ2)と第一のダ
イオード (Ｄ1)の直列接続を含み、更に、第一のダイオ
ード (Ｄ1)に順方向にバイアスを与える第一のバイアス
電源 (Ｅ1)が接続されて構成される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、変調器の微分利得特性
を等価的に改善する為の補正回路とそれを用いた変調器
及びレーダ装置に関する。
を等価的に改善する為の補正回路とそれを用いた変調器
及びレーダ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ信号伝送用の無線機器やＦＭ−ＣＷ
（連続波）レーダにおいては、ＦＭ変調器の微分利得
（ＤＧ）が小さいことが要求される。この為、従来の技
術では、（１）変調器自身の高周波回路定数を調整して
ＤＧを良好にする。或いは（２）変調器に加えるベース
バンドの波形を補正回路で加工して、等価的にＤＧを改
善する。といった方法がある。
（連続波）レーダにおいては、ＦＭ変調器の微分利得
（ＤＧ）が小さいことが要求される。この為、従来の技
術では、（１）変調器自身の高周波回路定数を調整して
ＤＧを良好にする。或いは（２）変調器に加えるベース
バンドの波形を補正回路で加工して、等価的にＤＧを改
善する。といった方法がある。
【０００３】しかし、（１）の方法に関しては、変調器
の発振周波数帯がマイクロ波帯やミリ波帯になると、調
整がかなり困難となる。
の発振周波数帯がマイクロ波帯やミリ波帯になると、調
整がかなり困難となる。
【０００４】一方、上記（２）の方法について、その原
理を図２１を参照して説明する。即ち、図２１におい
て、１は、ベースバンド信号を加工する補正回路であ
り、（ａ）に、補正回路と、その特性が示される。
理を図２１を参照して説明する。即ち、図２１におい
て、１は、ベースバンド信号を加工する補正回路であ
り、（ａ）に、補正回路と、その特性が示される。
【０００５】（ｂ）は、制御電圧ＶT の大きさに応じ
て、出力信号の周波数ｆが変化する電圧制御発振器２
と、その入出力特性を示す。ここで、電圧制御発振器２
の入出力特性において、変調感度の変化の割合即ち、Ｄ
Ｇ＝(kＶ0 − kＶ１／ kＶ0 (kＶ0 、 kＶ1 は、変調感
度を示す。) を微分利得と呼ぶ。
て、出力信号の周波数ｆが変化する電圧制御発振器２
と、その入出力特性を示す。ここで、電圧制御発振器２
の入出力特性において、変調感度の変化の割合即ち、Ｄ
Ｇ＝(kＶ0 − kＶ１／ kＶ0 (kＶ0 、 kＶ1 は、変調感
度を示す。) を微分利得と呼ぶ。
【０００６】更に、電圧制御発振器２が理想的特性を持
つ場合は、制御電圧ＶT と出力信号の周波数ｆは、線形
的関係にあり、微分利得は、０になる。
つ場合は、制御電圧ＶT と出力信号の周波数ｆは、線形
的関係にあり、微分利得は、０になる。
【０００７】今、電圧制御発振器２の入出力特性が
（ｂ）に示すような非直線性を示す場合は、（ａ）に示
すように補正回路１の特性を、電圧制御発振器２の入出
力特性と逆の特性とし、（ｃ）に示すように、補正回路
１と電圧制御発振器２を縦続して用いることにより、合
成後の入力Ｖinと出力周波数ｆの関係が、直線性を有す
るようにして微分利得を改善する。
（ｂ）に示すような非直線性を示す場合は、（ａ）に示
すように補正回路１の特性を、電圧制御発振器２の入出
力特性と逆の特性とし、（ｃ）に示すように、補正回路
１と電圧制御発振器２を縦続して用いることにより、合
成後の入力Ｖinと出力周波数ｆの関係が、直線性を有す
るようにして微分利得を改善する。
【０００８】したがって、補正回路１は、電圧制御発振
器２の入出力特性と正しく逆の特性を示すようであれ
は、合成後の特性の直線性が良好となる。ここで、補正
回路１の構成として、図２２及び図２４に示す従来例回
路があり、それぞれの特性が図２３及び図２５に示され
る。
器２の入出力特性と正しく逆の特性を示すようであれ
は、合成後の特性の直線性が良好となる。ここで、補正
回路１の構成として、図２２及び図２４に示す従来例回
路があり、それぞれの特性が図２３及び図２５に示され
る。
【０００９】即ち、図２２に示される補正回路は、日本
国特許出願の公開公報特開昭５７−２０００４号に示さ
れる回路であり、入出力間に順方向に挿入されるダイオ
ードＤ1 それに並列に接続される可変抵抗ＲV 及び出力
側に並列に接続される抵抗Ｒとを有して構成される。
国特許出願の公開公報特開昭５７−２０００４号に示さ
れる回路であり、入出力間に順方向に挿入されるダイオ
ードＤ1 それに並列に接続される可変抵抗ＲV 及び出力
側に並列に接続される抵抗Ｒとを有して構成される。
【００１０】そしてこれらにより得られる折れ線特性を
利用して、電圧制御発振器２の入出力特性と逆の特性に
近似させようとする回路である。その特性は、図２３に
示されるが、この回路では、抵抗Ｒの大きさに応じて、
所望の折れ線特性を得ようとすると、その折れ位置がＢ
P1〜ＢP3のように変化してしまうという欠点がある。
利用して、電圧制御発振器２の入出力特性と逆の特性に
近似させようとする回路である。その特性は、図２３に
示されるが、この回路では、抵抗Ｒの大きさに応じて、
所望の折れ線特性を得ようとすると、その折れ位置がＢ
P1〜ＢP3のように変化してしまうという欠点がある。
【００１１】また、図２４の例は、日本国特許出願の公
開公報特開昭６１−２２４７０６号に示される回路であ
り、帰還抵抗Ｒf を有する演算増幅器ＯＰＡとその入力
側に接続されるＦＥＴを有して構成される。
開公報特開昭６１−２２４７０６号に示される回路であ
り、帰還抵抗Ｒf を有する演算増幅器ＯＰＡとその入力
側に接続されるＦＥＴを有して構成される。
【００１２】更に図２５は、ＦＥＴのゲート電圧Ｖg と
ドレイン電流Ｉd のＶg-Ｉd 特性を示し、このＶg-Ｉd
特性の非直線部分を利用して電圧制御発振器２の入出力
特性を補償しようとするものである。
ドレイン電流Ｉd のＶg-Ｉd 特性を示し、このＶg-Ｉd
特性の非直線部分を利用して電圧制御発振器２の入出力
特性を補償しようとするものである。
【００１３】しかし、図２５に示されるＶg-Ｉd 特性に
おいて、（Ｉ）の領域に対し、（II）の領域における非
直線性の度合いが大きい。このため、領域（II）の部分
において、入力Ｖinにより大きく変化し、（Ｉ）の領域
では変化しない。
おいて、（Ｉ）の領域に対し、（II）の領域における非
直線性の度合いが大きい。このため、領域（II）の部分
において、入力Ｖinにより大きく変化し、（Ｉ）の領域
では変化しない。
【００１４】したがって、図２４の従来例の構成では、
電圧制御発振器２の出力に対し、制御電圧の小さい領域
（II）に対しては補償が可能であるが、大きい領域
（Ｉ）に対しては補償が出来ないという欠点がある。
電圧制御発振器２の出力に対し、制御電圧の小さい領域
（II）に対しては補償が可能であるが、大きい領域
（Ｉ）に対しては補償が出来ないという欠点がある。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】したがって、本発明の
目的は、かかる従来の欠点を解決する補償回路を提供す
ることにある。
目的は、かかる従来の欠点を解決する補償回路を提供す
ることにある。
【００１６】更に、本発明の目的は、変調器の発振周波
数帯がマイクロ波やミリ波帯においても調整が容易な補
償回路を提供することを目的とする。
数帯がマイクロ波やミリ波帯においても調整が容易な補
償回路を提供することを目的とする。
【００１７】更にまた、本発明の目的は、電圧制御発振
器の微分特性を向上する補償回路を提供することにあ
る。
器の微分特性を向上する補償回路を提供することにあ
る。
【００１８】また、本発明の目的は、特にある程度の良
好な微分特性を有する変調器に対し更に微分特性を向上
させる如き、微小な補償も可能とする補償回路を提供す
ることにある。
好な微分特性を有する変調器に対し更に微分特性を向上
させる如き、微小な補償も可能とする補償回路を提供す
ることにある。
【００１９】更に、本発明の目的は、上記本発明の目的
に沿う補償回路を有する変調器を提供することにある。
に沿う補償回路を有する変調器を提供することにある。
【００２０】更にまた、本発明の目的は、上記本発明の
目的に沿う補償回路を有する変調器を備えたレーダ装置
を提供することにある。
目的に沿う補償回路を有する変調器を備えたレーダ装置
を提供することにある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明にしたがう補償回
路の基本構成は、制御電圧によりその発振周波数が制御
される電圧制御発振器の前段に接続され、この電圧制御
発振器の微分利得を補正する補正回路である。
路の基本構成は、制御電圧によりその発振周波数が制御
される電圧制御発振器の前段に接続され、この電圧制御
発振器の微分利得を補正する補正回路である。
【００２２】そして前記電圧制御発振器の入力側に直列
に接続される第一の抵抗と、この電圧制御発振器の入力
側と並列に接続される第二の抵抗と第一のダイオードの
直列接続を含み、更に、この第一のダイオードに順方向
にバイアスを与える第一のバイアス電源が接続される。
に接続される第一の抵抗と、この電圧制御発振器の入力
側と並列に接続される第二の抵抗と第一のダイオードの
直列接続を含み、更に、この第一のダイオードに順方向
にバイアスを与える第一のバイアス電源が接続される。
【００２３】また、本発明にしたがう補償回路を有する
変調器の基本構成は、制御電圧によりその発振周波数が
制御される電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の入
力側に接続される補正回路を有し、この補正回路は、前
記電圧制御発振器の入力側に直列に接続される第一の抵
抗と、この電圧制御発振器の入力側と並列に接続される
第二の抵抗と第一のダイオードの直列接続を含み、更
に、この第一のダイオードに順方向にバイアスを与える
第一のバイアス電源が接続される。
変調器の基本構成は、制御電圧によりその発振周波数が
制御される電圧制御発振器と、この電圧制御発振器の入
力側に接続される補正回路を有し、この補正回路は、前
記電圧制御発振器の入力側に直列に接続される第一の抵
抗と、この電圧制御発振器の入力側と並列に接続される
第二の抵抗と第一のダイオードの直列接続を含み、更
に、この第一のダイオードに順方向にバイアスを与える
第一のバイアス電源が接続される。
【００２４】更に本発明にしたがう補償回路を有する変
調器を備えたレーダ装置の基本構成は、三角波の変調信
号を出力する変調信号発生回路と、この変調信号発生回
路からの変調信号の大きさに応じた周波数の信号を発生
する発振器と、これからの発振信号を方向性結合器を通
して送信する送信アンテナと、送信アンテナから放射さ
れる信号に対する反射信号を受信する受信アンテナと、
受信アンテナにより受信される反射信号と該方向性結合
器から分岐される発振器からの発振信号とを混合して、
両信号間の周波数差に対応するビート信号を出力するミ
キサー回路を有し、ミキサー回路から出力されるビート
信号の周波数により反射信号の発生位置及び相対速度を
判断するレーダ装置である。
調器を備えたレーダ装置の基本構成は、三角波の変調信
号を出力する変調信号発生回路と、この変調信号発生回
路からの変調信号の大きさに応じた周波数の信号を発生
する発振器と、これからの発振信号を方向性結合器を通
して送信する送信アンテナと、送信アンテナから放射さ
れる信号に対する反射信号を受信する受信アンテナと、
受信アンテナにより受信される反射信号と該方向性結合
器から分岐される発振器からの発振信号とを混合して、
両信号間の周波数差に対応するビート信号を出力するミ
キサー回路を有し、ミキサー回路から出力されるビート
信号の周波数により反射信号の発生位置及び相対速度を
判断するレーダ装置である。
【００２５】更に、前記変調信号発生回路と発振器との
間に、上記の本発明にしたがう補正回路を備えるもので
ある。
間に、上記の本発明にしたがう補正回路を備えるもので
ある。
【００２６】
【作用】本発明の補償回路は、少なくとも電圧制御発振
器の入力側に直列に接続される第一の抵抗と、電圧制御
発振器の入力側と並列に接続される第二の抵抗と第一の
ダイオードの直列接続を有している。
器の入力側に直列に接続される第一の抵抗と、電圧制御
発振器の入力側と並列に接続される第二の抵抗と第一の
ダイオードの直列接続を有している。
【００２７】更に、この第一のダイオードに順方向にバ
イアスを与えるバイアス電源が接続されている。
イアスを与えるバイアス電源が接続されている。
【００２８】したがって、入力電圧が十分大きいと、ダ
イオードは逆バイアスされ、オープン状態となる。この
ため出力電圧は、入力電圧に等しくなる。
イオードは逆バイアスされ、オープン状態となる。この
ため出力電圧は、入力電圧に等しくなる。
【００２９】一方、入力電圧が、ダイオードを導通状態
とするまでにバイアス電源に対し小さいと、第二の抵抗
が見えてくる。そして、出力電圧は、第一の抵抗と第二
の抵抗で決まる函数の出力となる。
とするまでにバイアス電源に対し小さいと、第二の抵抗
が見えてくる。そして、出力電圧は、第一の抵抗と第二
の抵抗で決まる函数の出力となる。
【００３０】この時、第一の抵抗を第二の抵抗に比べ、
十分に小さくできるので、傾きをほぼ１にでき、ある程
度よいＤＧ（例えば＜３０％）を例えばＤＧ＜５％にす
るような補償に適用が可能である。
十分に小さくできるので、傾きをほぼ１にでき、ある程
度よいＤＧ（例えば＜３０％）を例えばＤＧ＜５％にす
るような補償に適用が可能である。
【００３１】
【実施例】図１は、本発明にしたがう補償回路の第一の
実施例回路である。図に示す回路は、制御電圧によりそ
の発振周波数が制御される電圧制御発振器２〔図２１の
（３）参照〕の前段に接続され、この電圧制御発振器２
の微分利得を補正する補正回路である。
実施例回路である。図に示す回路は、制御電圧によりそ
の発振周波数が制御される電圧制御発振器２〔図２１の
（３）参照〕の前段に接続され、この電圧制御発振器２
の微分利得を補正する補正回路である。
【００３２】この回路は、電圧制御発振器２の入力側Ｖ
T に直列に接続される第一の抵抗Ｒ1 と、電圧制御発振
器２の入力側ＶT と並列に接続される第二の抵抗Ｒ2 と
第一のダイオードＤ1 の直列接続を有している。
T に直列に接続される第一の抵抗Ｒ1 と、電圧制御発振
器２の入力側ＶT と並列に接続される第二の抵抗Ｒ2 と
第一のダイオードＤ1 の直列接続を有している。
【００３３】更に、この第一のダイオードＤ1 に順方向
にバイアスを与える第一のバイアス電源Ｅ1 が接続され
ている。
にバイアスを与える第一のバイアス電源Ｅ1 が接続され
ている。
【００３４】図１において、入力電圧Ｖinが十分大きい
と、ダイオードＤ1 は逆バイアスされ、オープン状態と
なる。したがって、出力電圧Ｖout は、入力電圧Ｖinに
等しくなる。
と、ダイオードＤ1 は逆バイアスされ、オープン状態と
なる。したがって、出力電圧Ｖout は、入力電圧Ｖinに
等しくなる。
【００３５】一方、入力電圧Ｖinが、ダイオードＤ1 を
導通状態とするまでにバイアス電源Ｅ1 に対し小さい
と、即ち、Ｖin＜Ｅ＋Ｖd （但し、Ｖd ＝ダイオードＤ
1 の順方向降下電圧) の関係になると抵抗Ｒ2 が見えて
くる。そして、出力電圧Ｖoutは、図２の（ａ）に示さ
れる様な、傾きがＲ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）の函数の出力と
なる。
導通状態とするまでにバイアス電源Ｅ1 に対し小さい
と、即ち、Ｖin＜Ｅ＋Ｖd （但し、Ｖd ＝ダイオードＤ
1 の順方向降下電圧) の関係になると抵抗Ｒ2 が見えて
くる。そして、出力電圧Ｖoutは、図２の（ａ）に示さ
れる様な、傾きがＲ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）の函数の出力と
なる。
【００３６】この時、Ｒ1 をＲ2 に比べて十分に小さく
できるので、傾きをほぼ１にでき、ある程度よいＤＧ
（例えば＜３０％）を例えばＤＧ＜５％にするような補
償に適用が可能である。
できるので、傾きをほぼ１にでき、ある程度よいＤＧ
（例えば＜３０％）を例えばＤＧ＜５％にするような補
償に適用が可能である。
【００３７】また、Ｒ1 、Ｒ2 の組み合わせとバイアス
電源Ｅ1 の大きさの変化とは、独立であるので、図２の
（ａ）に示されるように折れ点（Ｅ1 ＋ＶD 、Ｅ2 ＋Ｖ
D の位置）を変えることができる。更に、Ｒ1 、Ｒ2 の
組み合わせにより、傾きを変えることができるので、図
２の（ｂ）、（ｃ）に示すように変調特性の任意の位置
にある任意の急勾配を補償することができる。
電源Ｅ1 の大きさの変化とは、独立であるので、図２の
（ａ）に示されるように折れ点（Ｅ1 ＋ＶD 、Ｅ2 ＋Ｖ
D の位置）を変えることができる。更に、Ｒ1 、Ｒ2 の
組み合わせにより、傾きを変えることができるので、図
２の（ｂ）、（ｃ）に示すように変調特性の任意の位置
にある任意の急勾配を補償することができる。
【００３８】図３は、本発明の第二の実施例回路であ
る。この実施例は、第一の実施例回路を二段従属したも
のである。即ち、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の組み合わせとバイア
ス電源Ｅ1 により構成される第一の実施例に対し、更に
抵抗Ｒ3 、Ｒ4 の組み合わせとバイアス電源Ｅ1 とは異
なる大きさのバイアス電源Ｅ2 を従属した回路である。
る。この実施例は、第一の実施例回路を二段従属したも
のである。即ち、抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の組み合わせとバイア
ス電源Ｅ1 により構成される第一の実施例に対し、更に
抵抗Ｒ3 、Ｒ4 の組み合わせとバイアス電源Ｅ1 とは異
なる大きさのバイアス電源Ｅ2 を従属した回路である。
【００３９】これにより、図４に示される如く二点に折
れ点が同時に形成でき、より複雑な補償が可能である。
れ点が同時に形成でき、より複雑な補償が可能である。
【００４０】更に、図５は、第三の実施例回路であり、
図３の実施例回路から抵抗Ｒ3 を省いた構成である。こ
の場合、抵抗Ｒ2 とＲ4 、バイアス電源Ｅ1 とＥ2 を相
異なるようにすれば、図３の実施例と同様な効果を与え
ることが可能である。
図３の実施例回路から抵抗Ｒ3 を省いた構成である。こ
の場合、抵抗Ｒ2 とＲ4 、バイアス電源Ｅ1 とＥ2 を相
異なるようにすれば、図３の実施例と同様な効果を与え
ることが可能である。
【００４１】図６は、第四の実施例回路及び特性を示す
図である。図６の（１）は、第四の実施例回路であり、
抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の組み合わせとバイアス電源Ｅ1 により
構成される第一の実施例の回路の入力側に減衰器６０
を、更に出力側に可変増幅器６１を設けた構成である。
図である。図６の（１）は、第四の実施例回路であり、
抵抗Ｒ1 、Ｒ2 の組み合わせとバイアス電源Ｅ1 により
構成される第一の実施例の回路の入力側に減衰器６０
を、更に出力側に可変増幅器６１を設けた構成である。
【００４２】かかる第四の構成の特徴は、図６の（２）
及び（３）に示されるように、補償回路の特性の折れ点
の近傍を補償特性として利用する場合（Ｉ）は、変調器
の比較的緩やかなカーブ部分に対しての補償特性
〔（３）の（Ｉ）参照〕を与える。
及び（３）に示されるように、補償回路の特性の折れ点
の近傍を補償特性として利用する場合（Ｉ）は、変調器
の比較的緩やかなカーブ部分に対しての補償特性
〔（３）の（Ｉ）参照〕を与える。
【００４３】反対に、補償回路の特性の折れ点の近傍を
含む広い範囲を補償特性として利用する場合（II）は、
変調器の比較的急なカーブ部分に対しての補償特性
〔（３）の（II）参照〕を与える。
含む広い範囲を補償特性として利用する場合（II）は、
変調器の比較的急なカーブ部分に対しての補償特性
〔（３）の（II）参照〕を与える。
【００４４】このため、折れ点近傍を利用する場合
（Ｉ）は、図６において、（３）の（Ｉ）に示すよう
に、制御入力（ａ）に対し、大きな減衰量を減衰器６０
で与える（ｂ）。したがって、補償回路の入力信号は、
折れ点の近傍で変化する。更に、増幅器６１は、減衰さ
れた制御入力を元のレベルになるように大きな増幅率で
増幅する。
（Ｉ）は、図６において、（３）の（Ｉ）に示すよう
に、制御入力（ａ）に対し、大きな減衰量を減衰器６０
で与える（ｂ）。したがって、補償回路の入力信号は、
折れ点の近傍で変化する。更に、増幅器６１は、減衰さ
れた制御入力を元のレベルになるように大きな増幅率で
増幅する。
【００４５】一方、折れ点近傍を含め広い範囲を補償特
性として利用する場合（II）は、図６において、（３）
の（II）に示すように、制御入力（ａ）に対し、小さな
減衰量を減衰器６０で与える（ｂ）。したがって、補償
回路の入力信号は、折れ点の近傍を含む広い範囲で変化
する。
性として利用する場合（II）は、図６において、（３）
の（II）に示すように、制御入力（ａ）に対し、小さな
減衰量を減衰器６０で与える（ｂ）。したがって、補償
回路の入力信号は、折れ点の近傍を含む広い範囲で変化
する。
【００４６】増幅器６１は、これに対し、比較的小さな
増幅率で補償回路を通った制御信号を増幅するように制
御される。
増幅率で補償回路を通った制御信号を増幅するように制
御される。
【００４７】図７は、本発明の第五の実施例回路であ
り、図６の実施例原理にしたがい、減衰器６０と、増幅
器６１の配置を補償回路の入力及び出力に関し、逆の関
係にしたものである。動作は、減衰と増幅が逆の関係に
なるのみで図６に関して説明したと同様であるので省略
する。
り、図６の実施例原理にしたがい、減衰器６０と、増幅
器６１の配置を補償回路の入力及び出力に関し、逆の関
係にしたものである。動作は、減衰と増幅が逆の関係に
なるのみで図６に関して説明したと同様であるので省略
する。
【００４８】図８は、本発明の第六の実施例であり、図
１の実施例回路に対し温度補償を考慮した回路である。
即ち、図１の実施例回路では、ダイオードＤ1 が温度特
性を有し、バイアス源源Ｅ1 に温度変動がない場合であ
っても、ダイオードＤ1 の温度特性により、その順方向
電圧ＶD が環境温度ににより、略−２．３mV／deg の勾
配で変化する。
１の実施例回路に対し温度補償を考慮した回路である。
即ち、図１の実施例回路では、ダイオードＤ1 が温度特
性を有し、バイアス源源Ｅ1 に温度変動がない場合であ
っても、ダイオードＤ1 の温度特性により、その順方向
電圧ＶD が環境温度ににより、略−２．３mV／deg の勾
配で変化する。
【００４９】したがって、高温（７０℃）と低温（−１
０℃）で折れ点電圧が０．１８Ｖも変化する。この変化
を極力抑えるためにバイアス源源Ｅ1 を０〜＋ＶD の範
囲に限定し、バイアス電源Ｅ1 自身もダイオードＤ1 と
同じ温度特性のダイオードＤ2 から得るようにしてい
る。
０℃）で折れ点電圧が０．１８Ｖも変化する。この変化
を極力抑えるためにバイアス源源Ｅ1 を０〜＋ＶD の範
囲に限定し、バイアス電源Ｅ1 自身もダイオードＤ1 と
同じ温度特性のダイオードＤ2 から得るようにしてい
る。
【００５０】即ち、図８において、電圧ＶCCに抵抗Ｒ3
とダイオードＤ2 の直列回路を接続し、且つダイオード
Ｄ2 に並列に可変抵抗ＲV を設け、ダイオードＤ2 の順
方向電圧ＶD を分割して電源Ｅ1 を得るようにしてい
る。
とダイオードＤ2 の直列回路を接続し、且つダイオード
Ｄ2 に並列に可変抵抗ＲV を設け、ダイオードＤ2 の順
方向電圧ＶD を分割して電源Ｅ1 を得るようにしてい
る。
【００５１】したがって、電源Ｅ1 ＝ｋ×ＶD とすれ
ば、折れ点電圧は、（ｋ−１）ＶD となり、温度勾配も
（ｋ−１）に圧縮されることになる。
ば、折れ点電圧は、（ｋ−１）ＶD となり、温度勾配も
（ｋ−１）に圧縮されることになる。
【００５２】例えば、３０Ｇのストリップライン共振器
型の電圧制御発振器を用いた変調器では、ＶD ＝０．７
２Ｖで、Ｅ1 ＝０．５Ｖ近辺であるので、本実施例回路
を用いる場合は、折れ点電圧の温度による変動は、先の
０．１８Ｖから０．０５Ｖと約１／３に圧縮が可能であ
る。
型の電圧制御発振器を用いた変調器では、ＶD ＝０．７
２Ｖで、Ｅ1 ＝０．５Ｖ近辺であるので、本実施例回路
を用いる場合は、折れ点電圧の温度による変動は、先の
０．１８Ｖから０．０５Ｖと約１／３に圧縮が可能であ
る。
【００５３】図９、及び図１０は、それぞれ第七、第八
の実施例回路である。ともに図１の実施例回路の前段に
増幅回路９を有している。
の実施例回路である。ともに図１の実施例回路の前段に
増幅回路９を有している。
【００５４】図９の増幅回路は、帰還抵抗９１を有する
演算増幅回路９０の入力にベース接地のトランジスタ９
２を設けた構成で、逆ｌｏｇ特性を有する。更に、図１
０の増幅回路は、演算増幅回路９０の帰還回路にベース
接地のトランジスタ９２を設けた構成であり、ｌｏｇ特
性を有する。
演算増幅回路９０の入力にベース接地のトランジスタ９
２を設けた構成で、逆ｌｏｇ特性を有する。更に、図１
０の増幅回路は、演算増幅回路９０の帰還回路にベース
接地のトランジスタ９２を設けた構成であり、ｌｏｇ特
性を有する。
【００５５】したがって、これら逆ｌｏｇ特性またはｌ
ｏｇ特性を有する回路を図１の補償回路の前段に置くこ
とにより、変調器の特性に大きな傾きがある場合（ＤＧ
が＞約５０％）、これを例えばＤＧ＜５％にするような
補償適した回路が実現可能である。
ｏｇ特性を有する回路を図１の補償回路の前段に置くこ
とにより、変調器の特性に大きな傾きがある場合（ＤＧ
が＞約５０％）、これを例えばＤＧ＜５％にするような
補償適した回路が実現可能である。
【００５６】図１１は、本発明の補償回路を適用する対
象の一例としてのレーダ装置特に、ＦＭの連続波（ＦＭ
−ＣＷ）を利用する装置を説明する図である。
象の一例としてのレーダ装置特に、ＦＭの連続波（ＦＭ
−ＣＷ）を利用する装置を説明する図である。
【００５７】即ち、このＦＭ−ＣＷレーダ装置は、周波
数変調を施した連続波信号を送信し、ターゲットからの
反射信号を受信して、反射信号と送信信号との周波数差
より、ターゲットとの相対距離及び速度を検出するため
のものである。
数変調を施した連続波信号を送信し、ターゲットからの
反射信号を受信して、反射信号と送信信号との周波数差
より、ターゲットとの相対距離及び速度を検出するため
のものである。
【００５８】即ち、図１１において、２は、電圧制御発
振器であり、変調信号発生器１１はからの変調信号Ｖ0
により出力周波数が変調される。
振器であり、変調信号発生器１１はからの変調信号Ｖ0
により出力周波数が変調される。
【００５９】図１１において、周波数変調を三角波で行
う場合を考えると、その時の電圧制御発振器からの送信
信号は、図１２のＳ1 に示すごとくである。この送信信
号Ｓ1 の一部は、方向性結合器１２等を用いローカル信
号として混合器１３に入力する。
う場合を考えると、その時の電圧制御発振器からの送信
信号は、図１２のＳ1 に示すごとくである。この送信信
号Ｓ1 の一部は、方向性結合器１２等を用いローカル信
号として混合器１３に入力する。
【００６０】一方、送信された信号は、目標物で反射さ
れて、混合器１３に入力する。反射された受信信号Ｒ1
は、目標物までの距離により、時間遅れが生じるので図
１２の点線で示すよようなる。
れて、混合器１３に入力する。反射された受信信号Ｒ1
は、目標物までの距離により、時間遅れが生じるので図
１２の点線で示すよようなる。
【００６１】更に、この時間遅れによって、送信信号Ｓ
1 と受信信号Ｒ1 のビート周波数ｆr が図１３のように
生じる。今、周波数変調信号である三角波の周波数をｆ
m 、周波数偏移幅をΔｆ、目標物までの距離をＲとする
と、ビート周波数ｆr は、 ｆr ＝４Ｒｆm ・Δｆ／ｃ （ｃは、光速） で表され、ビート周波数ｆr から距離Ｒが測定される。
1 と受信信号Ｒ1 のビート周波数ｆr が図１３のように
生じる。今、周波数変調信号である三角波の周波数をｆ
m 、周波数偏移幅をΔｆ、目標物までの距離をＲとする
と、ビート周波数ｆr は、 ｆr ＝４Ｒｆm ・Δｆ／ｃ （ｃは、光速） で表され、ビート周波数ｆr から距離Ｒが測定される。
【００６２】また、目標物がある速度で移動中や、レー
ダ装置自身が移動中である場合は、先の受信信号Ｒ1 に
ドップラシフトが図１４に示すように付加される。更
に、その時のビート周波数ｆr は、図１５に示す如くに
なる。ビート周波数ｆr にドップラ周波数ｆd が重畳
し、その方向は、各変調サイクルごとに正負となる為
に、ｆr とｆd が計測でき、相対速度と距離が求められ
る。
ダ装置自身が移動中である場合は、先の受信信号Ｒ1 に
ドップラシフトが図１４に示すように付加される。更
に、その時のビート周波数ｆr は、図１５に示す如くに
なる。ビート周波数ｆr にドップラ周波数ｆd が重畳
し、その方向は、各変調サイクルごとに正負となる為
に、ｆr とｆd が計測でき、相対速度と距離が求められ
る。
【００６３】一方、実際の発振器では、従来例の説明に
おいて言及した如く、与えられた制御信号に対し、直線
的に変化しない。例えば、バラクタダイオードを用いた
発振器において、バラクタダイオードに供給する電圧Ｖ
T と発振周波数ｆとの関係は、図１６の如くなる。
おいて言及した如く、与えられた制御信号に対し、直線
的に変化しない。例えば、バラクタダイオードを用いた
発振器において、バラクタダイオードに供給する電圧Ｖ
T と発振周波数ｆとの関係は、図１６の如くなる。
【００６４】したがって、バラクタダイオードに供給す
る電圧ＶT を三角波とした場合、発振周波数の変化が直
線性を持たないため、送信信号周波数Ｓ1 は、図１２、
図１４のようにならず、図１７の如くになる。
る電圧ＶT を三角波とした場合、発振周波数の変化が直
線性を持たないため、送信信号周波数Ｓ1 は、図１２、
図１４のようにならず、図１７の如くになる。
【００６５】これが、目標物で反射されて戻ってくるの
で、相対速度が０の場合、受信信号は、図１７の破線Ｒ
1 の如くになる。更に、そのビート周波数は、図１８の
ようになり、周波数に広がりを持ち、距離測定が困難と
なる。
で、相対速度が０の場合、受信信号は、図１７の破線Ｒ
1 の如くになる。更に、そのビート周波数は、図１８の
ようになり、周波数に広がりを持ち、距離測定が困難と
なる。
【００６６】相対速度がある場合も同様にビート周波数
は、周波数に広がりを持つことになるので、相対速度、
距離の計測共に誤差を広げてしまう。
は、周波数に広がりを持つことになるので、相対速度、
距離の計測共に誤差を広げてしまう。
【００６７】したがって、かかる問題の原因となる発振
器の直線性を改善することが必要である。そして、この
ために本発明の補正回路を発振器の入力側に備えること
により、上記の問題が解決される。
器の直線性を改善することが必要である。そして、この
ために本発明の補正回路を発振器の入力側に備えること
により、上記の問題が解決される。
【００６８】図１９は、上記レーダ装置に本発明の補正
回路を適用した実施例である。即ち、変調信号発生回路
１１と発振器２との間に図１乃至図１０により説明した
本発明の補正回路を挿入した構成である。
回路を適用した実施例である。即ち、変調信号発生回路
１１と発振器２との間に図１乃至図１０により説明した
本発明の補正回路を挿入した構成である。
【００６９】更に図２０は、バラクタダイオード２３を
有する発振器の回路例である。２２は、共振器であり、
特定帯域の周波数に共振する回路であり、たとえばλg
／４のストリップラインで構成される。
有する発振器の回路例である。２２は、共振器であり、
特定帯域の周波数に共振する回路であり、たとえばλg
／４のストリップラインで構成される。
【００７０】また２０は、GaAsＦＥＴであり、共振器２
２との間で信号を往復させる機能を有する。２１は、結
合回路であり、GaAsＦＥＴ２０のドレインに現れる信号
を発振周波数信号Ｖ0 として出力する。
２との間で信号を往復させる機能を有する。２１は、結
合回路であり、GaAsＦＥＴ２０のドレインに現れる信号
を発振周波数信号Ｖ0 として出力する。
【００７１】更に、制御電圧ＶT により、バラクタダイ
オード２３のバイアス電位を変え、したがってそのバラ
クタ容量を変化させることにより、発振周波数が変化さ
れる。このようにバラクタダイオード２３を用いた発振
器２は、先に説明したように非直線性の特性を有してい
る。
オード２３のバイアス電位を変え、したがってそのバラ
クタ容量を変化させることにより、発振周波数が変化さ
れる。このようにバラクタダイオード２３を用いた発振
器２は、先に説明したように非直線性の特性を有してい
る。
【００７２】したがって、本発明の補償回路１を挿入す
ることにより、既に説明した共通の原理により、発振器
２の直線性を改善することができる。
ることにより、既に説明した共通の原理により、発振器
２の直線性を改善することができる。
【００７３】
【発明の効果】以上実施例にしたがい説明したように、
本発明により、ある程度よいＤＧ、例えばＤＧ＜３０％
の電圧制御発振器を、例えばＤＧ＜５％にするような、
非常にデリケートな補償が可能である。ＤＧ＞５０％の
ように特性に大きな傾きがあるような変調器の場合に
も、これをＤＧ＜５％とすることが可能である。
本発明により、ある程度よいＤＧ、例えばＤＧ＜３０％
の電圧制御発振器を、例えばＤＧ＜５％にするような、
非常にデリケートな補償が可能である。ＤＧ＞５０％の
ように特性に大きな傾きがあるような変調器の場合に
も、これをＤＧ＜５％とすることが可能である。
【００７４】また、抵抗値の変化と折れ点設定バイアス
電圧の変化により、任意の位置にある任意の勾配に対す
る補償が可能である。
電圧の変化により、任意の位置にある任意の勾配に対す
る補償が可能である。
【図１】本発明の第一の実施例回路を示す図である。
【図２】第一の実施例回路特性を説明する図である。
【図３】本発明の第二の実施例回路を示す図である。
【図４】第二の実施例回路特性を説明する図である。
【図５】本発明の第三の実施例回路を示す図である。
【図６】本発明の第四の実施例回路及びその特性を示す
図である。
図である。
【図７】本発明の第五の実施例回路を示す図である。
【図８】本発明の第六の実施例回路を示す図である。
【図９】本発明の第七の実施例回路を示す図である。
【図１０】本発明の第八の実施例回路を示す図である。
【図１１】本発明の補正回路の適用対象の説明図であ
る。
る。
【図１２】図１１の動作説明（信号の周波数変化）のた
めの図である。
めの図である。
【図１３】図１１の動作説明（ビート周波数変化）のた
めの図である。
めの図である。
【図１４】図１１の動作説明（相対速度がある時の送受
信信号）のための図である。
信信号）のための図である。
【図１５】図１１の動作説明（図１４のビート周波数変
化）のための図である。
化）のための図である。
【図１６】発振器の非直線特性を説明する図である。
【図１７】図１６の特性に基づく送受信信号の周波数変
化を示す図である。
化を示す図である。
【図１８】図１６の特性に基づくビート周波数の周波数
変化を示す図である。
変化を示す図である。
【図１９】本発明の補正回路を適用するレーダ装置の構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図２０】非直線特性を示す発振器の構成例回路を示す
図である。
図である。
【図２１】補正回路の機能を説明する図である。
【図２２】第一の従来例回路を示す図である。
【図２３】第一の従来例回路の特性を説明する図であ
る。
る。
【図２４】第二の従来例回路を示す図である。
【図２５】第二の従来例回路の特性を説明する図であ
る。
る。
Ｒ1 、Ｒ2 、Ｒ3 、Ｒ4 抵抗 Ｄ1 、Ｄ2 ダイオード Ｅ1 、Ｅ2 バイアス電源 ＶD ダイオードの順方向電圧 ６０ 減衰器 ６１ 可変増幅器 ＲV1 可変抵抗 １ 補正回路 ２ 発振器 １１ 変調信号発生回路 １２ 方向性結合器 １３ 混合器 ２０ GaAsＦＥＴ ２１ 結合器 ２２ 共振器 ２３ バラクタダイオード
Claims (15)
- 【請求項１】制御電圧によりその発振周波数が制御され
る電圧制御発振器（２）の前段に接続され、該電圧制御
発振器（２）の微分利得を補正する補正回路であって、 該電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)に直列に接続さ
れる第一の抵抗 (Ｒ1)と、 該電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)と並列に接続さ
れる第二の抵抗 (Ｒ2)と第一のダイオード (Ｄ1)の直列
接続を含み、 更に、該第一のダイオード (Ｄ1)に順方向にバイアスを
与える第一のバイアス電源 (Ｅ1)が接続されたことを特
徴とする補正回路。 - 【請求項２】請求項１において、更に、 前記電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)と前記第一の
抵抗 (Ｒ1)との間に接続される第三の抵抗 (Ｒ3)と、 該電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)と並列に接続さ
れる第四の抵抗 (Ｒ4)と第二のダイオード (Ｄ2)の直列
接続を含み、 更に、該第二のダイオード (Ｄ2)に順方向にバイアスを
与える前記第一のバイアス電源 (Ｅ1)の大きさと異なる
大きさの第二のバイアス電源 (Ｅ2)が接続されたことを
特徴とする補正回路。 - 【請求項３】請求項１において、更に、 前記電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)と並列に接続
される第三の抵抗 (Ｒ4)と第二のダイオード (Ｄ2)の直
列接続を含み、 更に、該第二のダイオード (Ｄ2)に順方向にバイアスを
与える前記第一のバイアス電源 (Ｅ1)の大きさと異なる
大きさの第二のバイアス電源 (Ｅ2)が接続されたことを
特徴とする補正回路。 - 【請求項４】請求項１において、 前記第一の抵抗 (Ｒ1)の両端側に、それぞれ可変減衰器
（６０）と可変増幅器（６１）が接続されたことを特徴
とする補正回路。 - 【請求項５】請求項１において、前記第一のバイアス電
源 (Ｅ1)は、 順方向にバイアスされたダイオード（Ｄ2)と該ダイオー
ド（Ｄ2)に並列接続された可変抵抗（ＲV1）を有して構
成され、 該可変抵抗（ＲV1）の電圧を前記第一のダイオード（Ｄ
1)のバイアスとすることを特徴とする補正回路。 - 【請求項６】請求項１において、更に帰還回路に抵抗
（９１）を有し、入力側にベース接地トランジスタを有
する逆対数型増幅器（９）を備えたことを特徴とする補
正回路。 - 【請求項７】請求項１において、更に帰還回路にベース
接地トランジスタ（９２）を有し、入力側に抵抗（９
１）を有する対数型増幅器（９）を備えたことを特徴と
する補正回路。 - 【請求項８】制御電圧によりその発振周波数が制御され
る電圧制御発振器（２）と、該電圧制御発振器（２）の
入力側に接続される補正回路（１）を有し、 該補正回路（１）は、 該電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)に直列に接続さ
れる第一の抵抗 (Ｒ1)と、 該電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)と並列に接続さ
れる第二の抵抗 (Ｒ2)と第一のダイオード (Ｄ1)の直列
接続を含み、 更に、該第一のダイオード (Ｄ1)に順方向にバイアスを
与える第一のバイアス電源 (Ｅ1)が接続されたことを特
徴とする変調器。 - 【請求項９】請求項８において、 前記補正回路（１）は、更に、 前記電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)と前記第一の
抵抗 (Ｒ1)との間に接続される第三の抵抗 (Ｒ3)と、 該電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)と並列に接続さ
れる第四の抵抗 (Ｒ4)と第二のダイオード (Ｄ2)の直列
接続を含み、 更に、該第二のダイオード (Ｄ2)に順方向にバイアスを
与える前記第一のバイアス電源 (Ｅ1)の大きさと異なる
大きさの第二のバイアス電源 (Ｅ2)が接続されたことを
特徴とする変調器。 - 【請求項１０】請求項８において、 前記補正回路（１）は、更に、 前記電圧制御発振器（２）の入力側 (ＶT)と並列に接続
される第三の抵抗 (Ｒ4)と第二のダイオード (Ｄ2)の直
列接続を含み、 更に、該第二のダイオード (Ｄ2)に順方向にバイアスを
与える前記第一のバイアス電源 (Ｅ1)の大きさと異なる
大きさの第二のバイアス電源 (Ｅ2)が接続されたことを
特徴とする変調器。 - 【請求項１１】請求項８において、 前記第一の抵抗 (Ｒ1)の両端側に、それぞれ可変減衰器
（６０）と可変増幅器（６１）が接続されたことを特徴
とする変調器。 - 【請求項１２】請求項８において、 前記第一のバイアス電源 (Ｅ1)は、 順方向にバイアスされたダイオード（Ｄ2)と該ダイオー
ド（Ｄ2)に並列接続された可変抵抗（ＲV1）を有して構
成され、 該可変抵抗（ＲV1）の電圧を前記第一のダイオード（Ｄ
1)のバイアスとすることを特徴とする変調器。 - 【請求項１３】請求項８において、 更に、前記補正回路（１）の入力側に、帰還回路に抵抗
（９１）を有し、入力側にベース接地トランジスタを有
する逆対数型増幅器（９）を備えたことを特徴とする変
調器。 - 【請求項１４】請求項８において、 更に、前記補正回路（１）の入力側に、帰還回路にベー
ス接地トランジスタ（９２）を有し、入力側に抵抗（９
１）を有する対数型増幅器（９）を備えたことを特徴と
する変調器。 - 【請求項１５】三角波の変調信号を出力する変調信号発
生回路（１１）と、 該変調信号発生回路（１１）からの変調信号の大きさに
応じた周波数の信号を発生する発振器（２）と、該発振
器（２）からの発振信号を方向性結合器（１２）を通し
て送信する送信アンテナ（１３）と、該送信アンテナ
（１３）から放射される信号に対する反射信号を受信す
る受信アンテナ（１４）と、該受信アンテナ（１４）に
より受信される反射信号と該方向性結合器（１２）から
分岐される該発振器（２）からの発振信号とを混合し
て、両信号間の周波数差に対応するビート信号を出力す
るミキサー回路（１５）を有し、該ミキサー回路（１
５）から出力されるビート信号の周波数により該反射信
号の発生位置を判断するレーダ装置において、更に、該
変調信号発生回路（１１）と該発振器（２）との間に、
請求項１乃至７の補正回路を備えたことを特徴とするレ
ーダ装置。
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|---|---|---|---|
| JP17471594A JP3184049B2 (ja) | 1994-07-04 | 1994-07-04 | 変調特性を改善する為の補正回路とそれを用いた変調器及びレーダ装置 |
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| JP17471594A JP3184049B2 (ja) | 1994-07-04 | 1994-07-04 | 変調特性を改善する為の補正回路とそれを用いた変調器及びレーダ装置 |
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ID=15983388
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-
1995
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Cited By (1)
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| JP2010237172A (ja) * | 2009-03-31 | 2010-10-21 | Toshiba Corp | Ｆｍｃｗ信号生成回路 |
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